JP2008048485A - 直流交流変換装置、および直流交流変換装置の過電流保護方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流の過電流状態を常時検出すると共に、検出される過電流状態に応じた過電流保護動作を行なう直流交流変換装置及びその過電流保護方法を提供すること。
【解決手段】過電流のレベルが、第１の閾値を越えかつ第２の閾値を越えない場合には、電圧変換回路１による給電動作が停止され、第１スイッチ２が非導通に、第２スイッチ３が導通状態に制御される（Ｓ１３）。直流電圧Ｖ１からの給電を絶って新たな電力供給を停止しながら第２スイッチ３の導通により出力電流の供給を継続することができる。第１の閾値より高い第２の閾値を越える場合には、電圧変換回路１による給電動作が停止され、第１スイッチ２が導通に、第２スイッチ３が非導通状態に制御される（Ｓ１４）。直流電圧Ｖ１からの給電を絶って新たな電力供給を停止すると共にフィルタ回路４に蓄積されている電磁エネルギーを電圧変換回路１に向かって回生し過電流状態を解消することができる。
【選択図】図１７

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換装置と、直流交流変換装置から出力される出力電流の過電流保護方法に関するものである。

特許文献１に開示されているＡＣインバータでは、図２２に示すように、バッテリ（例えばＤＣ１２Ｖ）等のＤＣ入力部２１０の電源端子に接続される電源ライン２１０ａは、チョークコイルやコンデンサよりなるＤＣ入力フィルタ２３０に接続される。スイッチング回路２４０は、ＤＣ入力部２１０からの直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を例えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の回路である。ＤＣ高電圧整流回路２６０は、スイッチング回路２４０の高周波発振によってトランス２５０の高電圧用コイルに発生した高電圧出力（例えば１４０Ｖ）の波形を平滑化し、ＤＣ出力ライン２６０ａよりドライブ回路２８０へ出力する。ドライブ回路２８０（交流化回路）は、例えば４個のＦＥＴを二つのＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに対してＨブリッジ形に接続してなる周知のもので、対角に位置するＦＥＴが所定のデューティ比で交互にオン駆動されることによって、ＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに例えば５５Ｈｚの交流電圧を発生させる。

また、二次側の電流検出部は、ドライブ回路２８０のアース側に接続されたシャント抵抗の両端子間電位差に基づいて、二次側の電流の大きさに応じた検出信号を出力する。過電流検出時には、定格出力を実現するデューティ比よりも十分小さなデューティ比を強制的に設定してスイッチング回路２４０を駆動する。または、ドライブ回路２８０を停止させるか、電源ライン２１０ａに備えられたリレーを開状態にして電力供給を遮断する。

特開２００２−３１５３５１号公報

しかしながら、特許文献１では、ドライブ回路２８０がＨブリッジ形の４つのＦＥＴのうち対角に位置されたＦＥＴをペアとして交互にオン駆動される。このため、４つのＦＥＴのうちアース側に配置される２つのＦＥＴの何れか一方にシャント抵抗が接続される場合には、シャント抵抗が配置されているＦＥＴがオン駆動される期間においてのみ電流が検出され、対角のＦＥＴがオン駆動される期間には電流を検出することができない。電流を常時検出することができず過電流状態の検出が的確に行なわれないおそれがあり問題である。

また、アース側に配置される２つのＦＥＴの各々にシャント抵抗が接続されていれば、交互にオン駆動される各々のＦＥＴに流れる電流を各々検出することにより、電流検出を常時行なうことは可能ではある。しかしながらこの場合には、シャント抵抗を２つ備えなければならず部品点数が増えてしまい問題である。

更に、特許文献１においては、過電流状態が検出された際に行なわれる保護動作は、スイッチング回路２４０のデューティ比を強制的に小さくすることに留まる。しかしながら、過電流状態といってもその程度は様々であり、電力供給を制限することで十分な場合から、電力供給を停止しなければならない場合、更には負荷側の過剰な電力を回収しなければならない場合などが考えられる。過電流状態の検出に応じてデューティを低減する制御を行なうのみでは的確な過電流保護を行なうことが困難な場合もあり問題である。また、特許文献１では直流→交流→直流→交流という３回の変換を行う直流交流変換装置に対しての過電流時の動作が開示されているのみである。

本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換する新規な直流交流変換装置において、過電流保護動作を行なうことが可能な直流交流変換装置、および直流交流変換装置の過電流保護方法を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、請求項１に係る直流交流変換装置は、直流電圧が入力される一対の直流入力端と、交流電圧が出力される一対の交流出力端と、電圧変換回路と、フィルタ回路と、第１スイッチと、第２スイッチと、出力電流検出回路と、過電流保護回路とを有し、電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、変換回路入力端に印加された直流電圧を所要の極性の電圧に変換して変換回路出力端に出力し、フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、直流入力端と変換回路入力端とが接続され、変換回路出力端とフィルタ入力端とが第１スイッチを介して接続され、フィルタ出力端と交流出力端とが接続され、フィルタ入力端の間に第２スイッチが接続され、出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出したとき、過電流保護回路は、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させ、第１スイッチを非導通状態にし、第２スイッチを導通状態にすることを特徴とする。

また、請求項４に係る直流交流変換装置の過電流保護方法は、直流電圧が入力される一対の直流入力端と、交流電圧が出力される一対の交流出力端と、電圧変換回路と、フィルタ回路と、第１スイッチと、第２スイッチと、出力電流検出回路とを有し、電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、変換回路入力端に印加された直流電圧を所要の極性の電圧に変換して変換回路出力端に出力し、フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、直流入力端と変換回路入力端とが接続され、変換回路出力端とフィルタ入力端とが第１スイッチを介して接続され、フィルタ出力端と交流出力端とが接続され、フィルタ入力端の間に第２スイッチが接続された直流交流変換装置の過電流保護方法であって、出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出したとき、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させ、第１スイッチを非導通状態にし、第２スイッチを導通状態にすることを特徴とする。

請求項１の直流交流変換装置、および請求項４の直流交流変換装置の過電流保護方法では、電圧変換回路が、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁しつつ、所望の交流出力の極性に応じた極性の電圧を変換回路出力端に出力する。所望の交流出力に応じた極性の電圧が変換回路出力端に出力されているときに第１スイッチが導通状態になると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加される。第２スイッチが導通状態となると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加されることなくフィルタ回路内の電流が流れる経路が確保される。フィルタ出力端には、フィルタ入力端に印加された電圧がフィルタ回路により平滑され出力される。上記２つの状態の時間の比を調整することによって、フィルタ出力端に現れる電圧の大きさを制御できる。変換回路出力端に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端に現れる電圧の極性を制御できる。

請求項１に記載の直流交流変換装置では、出力電流検出回路により第１の閾値を越える過電流を検出したとき、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させると共に、第１スイッチを非導通状態にし、第２スイッチを導通状態にする電流保護回路を備える。

また、請求項４に記載の直流交流変換装置の過電流保護方法では、出力電流検出回路により第１の閾値を越える過電流を検出したとき、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させると共に、第１スイッチを非導通状態にし、第２スイッチを導通状態にする。

これにより、直流電圧からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチの非導通と第２スイッチの導通により、フィルタ回路と第２スイッチで形成される電流経路が形成される。電流は負荷によるエネルギー消費などによって減少するので過電流保護動作が実現できる。

また、請求項２に係る直流交流変換装置は、請求項１に記載の直流交流変換装置において、出力電流検出回路が第１の閾値よりも高い第２の閾値を越える過電流を検出したとき、過電流保護回路は、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させ、第１スイッチを導通状態にし、第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする。

また、請求項５に係る直流交流変換装置の過電流保護方法は、請求項４に記載の直流交流変換装置の過電流保護方法において、出力電流検出回路が第１の閾値よりも高い第２の閾値を越える過電流を検出したとき、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させ、第１スイッチを導通状態にし、第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする。

これにより、直流電圧からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチの導通と第２スイッチの非導通により、フィルタ回路と第１スイッチと電圧変換回路で形成される電流経路が形成される。電流は電圧変換回路を介して直流電圧へ回生されるので、請求項１または４に記載の過電流保護動作よりも急激に減少する。したがって、第１の閾値よりも高い第２の閾値を越えるような過電流に対しても過電流保護動作が可能である。

また、請求項３に係る直流交流変換装置は、請求項１に記載の直流交流変換装置において、出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出してから一定時間の経過後、出力電流検出回路が再度第１の閾値を越える過電流を検出したとき、過電流保護回路は、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させたまま、第１スイッチを導通状態にし、第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする。

また、請求項６に係る直流交流変換装置の過電流制御方法は、請求項４に記載の直流交流変換装置の過電流制御方法において、出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出してから一定時間の経過後、出力電流検出回路が再度第１の閾値を越える過電流を検出したとき、電圧変換回路の変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止させたまま、第１スイッチを導通状態にし、第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする。

これは、第１の閾値を越える過電流が検出されて請求項１または４に記載の過電流保護動作をして一定時間経過してもなお、過電流状態が解消されない場合の過電流保護動作である。直流電圧からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチの導通と第２スイッチの非導通により、フィルタ回路と第１スイッチと電圧変換回路で形成される電流経路が形成される。電流は電圧変換回路を介して直流電圧へ回生されるので、請求項１または４に記載の過電流保護動作よりも急激に減少する。したがって、請求項１または請求項４に記載の過電流保護動作で一定時間経過してもなお、過電流状態が解消されない場合でも過電流状態を解消することができる。

本発明によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換する新規な直流交流変換装置において、過電流保護動作を行なうことが可能である。

以下、本発明の直流交流変換装置について具体化した実施形態を図１乃至図２１に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。

本発明の原理を説明する図１の直流交流変換装置では、一対の直流入力端１０から直流電圧Ｖ１が入力され、一対の交流出力端２０から交流電圧Ｖ２が出力される。直流入力端１０は、電圧変換回路１の一対の変換回路入力端３１に接続されている。電圧変換回路１の変換回路出力端３２の一方は第１スイッチ２を介して、電圧変換回路１の変換回路出力端３２の他方は直接に、フィルタ回路４の一対のフィルタ入力端４１に接続されている。また、フィルタ入力端４１の端子間は第２スイッチ３で接続されている。フィルタ回路４の一対のフィルタ出力端４２は、一対の交流出力端２０に接続されている。

電圧変換回路１は、変換回路入力端３１と変換回路出力端３２とが直流的に絶縁されており、変換回路入力端３１に印加された直流電圧Ｖ１を、交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電圧に変換して変換回路出力端３２に出力する。

フィルタ回路４は、フィルタ入力端４１とフィルタ出力端４２との間に備えられる一対のコイルＬ１、Ｌ２と、フィルタ出力端４２の端子間に接続される出力コンデンサＣ１とを有して構成される一般的なフィルタ回路である。

所望の交流出力に応じた極性の電圧が変換回路出力端に出力されているときに第１スイッチ２が導通状態になると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加される。第２スイッチ３が導通状態となると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加されることなくフィルタ回路４内の電流が流れる経路が確保される。フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。上記２つの状態の時間の比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる電圧の大きさを制御できる。変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる電圧の極性が制御される。

また、本実施形態では第１スイッチ２と第２スイッチ３との接続点と、フィルタ入力端４１との間に電流センス抵抗ＲＳが介在する。電流センス抵抗ＲＳは、直流交流変換装置の出力電流を常に検出可能である。電流センス抵抗ＲＳから出力される電流検出信号Ｍは過電流保護回路５に入力される。過電流保護回路５からは過電流検出信号Ｄが出力される。過電流検出信号Ｄは制御回路６に入力される。制御回路６からは電圧変換回路１、第１スイッチ２、および第２スイッチ３を制御する制御信号Ｃ１〜Ｃ３が出力される。

図２の回路図は実施形態の直流交流変換装置である。電圧変換回路１は、１次側に中間タップを備えたトランスＴＲと、エミッタ端子が共通に接続され、コレクタ端子が１次側巻線の両端の各端子にそれぞれ接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２とを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子とトランスＴＲの中間タップとの間に、平滑コンデンサＣ０が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子を負側として直流電圧Ｖ１が入力される。つまり、プッシュプル回路を形成している。制御信号Ｃ１はＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２の制御端子に接続される。図示は省略するが、制御信号Ｃ１はＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２をそれぞれ独立して導通・非導通が制御できる複数の制御信号を示すものである。つまり、制御信号Ｃ１は電圧変換回路１の変換回路出力端３２に任意の極性の電圧を発生させたり、電力供給を停止させたり出来るように制御する制御信号である。

トランスＴＲの２次側巻線の各端子には、それぞれＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のコレクタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のエミッタ端子は、フィルタ回路４のコイルＬ１、Ｌ２の一端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６で第１スイッチ２を構成している。これにより、第１スイッチ２として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を用いても、変換回路出力端に現れる電圧の極性によらず、変換回路出力端とフィルタ入力端との間を非導通とすることができる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｔ５のエミッタ端子とコイルＬ１の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ７のエミッタ端子が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ６のエミッタ端子とコイルＬ２の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ８のエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８は、それぞれのコレクタ端子が互いに接続されて直列接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８で第２スイッチ３を構成している。これにより、第２スイッチ３として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を用いても、第２スイッチ３を非導通とすることができる。

ここで、各ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８は、逆並列ダイオードを備えている。

ＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子が互いに接続されている接続点Ｊは接地電位とされる。接地電位とされた接続点ＪとコイルＬ２との間は、電流センス抵抗ＲＳで接続されている。電流センス抵抗ＲＳは出力電流検出回路に相当する。

図２の直流交流変換装置においても、図１の場合と同様に過電流保護回路５および制御回路６は備えられているが、説明の便宜上、図２乃至図１６、および図１９乃至図２２においては、記載を省略する。

先ず図３乃至図１６において、実施形態の直流交流変換装置（図２）についての基本回路動作を示す。図３乃至図８は交流電圧Ｖ２の電圧上昇期の回路動作である。図９乃至図１６は交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作である。交流電圧Ｖ２の周波数に比べてＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８を十分高い周波数でスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６のオンデューティを制御することにより、交流電圧Ｖ２を生成する。

図３乃至図８はＩＧＢＴ素子Ｔ１、（Ｔ２）、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期を示す。

図３の動作状態（１）において、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する。中間タップを挟んで直列に接続されているトランスＴＲの１次側巻線の一方に直流電圧Ｖ１が印加される。直流電圧Ｖ１の正極から、中間タップを介してＩＧＢＴ素子Ｔ１を流れて直流電圧Ｖ１の負極に向かう経路に電流が流れる。この電流によりトランスＴＲが励磁され、２次側巻線の基準端子を正電位とする電圧が誘起される。基準端子から、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）、コイルＬ２、電流センス抵抗ＲＳ、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路に電流が流れる。

これにより、出力コンデンサＣ１の端子間電圧である交流電圧Ｖ２も時間と共に上昇する。また、トランスＴＲから出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、図３乃至図８で示される１周期の動作期間のうち、図３で示される動作状態（１）の占める時間割合が大きい。

尚、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となる前に導通状態となっているので、トランスＴＲからコイルＬ１、Ｌ２に電流が流れ始める際に、ターンオン損失は発生しない。

次に図４の動作状態（２）に移行する。図４の動作状態（２）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に電流が流れる。

同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。なお、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

次に図５の動作状態（３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通により、トランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧が略一定であるからである。

尚、図４、図５の動作状態（２）、（３）は、図３の動作状態（１）から次に説明する図６の動作状態（４）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図４、図５の動作状態（２）、（３）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

次に図６の動作状態（４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

次に図７の動作状態（５）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

次に図８の動作状態（６）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ２、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通制御に際してはスイッチング損失が発生しない。

図８の動作状態（６）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図３の動作状態（１）に移行する。図３の動作状態（１）から図８の動作状態（６）を、この順で繰り返すことにより、交流電圧Ｖ２を上昇させることができる。交流電圧Ｖ２の上昇幅は、図３の動作状態（１）の期間と図６の動作状態（４）の期間の比を調整することにより行なう。

尚、図７、図８の動作状態（５）、（６）は、図６の動作状態（４）から図３の動作状態（１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図７、図８の動作状態（５）、（６）の期間は、可及的に短くすることが好ましい。

交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期において、図３の動作状態（１）が十分に大きな時間割合で継続し、コイルＬ１、Ｌ２に十分な電磁エネルギーが蓄積されるので、１周期の動作の中で図３の動作状態（１）に引き続く図４乃至図８の動作状態（２）〜（６）において、コイルＬ１、Ｌ２の電流の向きは一定であり、出力コンデンサＣ１は常に充電され続ける。

また、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流は、図３乃至図８で構成される１周期の動作の中で、常に電流センス抵抗ＲＳを流れる。出力電流を常時検出することができる。

次に、交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作について説明する。図９乃至図１６が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期である。この動作を繰り返すことにより出力コンデンサＣ１が放電されていき、交流電圧Ｖ２が下降していく。

図９の動作状態（７）へ移行する前段階（図１６の動作状態（１４））は、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通の状態であって、出力コンデンサＣ１から、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、電流センス抵抗ＲＳ、コイルＬ２を通って電流が流れ、出力コンデンサＣ１が放電して交流電圧Ｖ２が下降している状態である。このとき、出力コンデンサＣ１からの電流によりトランスＴＲが励磁され、トランスＴＲの１次側巻線に直流電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧が発生し、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードを通って電流が流れる。したがって、出力コンデンサＣ１の放電電流は、トランスＴＲの励磁電流とトランスＴＲの１次側の電流との合計になる。出力コンデンサＣ１からの放電電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

図９の動作状態（７）は、この状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される。トランスＴＲの１次側巻線に流れる電流は、直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向かう方向に増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの１次側電流が減り始める。）。これに伴い、トランスＴＲの２次側基準端子方コイルＬ１に向かう電流が増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの２次側電流が減り始める。）。したがって、出力コンデンサＣ１の電圧の降下が低減する。

更にＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通状態が続くと、トランスＴＲの１次側電流、２次側電流ともに上記の方向に増え続け、１次側では直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向けた電流が流れる（電流の向きが変わる。）。同様に、トランスＴＲの２次側も、トランスＴＲの基準端子からコイルＬ１に向かう電流が流れ（電流の向きが変わり）、図１０に示すような動作状態（８）になる。これにより、また、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。ただし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する直前の電流値やＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通時間によっては、電流の向きが変わらない場合もある。以下、上記のとおり電流の向きが変わったものとして説明をする。

次に図１１の動作状態（９）に移行する。図１１の動作状態（９）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に励磁電流が流れる。

同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。尚、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

次に図１２の動作状態（１０）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇する。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通によりトランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧がほぼ一定であるからである。

尚、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）は、図１０の動作状態（８）から次に説明する図１３の動作状態（１１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

次に図１３の動作状態（１１）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、電流センス抵抗ＲＳ、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーが全て放出されると、出力コンデンサＣ１とコイルＬ１、Ｌ２の共振により、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の向きが逆転する。すなわち、図１４の動作状態（１２）に示すように、出力コンデンサＣ１からコイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ８、電流センス抵抗ＲＳ、コイルＬ２の順に電流が流れ、出力コンデンサＣ１は放電される。これにより交流電圧Ｖ２は下降する。交流電圧Ｖ２の下降期では、負荷の有無等にもよるが、図１３の動作状態（１１）の期間を図１０の動作状態（８）に比べて長くする。出力コンデンサＣ１からの放電電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

次に図１５の動作状態（１３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。出力コンデンサＣ１が放電され続け、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。出力コンデンサＣ１からの放電電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

次に図１６の動作状態（１４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、電流センス抵抗ＲＳ、コイルＬ２、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１の放電が継続され、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。出力コンデンサＣ１からの放電電流が電流センス抵抗ＲＳを流れ、電流を検出することができる。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変換する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通制御に際してスイッチング損失は発生しない。

図１６の動作状態（１４）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図９の動作状態（７）に移行する。図９の動作状態（７）から図１６の動作状態（１４）をこの順で繰り返すことにより交流電圧Ｖ２を下降させることができる。交流電圧Ｖ２の下降幅は、図１０の動作状態（８）の期間と図１３の動作状態（１１）の期間との比を調整することにより行なう。

尚、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）は、図１３の動作状態（１１）から図９の動作状態（７）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

交流電圧Ｖ２の電圧下降期においては、負荷の有無にもよるが、図１３、図１４の動作状態（１１）、（１２）が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期中で充分に大きな割合で継続することで、交流電圧Ｖ２の下降を実現することができる。

尚、コイルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８との間を流れるコイル電流の方向が、出力コンデンサＣ１を充電する電流方向から放電する電流方向に反転するタイミングは、図１５の動作状態（１３）でのタイミングとは限らない。図９および図１０の動作状態（７）、（８）における時間や回路パラメータの条件に応じて、図１１乃至図１３の動作状態（９）〜（１１）の何れかのタイミングで反転することも考えられる。また、図１０の動作状態（８）によっても電流方向が出力コンデンサＣ１を放電する電流方向に維持される場合もある。この場合は、図９乃至図１６の全期間で出力コンデンサＣ１は放電され続け、交流電圧Ｖ２は下降を続ける。

尚、上記の説明では、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となり、出力コンデンサＣ１のコイルＬ１側の電位がコイルＬ２側の電位よりも高くなる場合を説明したが、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の代わりにＩＧＢＴ素子Ｔ２を上記説明と同様に、導通状態、非導通状態とすることにより、出力コンデンサＣ１のコイルＬ２側の電位をコイルＬ１側の電位よりも高くすることができる。これにより、交流電圧Ｖ２を発生させることが可能となる。

また、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）に向かう出力電流、および出力コンデンサＣ１からの放電電流は、図９乃至図１６で構成される１周期の動作の中で、常に電流センス抵抗ＲＳを流れる。出力電流を常時検出することができる。

次に、直流交流変換装置の過電流保護方法を示す。図１７が本実施形態の直流交流変換装置の過電流保護方法を示すフローチャートである。直流交流変換装置（図１）の過電流保護回路５において行なわれる。以下では、図１の直流交流変換装置を参照しながら説明を行なう。

電流センス抵抗ＲＳは、出力コンデンサＣ１や交流出力端２０に接続される負荷を流れる出力電流を常時検出している。電流検出結果は電流検出信号Ｍとして過電流保護回路５に入力される。過電流保護回路５では、出力電流が過電流状態か否かが判断される。交流出力端２０に接続された負荷の異常や、短絡、出力コンデンサＣ１の故障等により出力電流が異常に大きくなると、過電流保護回路５では以下の様に過電流状態であると判断する。

過電流保護回路５では、電流の大きさに応じて２つの過電流レベルに分ける第１の閾値と第２の閾値が予め決められている。第１の閾値は第２の閾値より小さい値である。第１の閾値は例えば、定常状態より大きいが直流交流変換装置を構成する各部品の電流容量に対してある程度余裕がある電流値に対応する値とする。一方、第２の閾値は各部品の電流容量に対してほとんど余裕が無い上限に近い電流値に対応する値とする。

過電流保護回路５は出力電流値を示す電流検出信号Ｍと第１の閾値を比較し、出力電流が第１の閾値を越えた状態になると、過電流状態であると判断する。つまり、図１７に示すように過電流を検出（Ｓ１１）と認識される。過電流が検出されると、過電流のレベルが確認される（Ｓ１２）。出力電流値を示す電流検出信号Ｍと第２の閾値が比較され、出力電流が第２の閾値を越える場合はＳ１４へ進む。第２の閾値を越えない場合は、出力電流は第１の閾値を越えかつ第２の閾値を越えない場合であり、Ｓ１３へ進む。

Ｓ１３へ進むと、過電流保護回路５は、電圧変換回路１の変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止させると共に、第１スイッチ２を非導通状態とし、第２スイッチ３を導通状態とするように過電流検出信号Ｄを出力する。制御回路６は、過電流検出信号Ｄに応じて制御信号Ｃ１〜Ｃ３を制御する。

直流電圧Ｖ１からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチ２の非導通と第２スイッチ３の導通により、フィルタ回路４と第２スイッチ３で形成される電流経路が形成される。出力電流はこの電流経路を流れ、負荷によるエネルギー消費などによって出力電流は減少するので過電流保護動作が実現できる（以下、転流モードと呼ぶ）。

一方Ｓ１４へ進むと、過電流保護回路５は、電圧変換回路１の変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止させると共に、第１スイッチ２を導通状態とし、第２スイッチ３を非導通状態とするように過電流検出信号Ｄを出力する。制御回路６は、過電流検出信号Ｄに応じて制御信号Ｃ１〜Ｃ３を制御する。

直流電圧Ｖ１からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチ２の導通と第２スイッチ３の非導通により、フィルタ回路４と第１スイッチ２と電圧変換回路１で形成される電流経路が形成される。出力電流はこの電流経路を流れ、電圧変換回路１を介して直流電圧Ｖ１の電源へ回生される（以下、回生モードと呼ぶ）。

回生モードについて図２を参照して詳しく説明する。制御信号Ｃ１によりＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２が共に非導通の状態となることで、直流電圧Ｖ１からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止される。また、制御信号Ｃ２により第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通の状態となり、制御信号Ｃ３により第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通の状態となる。したがって、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５（またはＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード）トランスＴＲの２次巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６（またはＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード）、電流センス抵抗ＲＳ、コイルＬ２、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）からなる電流経路が形成される。回生モードに入った時点の状況により電流の向きが異なるが、出力電流はこの電流経路を流れる。
出力電流がトランスＴＲの２次巻線を流れることにより、電力がトランスＴＲの１次側に伝送される。トランスＴＲの励磁状況に応じて、トランスＴＲの１次巻線の中間タップ−直流電圧Ｖ１の電源−ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードから形成される電流経路、または、トランスＴＲの１次側巻線の中間タップ−直流電圧Ｖ１の電源−ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードから形成される電流経路の何れかに電流が流れる。つまりＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２の逆並列ダイオードが整流素子として機能し、電力が直流電圧Ｖ１の電源へ回生される。なお、コイルＬ１、Ｌ２に蓄積された電磁エネルギーも同様に回生される。
つまり転流モードよりも急激に出力電流は減少する。したがって、第１の閾値よりも高い第２の閾値を越えるような過電流に対しても過電流保護動作が可能であり、各部品を保護することが出来る。

以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る直流交流変換装置（図２）によれば、出力電流を検出する出力電流検出回路である電流センス抵抗ＲＳが、第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、および第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の接続点Ｊとフィルタ入力端にあるコイルＬ２との間に介在するので、フィルタ回路４を介して流れる出力電流を常時検出することができ、過電流状態を的確に把握することができる。

この場合、電流センス抵抗ＲＳが接続されている、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）および第２スイッチ３（ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８）の接続点Ｊが接地電位とされる。これにより、電流センス抵抗ＲＳが備えられている位置が電位的に固定されるので、動作状態による大きな電位変動はない。したがって、電流センス抵抗ＲＳに流れる電流により検出される微少電圧の検出を容易に行なうことができる。

また、上記の過電流保護方法（図１７）では、過電流のレベルが第１の閾値を越え、かつ第２の閾値を越えない場合には、過電流が検出されると、直流電圧Ｖ１からの給電を絶って新たな電力供給を停止しながら、第２スイッチ３の導通により出力電流の供給を継続することができる。

また、過電流のレベルが第１の閾値を越えて高い第２の閾値であることが検出されると、直流電圧Ｖ１からの給電を絶って新たな電力供給を停止すると共に、フィルタ回路４に蓄積されている電磁エネルギーを電圧変換回路１に向かって回生することができる。過電流状態を迅速に解消することができる。

次に、別の実施形態について図１８のフローチャートを用いて説明する。本実施形態は前述の実施形態に対して、過電流保護回路内の処理と、その結果の過電流保護回路動作が異なるのみであり、同一の符号・動作については説明を省略する。

過電流保護回路５では、第１の閾値が予め決められている。第１の閾値は例えば、定常状態より大きいが直流交流変換装置を構成する各部品の電流容量に対してある程度余裕がある電流値に対応する値とする。

電流センス抵抗ＲＳは電流検出信号Ｍを過電流保護回路５に出力する。過電流保護回路５は出力電流値を示す電流検出信号Ｍと第１の閾値を比較し、出力電流が第１の閾値を越えた状態となると（Ｓ２１）、過電流状態であると判断する。すると過電流保護回路５は電圧変換回路１の変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止させると共に、第１スイッチ２を非導通状態とし、第２スイッチ３を導通状態とするように過電流検出信号Ｄを出力する（Ｓ２２）。制御回路６は、過電流検出信号Ｄに応じて制御信号Ｃ１〜Ｃ３を制御する。つまり転流モードに入る。

直流電圧Ｖ１からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチ２の非導通と第２スイッチ３の導通により、フィルタ回路４と第２スイッチ３で形成される電流経路が形成される。従って、出力電流はこの電流経路を流れ、負荷によるエネルギー消費などによって出力電流は減少する。

転流モードのまま、一定時間の経過後、再度、過電流保護回路５は出力電流値を示す電流検出信号Ｍと第１の閾値を比較する。出力電流が再び第１の閾値を越えた状態であると（Ｓ２３）、過電流保護回路５は、電圧変換回路１の変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止させたまま、第１スイッチ２を導通状態とし、第２スイッチ３を非導通状態とするように過電流検出信号Ｄを出力する。制御回路６は、過電流検出信号Ｄに応じて制御信号Ｃ１〜Ｃ３を制御する。つまり回生モードに入る。

直流電圧Ｖ１からの給電が絶たれて新たな電力供給が停止され、第１スイッチ２の導通と第２スイッチ３の非導通により、フィルタ回路４と第１スイッチ２と電圧変換回路１で形成される電流経路が形成される。出力電流はこの電流経路を流れ、電圧変換回路１を介して直流電圧Ｖ１の電源へ回生される。

つまり転流モードよりも急激に出力電流は減少する。したがって、転流モードの過電流保護動作をして一定時間経過してもなお、過電流状態が解消されない場合でも過電流状態を解消することができる。
また、上述の図１７の実施形態と図１８の別の実施形態と別々に説明したが、過電流保護回路５は２つの過電流保護機能・動作を共に搭載してもよい。また、過電流保護回路５は、転流モードの過電流保護機能・動作のみを搭載していてもよい。

なお、上述の直流交流変換装置では、フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。電圧変換回路１からの電力供給があり且つ第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態となる時間と、第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態となる時間の比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の大きさを制御できる。また、変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の極性を制御できる。入力される直流電圧Ｖ１と出力される交流電圧Ｖ２とを直流的に絶縁しつつ、直流電圧Ｖ１を所望の交流電圧Ｖ２に直接変換することができる。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れ、トランスＴＲの励磁エネルギーが直流電圧Ｖ１の電源に回生される。この回生動作が完了しトランスＴＲの励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、およびＴ７、Ｔ８は、それぞれエミッタ端子間が接続されて、第１スイッチ２、第２スイッチ３を構成しているので、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。

互いにエミッタ端子が接続されているＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７、およびＴ６、Ｔ８は、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。

例えば、本実施形態においては、電圧変換回路１の実施形態として、トランスＴＲの１次側に中間タップを備えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２で構成されるプッシュプル回路構成を例示したが、本願はこれに限定されるものではない。図１９に示す直流交流変換装置の第１の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４によりフルブリッジ回路が構成される場合である。

トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１３のコレクタ端子との接続点が接続されており、他方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１４のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１およびＴ１２のコレクタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の正極に接続されており、ＩＧＢＴ素子Ｔ１３およびＴ１４のエミッタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の負極に接続されている。これにより、フルブリッジ回路が構成され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１、Ｔ１４と、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２、Ｔ１３とを、交互に導通することにより、トランスＴＲの１次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。

また、図２０に示す直流交流変換装置の第２の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ２１、Ｔ２２、およびコンデンサＣ２１、Ｃ２２により、ハーフブリッジ回路が構成される場合である。

トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、直列に接続されたコンデンサＣ２１、Ｃ２２の接続点が接続されており、他方の端子は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ２１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ２２のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、コンデンサＣ２１、Ｃ２２の他端は、各々、ＩＧＢＴ素子Ｔ２１のコレクタ端子、ＩＧＢＴ素子Ｔ２２のエミッタ端子に接続されると共に、直流電圧Ｖ１の電源の正極、負極に接続されている。これにより、ハーフブリッジ回路が構成される。なお、ハーフブリッジ回路は、転流モードのみ実行する過電流保護回路、過電流保護方法に対して適応可能である。

また、本実施形態においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のコレクタ端子間が接続されると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７のエミッタ端子間、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間が接続されて構成される場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。

例えば、図１９の第１の別例では、図２の実施形態における電圧変換回路１に代えて電圧変換回路１Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２に代えてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４を備えた構成である。また、第２スイッチ３に代えて第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８について、図２の実施形態におけるコレクタ端子間の接続に代えて、エミッタ端子間が接続された構成である。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関して、エミッタ端子間が接続される構成とされる。これにより、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。また、逆並列ダイオードが対向しているので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介する経路を非導通とすることができるという特徴は確保されながら、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と共にフルブリッジ回路と同じ回路構成となる。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８のスイッチング制御に汎用のフルブリッジドライバを使用することができ好都合である。更にこの場合、共通接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のエミッタ端子を接地電位とすれば好都合である。

また、図２１の第３の別例では、図２の実施形態における第１スイッチ２および第２スイッチ３に代えて、第１スイッチ２Ａおよび第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６に関して、エミッタ端子間が接続されて直列接続され、トランスＴＲの２次側巻線の一方とコイルＬ２との間に備えられ、トランスＴＲの２次側巻線の他方とコイルＬ１との間は直接接続される構成である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６をスイッチング制御する基準電位を互いに接続されたエミッタ端子とすることができ、スイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関しても、エミッタ端子間が接続される構成とすれば、同様にスイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

また、互いに接続されるエミッタ端子を接地電位に接続すれば、接地電位を基準電位としてドライブ電源を構成することができる。

本発明の原理を示す回路ブロック図である。 実施形態の直流交流変換装置の回路ブロック図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（１）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（２）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（３）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（４）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（５）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（６）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（７）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（８）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（９）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１０）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１１）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１２）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１３）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１４）を示す図である。 直流交流変換装置の過電流保護方法を示すフローチャートである。 別の実施形態の直流交流変換装置の過電流保護方法を示すフローチャートである。 直流交流変換装置の第１の別例を示す回路ブロック図である。 直流交流変換装置の第２の別例を示す回路ブロック図である。 直流交流変換装置の第３の別例を示す回路ブロック図である。 背景技術の回路ブロック図である。

符号の説明

１ 電圧変換回路
２ 第１スイッチ
３ 第２スイッチ
４ フィルタ回路
５ 過電流保護回路
６ 制御回路
１０ 直流入力端
２０ 交流出力端
３１ 変換回路入力端
３２ 変換回路出力端
４１ フィルタ入力端
４２ フィルタ出力端
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ コイル
ＲＳ 電流センス抵抗
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８、Ｔ１１〜Ｔ１４、Ｔ２１，Ｔ２２ ＩＧＢＴ素子
ＴＲ トランス
Ｃ１〜Ｃ３ 制御信号
Ｄ 過電流検出信号
Ｍ 電流検出信号
Ｖ１ 直流電圧
Ｖ２ 交流電圧

Claims (6)

1. 直流電圧が入力される一対の直流入力端と、
   交流電圧が出力される一対の交流出力端と、
   電圧変換回路と、
   フィルタ回路と、
   第１スイッチと、
   第２スイッチと、
   出力電流検出回路と、
   過電流保護回路とを有し、
   前記電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、前記変換回路入力端と前記変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、前記変換回路入力端に印加された直流電圧を所要の極性の電圧に変換して前記変換回路出力端に出力し、
   前記フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、
   前記直流入力端と前記変換回路入力端とが接続され、前記変換回路出力端と前記フィルタ入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記フィルタ出力端と前記交流出力端とが接続され、前記フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続され、
   前記出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出したとき、前記過電流保護回路は、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させ、前記第１スイッチを非導通状態にし、前記第２スイッチを導通状態にすることを特徴とする直流交流変換装置。
2. 前記出力電流検出回路が前記第１の閾値よりも高い第２の閾値を越える過電流を検出したとき、前記過電流保護回路は、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させ、前記第１スイッチを導通状態にし、前記第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする請求項１に記載の直流交流変換装置。
3. 前記出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出してから一定時間の経過後、前記出力電流検出回路が再度第１の閾値を越える過電流を検出したとき、前記過電流保護回路は、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させたまま、前記第１スイッチを導通状態にし、前記第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする請求項１に記載の直流交流変換装置。
4. 直流電圧が入力される一対の直流入力端と、
   交流電圧が出力される一対の交流出力端と、
   電圧変換回路と、
   フィルタ回路と、
   第１スイッチと、
   第２スイッチと、
   出力電流検出回路とを有し、
   前記電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、前記変換回路入力端と前記変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、前記変換回路入力端に印加された直流電圧を所要の極性の電圧に変換して前記変換回路出力端に出力し、
   前記フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、
   前記直流入力端と前記変換回路入力端とが接続され、前記変換回路出力端と前記フィルタ入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記フィルタ出力端と前記交流出力端とが接続され、前記フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続された直流交流変換装置の過電流保護方法であって、
   前記出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出したとき、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させ、前記第１スイッチを非導通状態にし、前記第２スイッチを導通状態にすることを特徴とする直流交流変換装置の過電流保護方法。
5. 前記出力電流検出回路が前記第１の閾値よりも高い第２の閾値を越える過電流を検出したとき、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させ、前記第１スイッチを導通状態にし、前記第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする請求項４に記載の直流交流変換装置の過電流保護方法。
6. 前記出力電流検出回路が第１の閾値を越える過電流を検出してから一定時間の経過後、前記出力電流検出回路が再度第１の閾値を越える過電流を検出したとき、前記電圧変換回路の前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止させたまま、前記第１スイッチを導通状態にし、前記第２スイッチを非導通状態にすることを特徴とする請求項４に記載の直流交流変換装置の過電流保護方法。

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