JP2002315351A - Ａｃインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流低電圧入力（ＤＣ１２Ｖ）をトランスに
より昇圧して交流化し交流高電圧（ＡＣ１００Ｖ以上）
に変換するＡＣインバータであって、起動時にインバー
タの定格電流を越える過電流が流れる機器でも負荷とし
て使用でき、しかも高容量の出力素子を使用する必要が
なく、さらに放射ノイズの問題もないＡＣインバータを
提供する。 【解決手段】 トランス２５の一次側又は二次側の電流
が定格電流に対して過大になったことを検知すると、ト
ランス２５の一次側のスイッチング回路２４のデューテ
ィ比を絞って出力電流を抑制する電流制限機能を制御部
３５に設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば車内で家庭
用電気機器を作動させる目的で車両に搭載されるＡＣイ
ンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、自動車の車室内で家庭用電気機器
（テレビ、ファミコン、ビデオムービ、携帯電話など）
を作動させたり充電したりする目的で、ＡＣインバータ
を搭載する車両が増加してきた。このＡＣインバータ
は、車両バッテリの直流低電圧（ＤＣ１２Ｖ）を交流高
電圧（ＡＣ１００Ｖ以上）に変換する装置であり、一般
的には図４（ａ）に示すような基本構成となっている。
即ち、ＡＣインバータ１は、ＤＣ１２Ｖを高周波発振さ
せるスイッチング回路２と、このスイッチング回路２の
出力を昇圧するトランス３と、このトランス３の出力を
平滑化する平滑回路４と、この平滑回路４の出力を交流
化して交流高電圧電源を生成する交流化回路５とを備え
た構成となっている。ここでスイッチング回路２は、Ｐ
ＷＭ駆動されるトランジスタ（例えばＦＥＴ）よりな
り、小型なトランス３で効率良く昇圧するために、例え
ば５５ｋＨｚでスイッチング動作を行う。また交流化回
路５は、４組のトランジスタ（例えばＦＥＴ）よりなる
ブリッジ回路よりなり、やはりＰＷＭ制御によって出力
が制御される。このため、ＡＣインバータ１の出力波形
は、図４（ｂ）に示す商用電源の波形（正弦波）に対し
て、図４（ｃ）に示すような疑似正弦波形となってい
る。ところで、この種のＡＣインバータ１は、安全性の
観点から過電流に対する非常停止機能を有するのが通常
である。過電流に対する非常停止機能とは、出力側の過
電流（又は短絡電流）を検知して出力を強制停止する
（例えば、交流化回路５のＰＷＭ駆動のデューティ比を
強制的にゼロにする）ものであり、これによりインバー
タ自身や接続された電気機器を過電流等から保護するこ
とができる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
インバータは、以下のような問題を有していた。即ち、
例えば最近のテレビなど、大きな起動電流が流れる電気
機器を負荷として接続した場合、電気機器の起動時に前
記非常停止機能が働いてしまい（即ち、起動時の突入電
流を過電流と誤判定して出力を強制停止してしまい）、
結局このような電気機器を使用することができないとい
う問題があった。なお、上記問題を解決する手法として
は、図５（ａ）に示すように、二次側（トランスよりも
出力側）の交流出力の出力時間ＴON（交流化回路５のデ
ューティ制御のオン時間）を過電流等検出時に短く調整
する第１の手法と、図５（ｂ）に示すように、過電流等
検出時に二次側の交流出力を短い周期で断続制御する第
２の手法とがある。

【０００４】しかし、上記第１の手法では、起動時の電
流が制限され前記非常停止機能の誤動作を回避できるも
のの、電圧が平均して印加されないため、電気機器によ
っては作動しない場合があった。また図６に示すよう
に、起動直後の出力電流を低く抑制できず、平均電圧を
確保するためにオン時間ＴONを極端に短くできないた
め、起動直後に大電流が比較的長い時間流れることにな
り、交流化回路５の素子（例えば、ＦＥＴ）として高容
量のもの（即ち、高価なもの）を使用する必要があると
いう不利があった。また、上記第２の手法では、断続制
御の周期を極力短く設定することにより上記第１の手法
のような不利が回避できるが、断続制御によって放射ノ
イズが増加するという不具合があった。そこで本発明
は、起動時にインバータの定格電流を越える過電流が流
れる機器でも使用でき、しかも高容量の出力素子を使用
する必要がなく、さらに放射ノイズの問題もないＡＣイ
ンバータを提供することを目的としている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明によるＡＣイン
バータは、直流入力を発振させるスイッチング回路と、
このスイッチング回路の出力を昇圧するトランスと、こ
のトランスの出力を平滑化する平滑回路と、この平滑回
路の出力を交流化して交流電源を生成する交流化回路と
を備えたＡＣインバータにおいて、前記スイッチング回
路又は／及び前記交流化回路の出力電流が過大になった
こと又は過大に近づいたことを検知すると、前記スイッ
チング回路のオン時間を短くして前記出力電流を抑制す
る制御部を設けたものである。

【０００６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態の一例
を図面に基づいて説明する。図１は、本発明が適用され
た自動車のＡＣインバータの構成を示すブロック図であ
り、図２乃至図３は、このＡＣインバータの動作を示す
図である。図１に示すように、このＡＣインバータは、
ＤＣ入力部２１と、入力開閉用リレー２２と、ＤＣ入力
フィルタ２３と、スイッチング回路２４と、トランス２
５と、ＤＣ高電圧整流回路２６（平滑回路）と、ＤＣ低
電圧整流回路２７と、ドライブ回路２８（交流化回路）
と、ＡＣ出力フィルタ２９と、ＡＣ出力部３０と、二次
側（トランス２５よりも出力側）の電圧検出部３１及び
電流検出部３２と、ドライブ回路制御用の制御回路３３
と、アイソレーション部３４と、マイクロコンピュータ
（以下、マイコンという）を含む制御部３５と、一次側
（トランス２５よりも入力側）の電圧検出部３６及び電
流検出部３７と、Ｌ端子入力部３８と、温度検出部３９
と、リレー出力部４０とを備える。

【０００７】ここで、ＤＣ入力部２１は、車両のバッテ
リの正極（ＤＣ１２Ｖ）に接続される電源端子、アース
端子、及びＬ端子を備えた入力部である。Ｌ端子とは、
車両の発電器が発電していること（即ち、車両のエンジ
ンが作動していること）を示す信号（以下、Ｌ端子信号
という）を入力するための端子であり、ここから入力さ
れたＬ端子信号はＬ端子入力部３６を経由して制御部３
５に入力される。入力開閉用リレー２２は、ＤＣ入力部
２１の電源端子に接続された電源ライン２１ａを開閉す
る接点を備えたリレーであり、リレー出力部４０を介し
て制御部３５から出力される制御信号によって制御され
る。ＤＣ入力フィルタ２３は、上記電源ライン２１ａに
接続されたチョークコイルやコンデンサよりなるフィル
タ回路で、電源入力のリップル成分を除去する。スイッ
チング回路２４は、直流低電圧入力（ＤＣ１２Ｖ）を例
えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の
回路であり、トランス２５の一次側コイルの両端とアー
ス間にそれぞれ接続された二つのＦＥＴ２４ａ，２４ｂ
と、これらＦＥＴ２４ａ，２４ｂを制御するためのＤＣ
／ＤＣスイッチング回路２４ｃとを備える。ＤＣ／ＤＣ
スイッチング回路２４ｃは、例えば、制御部３５の制御
信号によって１相側のＦＥＴ２４ａのゲート電圧を制御
するトランジスタ（図示省略）と、制御部３５の制御信
号によって２相側のＦＥＴ２４ｂのゲート電圧を制御す
るトランジスタ（図示省略）とを備え、前記電源ライン
２１ａから供給されるＤＣ１２Ｖを電源としている。な
お、１相側のＦＥＴ２４ａと２相側のＦＥＴ２４ｂは、
図２（ａ）に示すように、発信周波数に対応する所定の
周期Ｔで、制御部３５の制御処理で設定されている所定
のデューティ比に対応するオン時間ＴONだけオンする動
作を繰り返すが、相互の位相関係は常に逆位相となって
いる（即ち、一方がオフしている期間中に他方がオンす
る）。

【０００８】トランス２５は、二次側のコイルが二組に
分かれており、一方がインバータ出力として高電圧（例
えば、ＤＣ１４０Ｖ）を生成する高電圧用コイルとな
り、他方が制御用の低電圧（制御回路３３などの電源用
の電圧）を生成する低電圧用コイルとなっているもので
ある。また、一次側のコイルの中央には、ＤＣ入力部２
１の電源端子に接続された電源ライン２１ｂ（ＤＣ入力
フィルタ２３の出力側）が接続され、前述のＦＥＴ２４
ａとＦＥＴ２４ｂがこの電源ライン２１ｂを中心として
対称に接続された形となっている。このようなプッシュ
プル方式の回路構成であると、トランス２５の二次側に
ひずみの少ない出力が得られる。ＤＣ高電圧整流回路２
６（平滑回路）は、前記高電圧用コイルの中央をアース
接続するアースライン（図示省略）と、前記高電圧用コ
イルの両端をＤＣ出力ライン２６ａに不可逆的に接続す
るダイオード（図示省略）と、ＤＣ出力ライン２６ａと
アース間に接続されたコンデンサ（図示省略）とを有す
る。このＤＣ高電圧整流回路２６は、スイッチング回路
２４の高周波発振によってトランス２５の高電圧用コイ
ルに発生した高電圧出力の波形を平滑化し、ＤＣ出力ラ
イン２６ａよりドライブ回路２８へ出力する。

【０００９】ＤＣ低電圧整流回路２７は、やはりダイオ
ードとコイル（図示省略）よりなる平滑回路であり、前
記低電圧用コイルに発生した低電圧出力の波形を平滑化
して、制御回路３３などの電源として出力するものであ
る。ドライブ回路２８（交流化回路）は、ＤＣ高電圧整
流回路２６のＤＣ出力ライン２６ａとアース間に接続さ
れたブリッジ回路よりなる。この場合のブリッジ回路
は、例えば４個のＦＥＴを二つのＡＣ出力ライン２８
ａ，２８ｂに対してＨブリッジ形に接続してなる周知の
もので、対角に位置するＦＥＴが所定のデューティ比で
交互にオン駆動されることによって、二つのＡＣ出力ラ
イン２８ａ，２８ｂ間に５５Ｈｚの交流電圧（図２
（ｂ）参照）を発生させる単相インバータ回路（ＤＣ／
ＡＣ変換回路）である。ＡＣ出力フィルタ２９は、上記
ＡＣ出力ライン２８ａ，２８ｂに接続されたチョークコ
イルやコンデンサよりなるフィルタ回路で、二次側出力
（交流高電圧出力）のリップル成分を除去する。ＡＣ出
力部３０は、上記ＡＣ出力ライン２８ａ，２８ｂに対し
て負荷（電気機器）を接続するための電源出力端子（図
示省略）を有する出力部である。

【００１０】二次側の電圧検出部３１は、ＡＣ出力フィ
ルタ２９を介してＡＣ出力部３０に接続されるととも
に、前述のＤＣ出力ライン２６ａに接続されて、二次側
のＤＣ電圧及びＡＣ電圧を検出し、それら電圧に応じた
検出信号をアイソレーション部３４を介して制御部３５
に出力する回路である。二次側の電流検出部３２は、例
えばドライブ回路２８のアース側に接続されたシャント
抵抗（図示省略）の両端子間電位差に基づいて、二次側
の電流（高電圧交流電流）の大きさに応じた検出信号を
アイソレーション部３４を介して制御部３５に出力する
回路である。ドライブ回路制御用の制御回路３３は、ド
ライブ回路２８の各ＦＥＴを、制御部３５からの制御信
号に応じて駆動するためのトランジスタ等を備える回路
である。アイソレーション部３４は、制御部３５と二次
側との間の電気的絶縁を行う複数のフォトカプラよりな
る。

【００１１】一次側の電圧検出部３６は、前述の電源ラ
イン２１ａに接続されて、一次側のＤＣ電圧を検出し、
この電圧に応じた検出信号を制御部３５に出力する回路
である。一次側の電流検出部３７は、例えばスイッチン
グ回路２４のアース側に接続されたシャント抵抗（図示
省略）の両端子間電位差に基づいて、一次側の電流（低
電圧直流電流）の大きさに応じた検出信号を制御部３５
に出力する回路である。Ｌ端子入力部３８は、前述のＬ
端子信号を制御部３５に出力する回路である。温度検出
部３９は、スイッチング回路２４やドライブ回路２８な
どの発熱により昇温する温度を検出し、この温度に応じ
た検出信号を制御部３５に出力する要素である。

【００１２】そして制御部３５は、装置全体の制御処理
を行う制御手段であり、次のような制御処理機能を有す
る。まず、正常状態であることを判定して、入力開閉用
リレー２２の接点を閉じ、定格出力を実現する所定のデ
ィーティ比でスイッチング回路２４やドライブ回路２８
のＦＥＴを駆動制御する。これにより、例えば図２
（ａ）の左側に示すような一次側の電圧波形が実現さ
れ、また例えば図２（ｂ）の左側に示すような二次側の
交流電圧波形（ＡＣ出力ライン２８ａ，２８ｂ間の電圧
波形）が実現される。なお、ここでの正常状態とは、前
述のＬ端子信号が入力されており、各検出手段（電圧検
出部３１、電流検出部３２、電圧検出部３６、電流検出
部３７、温度検出部３９）からの検出信号が異常な値に
なっていない状態である。そして、電流検出部３２又は
／及び電流検出部３７からの検出信号によって、故障
（ＦＥＴの損傷等）の恐れのある過電流や短絡電流が流
れていること（具体的には、例えば予め設定された許容
電流値を越える電流が規定時間以上流れたこと）が検知
されると、スイッチング回路２４又はドライブ回路２８
の駆動を停止する（ディーティ比をゼロとする）か、入
力開閉用リレー２２の接点を開状態にして電源入力を遮
断することによって、出力を強制停止する機能（非常停
止機能）を有する。なお、この場合の制御部３５は、例
えばＬ端子信号が入力されなくなったり、温度検出部３
９の検出信号により過熱状態が検知された場合にも、出
力を停止する機能を有する。

【００１３】また制御部３５は、電流検出部３２又は／
及び電流検出部３７からの検出信号によって、故障の恐
れのある過電流や短絡電流が流れていること、或いはそ
のような過大な電流に近い電流が流れていること（具体
的には、例えば前述した許容電流値を越える電流が流れ
たこと）が検知されると、過電流等検出時であるとし
て、上記非常停止機能を働かせる前に、スイッチング回
路２４のオン時間ＴONを瞬時に短くして出力電流を抑制
する電流制限機能を有する。なお、スイッチング回路２
４のオン時間ＴONを短くするとは、スイッチング回路２
４のＦＥＴ２４ａ，２４ｂのＰＷＭ制御のデューディ比
（一次側デューティ比）を、定格出力に相当する値から
低下させることを意味する。即ち、正常状態であれば、
例えば電圧検出部３１より検知される電圧値（フィード
バック値）などに基づいて、定格電圧（例えばＤＣ１４
０Ｖ）等を実現する最適なデューディ比を逐次演算し、
このデューディ比に従ってＦＥＴ２４ａ，２４ｂを制御
しているが、過電流等検出時には、このような定格出力
を実現するデューディ比よりも十分小さなデューディ比
（例えば、予め設定された割合だけ小さい値）を強制的
に設定してＦＥＴ２４ａ，２４ｂを駆動する。これによ
り、例えば図２（ａ）の右側に示すような一次側の電圧
波形（オン時間ＴONが絞られたもの）が実現され、また
例えば図２（ｂ）の右側に示すような二次側の交流電圧
波形（振幅が定格よりも抑制された波形）が実現され
る。

【００１４】このため、起動電流が定格電流（この場合
厳密には、前述した許容電流値）を越える電気機器を負
荷として接続して、この電気機器を起動させた場合に
は、上記電流制限機能が働き、一次側デューティ比が絞
られてその結果二次側の交流電圧が絞られる。これによ
り、起動時の二次側電流や一次側電流は、例えば図３
（ａ），（ｂ）にそれぞれ示すようにピーク値が格段に
低いものとなる。またこの際、この電流制限機能が働く
過電流等検出時における二次側交流出力のオン時間ＴON
は、図２（ｂ）に示すように正常状態（定格電流時）と
全く変わらない。したがって、上述の非常停止機能が誤
動作することもなく、また電圧が平均して印加されない
問題もなく、負荷である電気機器は起動電流が大きなも
のでも問題なく起動できる。なお、発明者らは上述した
インバータの試作品を使って、実際に起動電流の大きな
家電品を駆動する実験を行っており、問題なく起動でき
ることを確認している。

【００１５】以上説明したＡＣインバータであると、上
述したように起動電流が大きな負荷でも起動させて使用
可能であり、しかも高容量の出力素子を使用する必要が
なく、さらに放射ノイズの問題もない。というのは、負
荷起動時の電流のピーク値が低いので、出力素子（ドラ
イブ回路２８のＦＥＴ等）としては、定格電流に耐えら
れる必要最小限の容量のものでよくなる。また、図６
（ｂ）に示すように出力を断続させる方式ではないの
で、有害な放射ノイズが発生しない。

【００１６】なお、本発明は以上説明した形態例に限定
されない。例えば、一次側のスイッチング回路は、プッ
シュプル方式に限らず、いわゆるフォワード方式のもの
でもよい。また本発明は、車両用のインバータに限定さ
れず、直流入力を昇圧して交流化する装置であれば、い
かなるものでも適用して同様の効果を奏することができ
る。

【００１７】

【発明の効果】この発明によれば、起動電流が大きな負
荷でも起動させて使用可能であり、しかも高容量の出力
素子を使用する必要がなく、さらに放射ノイズの問題も
ないＡＣインバータが得られる。したがって、ＡＣイン
バータの高品質化及び低コスト化に貢献できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＡＣインバータの構成例を示す図である。

【図２】ＡＣインバータの動作（電圧波形）を説明する
図である。

【図３】ＡＣインバータの動作（電流波形等）を説明す
る図である。

【図４】ＡＣインバータの基本構成等を示す図である。

【図５】従来のＡＣインバータの動作（電圧波形）を説
明する図である。

【図６】従来のＡＣインバータの動作（電流波形等）を
説明する図である。

【符号の説明】

２４ スイッチング回路 ２５ トランス ２６ ＤＣ高電圧整流回路（平滑回路） ２８ ドライブ回路（交流化回路） ３５ 制御部

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA06 AA17 CA01 CB04 CB06 CC32 DA05 DA06 DB01 DB12 DC02 DC05 EA02 FA03 FA18 GA03

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力を発振させるスイッチング回路
   と、このスイッチング回路の出力を昇圧するトランス
   と、このトランスの出力を平滑化する平滑回路と、この
   平滑回路の出力を交流化して交流電源を生成する交流化
   回路とを備えたＡＣインバータにおいて、 前記スイッチング回路又は／及び前記交流化回路の出力
   電流が過大になったこと又は過大に近づいたことを検知
   すると、前記スイッチング回路のオン時間を短くして前
   記出力電流を抑制する制御部を設けたことを特徴とする
   ＡＣインバータ。