JPH08111977A

JPH08111977A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH08111977A
Application number: JP27290094A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Usui; 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1994-10-12
Filing date: 1994-10-12
Publication date: 1996-04-30
Anticipated expiration: 2014-12-13
Also published as: JP2988282B2

Abstract

(57)【要約】【目的】共振型スイッチング電源装置の制御回路のた
めの電源回路の効率を高める。【構成】直流電源１に第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。第２のトランジスタＱ
2 に並列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続する。１
次巻線Ｎ1 に直列に直列共振用コンデンサＣ1 を接続す
る。トランスの２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに整流平滑回路を接
続する。トランスに第１及び第２の制御電源用巻線１
３、４０を設ける。第１の巻線１３は２次巻線Ｎ2a、Ｎ
2bに密に結合させる。第２の巻線４０は１次巻線Ｎ1 に
密に結合させる。第１の巻線１３は整流平滑回路を介し
て制御回路２に接続する。第２の巻線４０は整流平滑回
路と定電圧回路４６を介して制御回路２に接続する。定
電圧回路４６を過負荷時のみ動作させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電圧を断続するた
めのスイッチと出力トランスとを有するスイッチング電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１はスイッチング損失を低減させるた
めの従来の共振型スイッチング電源装置を示す。このス
イッチング電源装置は、交流電源に接続された整流平滑
回路から成る直流電源１の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のスイッチング素子としての絶縁ゲート
型電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと言
う）Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、出力トランスＴ1 と、こ
の出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に直列に接続された
共振用コンデンサＣ1 と、第１及び第２のトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 に並列接続された第１及び第２の補助コンデ
ンサＣa 、Ｃb と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のゲート（制御端子）に接続された制御回路２と、
出力トランスＴ1 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻
線Ｎ2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤa 、Ｄb と平滑
用コンデンサＣ0 とから成る整流平滑回路と、負荷３
と、誤差増幅器４と、基準電圧源５と、発光ダイオード
６と、フォトトランジスタ７と、電流検出器９と、電流
検出用整流器９と、電流検出用抵抗１０と、起動抵抗１
１と、補助電源用コンデンサ１２と、制御電源用巻線１
３と、制御電源用整流器１４とを有する。なお、トラン
スＴ1 の１次巻線Ｎ1 は周知のように励磁インダクタン
スと漏洩インダクタンスとを有して２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
に電磁結合されている。また、第１及び第２のトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレート（バルク）に
接続された構造を有するので、主スイッチ部に逆並列接
続されたダイオードＤ1 、Ｄ2 を内蔵している。

【０００３】１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 との直列回
路は第２のトランジスタＱ2 に並列に接続されている。
トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bとは
コア１５を介して電磁結合されている。２次巻線Ｎ2a、
Ｎ2bの両端はダイオードＤa、Ｄb を介してコンデンサ
Ｃ0 の一端に接続され、センタタップはコンデンサＣ0
の他端に接続されている。平滑用コンデンサＣ0 の出力
端子は負荷３に接続されている。誤差増幅器４の一方の
入力端子は負荷３の一端に接続され、他方の入力端子は
基準電圧源５に接続され、この誤差出力ラインに発光ダ
イオード６が接続されている。この誤差増幅器４は出力
検出電圧と基準電圧との差に対応する電圧を出力する。
発光ダイオード６は誤差出力に応答して発光し、これに
光結合されたフォトトランジスタ７に光信号を与える。
フォトトランジスタ７は制御回路の帰還制御端子ＦＢと
グランドラインとの間に接続されている。

【０００４】制御回路２は帰還制御端子ＦＢの他に、制
御電源端子Ｖcc、グランド端子ＧＮＤ、第１及び第２の
出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 、電流検出端子ＩＳを有す
る。平滑回路として機能し且つ制御電源としても機能す
るコンデンサ１２は高い抵抗値を有する起動抵抗１１を
介して主電源１に接続されていると共に制御電源用整流
器１４に接続されている。制御電源用整流巻線１３はト
ランスＴ1 のコア１５に巻かれて２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに
密に電磁結合されているので、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの電
圧に対応した電圧を発生する。巻線１３に接続された整
流器１４は安定化即ち定電圧化された電圧を整流してコ
ンデンサ１２を充電する。制御回路２の電源端子Ｖccは
コンデンサ１２の一端に接続され、グランド端子ＧＮＤ
はコンデンサ１２の他端に接続されているので、コンデ
ンサ１２の電圧が制御回路２の電源電圧となる。制御回
路２の第１及び第２の出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 は第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のゲートに接続さ
れている。電流検出端子ＩＳは電流検出用抵抗１０の一
端に接続されている。電流検出器８は共振用コンデンサ
Ｃ1 に直列に接続され、ここに整流器９を介して抵抗１
０が並列に接続されているので、抵抗１０にはコンデン
サＣ1 に流れる電流に対応した直流電圧が得られる。な
お、抵抗１０の代りに又は抵抗１０と共に整流器９の出
力段に平滑用コンデンサを設けることができる。

【０００５】第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 を
デッドタイムを有して交互にオン・オフするための制御
回路２は図２に示すように構成されている。ＶＦＯ（可
変周波数発振器）２０は、のこぎり波（三角波）を形成
するための抵抗２１及びコンデンサ２２と、ＩＣ構成の
発振制御回路２３とから成る。発振制御回路２３は端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅを有する。端子ａとグランドとの間
には抵抗２１とコンデンサ２２の直列回路が接続され、
端子ｂは抵抗２１とコンデンサ２２の接続中点に接続さ
れている。発振制御回路２３は周知のものであって、コ
ンデンサ２２の充電電流供給回路と、コンデンサ２２の
放電制御回路と、コンデンサ２２の電圧の正の傾きの区
間に対応した方形波パルスを形成するためのパルス形成
回路とを含む。充電電流供給回路は端子ｂ、ｃ、ｄに接
続され、帰還制御端子ＦＢに接続されている端子ｃの電
圧制御信号に応答して充電電流を制御すると共に、過電
流状態になった時には端子ｄの電流検出信号に応答して
充電電流を制御するように形成されている。放電制御回
路は端子ａとグランドとの間に接続された放電用スイッ
チを含み、コンデンサ２２が所定電圧まで充電された時
に抵抗２１をコンデンサ２２に並列に接続し、一定の時
定数でコンデンサ２２を放電させる。パルス形成回路は
端子ｂと端子ｅとの間に設けられ、コンデンサ２２の図
３（Ａ）に示す三角波電圧の正の傾斜電圧期間に対応し
た方形波パルスを図３（Ｂ）に示すように発生する。図
３（Ａ）の三角波の正の傾きの期間及び図３（Ｂ）の方
形波パルスのオン期間Ｔonは出力電圧又は負荷電流によ
って変化するが、三角波の負の傾きの期間及び方形波パ
ルスのオフ期間Ｔoff は一定時間幅に保たれている。従
って、出力電圧が所定値よりも高くなった時又は負荷電
流が所定過電流レベルよりも大きくなった時には、図３
で点線で示すように三角波及び方形波パルスの繰返し周
波数が高くなる。なお、コンデンサ２２の充電電流供給
回路における充電電流の制御は、非過電流時に電圧検出
端子ｃの信号で行われ、過電流時には電流検出端子ｄの
信号で行われる。このような制御は端子ｃ、ｄをそれぞ
れのダイオードを介して相互に接続することにより達成
される。この場合、過電流時における端子ｄの電圧を端
子ｃの電圧よりも高くなるように設定する。なお、過電
流を検出するために、電流検出端子ＩＳがコンパレータ
２４の一方の入力端子に接続され、このコンパレータ２
４の他方の入力端子は基準電圧源２５に接続され、この
コンパレータ２４の出力端子は発振制御回路２３の端子
ｄに接続されている。

【０００６】発振制御回路２３の出力端子ｅはトリガタ
イプのフリップフロップ２６のトリガ入力端子Ｔに接続
されていると共に第１及び第２のＡＮＤゲート２７、２
８の一方の入力端子に接続されている。第１のＡＮＤゲ
ート２７の他方の入力端子はフリップフロップ２６の正
相出力端子に接続され、第２のＡＮＤゲート２８の他方
の入力端子はフリップフロップ２６の逆相出力端子に接
続されている。第１及び第２のＡＮＤゲート２７、２８
は駆動増幅器２９、３０を介して第１及び第２の出力端
子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 に接続されている。この結果、第
１及び第２の出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 には図３
（Ｃ）（Ｄ）に示す方形波パルスから成る制御電圧が得
られ、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に供給さ
れる。

【０００７】図２の制御回路２は、入力低下検出回路
（ＵＶＬＯ）３１を有している。この入力低下検出回路
３１は制御電源端子Ｖccに接続され、制御電源電圧が所
定値以下か又は所定値よりも高いかを検出する。

【０００８】図２の制御回路２は制御電源電圧（バイア
ス電圧）供給制御回路３２を有する。この制御電源電圧
供給制御回路３２は、制御電源電圧を選択的に供給する
ためのスイッチと高精度に所定電圧レベル（例えば５
Ｖ）の電圧を得るための回路を含み、入力低下検出回路
３１から得られる制御電源端子Ｖccの電圧が所定値より
も高くなったことを示す信号に応答して制御回路２内の
各回路に電源電圧又はバイアス電圧を供給し、過負荷を
示す信号に応答して制御電源電圧の供給を中断するよう
に形成されている。

【０００９】負荷３が過負荷であることを電圧検出信号
に基づいて判定するために、第１及び第２のコンパレー
タ３３、３４が設けられ、第１のコンパレータ３３の一
方の入力端子が帰還制御端子ＦＢに接続され、この他方
の入力端子が基準電圧源３５に接続されている。図１の
負荷３が短絡等で過負荷になると、出力電圧（負荷電
圧）が低下し、発光ダイオード６の発光量が低下又はゼ
ロになり、フォトトランジスタ７がオフ又はこれに近い
状態となり、帰還制御端子ＦＢの電圧が基準電圧源３５
の電圧よりも高くなる。この結果、第１のコンパレータ
３３の出力が高レベルから低レベルに転換する。第２の
コンパレータ３４の一方の入力端子とグランドとの間に
はコンデンサ３６が接続され、このコンデンサ３６に並
列にトランジスタ３７が接続され、このトランジスタ３
７のベースに第１のコンパレータ３３の出力端子が接続
されている。第１のコンパレータ３３は非過負荷（正常
負荷）状態の場合には高レベル出力を発生しているの
で、トランジスタ３７がオンになり、コンデンサ３６は
充電されずに低い電圧にある。他方、過負荷時には第１
のコンパレータ３３の出力が低レベルになるため、トラ
ンジスタ３７がオフになり、コンデンサ３６の電圧が高
くなる。なお、制御電源端子Ｖccとコンデンサ３６との
間には電流源３８が設けられている。第２のコンパレー
タ３４の他方の入力端子は基準電圧源３９に接続されて
いる。従って、過負荷によってコンデンサ３６の電圧が
基準電圧源３９の電圧よりも高くなると、第２のコンパ
レータ３４の出力は低レベルから高レベルに転換し、制
御電源電圧供給制御回路３２をオフに制御する。

【００１０】図１のトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 は漏洩
インダクタンスと励磁インダクタンスとを有する。漏洩
インダクタンスは１次巻線Ｎ1 に等価的に直列に接続さ
れ、励磁インダクタンスは１次巻線Ｎ1 に等価的に並列
に接続されている。第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のオン制御時間Ｔonは漏洩インダクタンスと共振用
コンデンサＣ1 との共振電流波形の半波よりも短くなる
ように設定されている。

【００１１】図４は図１の各部の状態を示す波形図であ
る。第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は、図４
（Ａ）、（Ｂ）に示す制御信号によって交互にオン・オ
フ制御される。今、トランジスタＱ1 がオンの時には、
電源１と第１のトランジスタＱ1 とコンデンサＣ1 とイ
ンダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 とから成る回路によ
って図４（Ｄ）のｔ1 〜ｔ3 に示すようにドレイン電流
Ｉd1が流れる。なお、図４（Ｄ）、（Ｆ）の電流はダイ
オ−ドＤ1 、Ｄ2 の電流を含んでいない。ｔ1 〜ｔ2 区
間の電流は漏洩インダクタンスとコンデンサＣ1 との直
列共振に基づく電流をトランスＴ1 の励磁インダクタン
スに基づく低周波共振の電流成分によってバイアスした
ものである。トランジスタＱ1 を流れるドレイン電流Ｉ
d1は正弦波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ
電流スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小
さくなる。ｔ3 〜ｔ4 区間に示す第１のトランジスタＱ
1 のオンからオフへの転換期間にはコンデンサＣa を介
して電流が流れ、ゼロボルトスイッチングが達成され
る。即ちｔ3 〜ｔ4 の電流は、直流電源１とコンデンサ
Ｃa とコンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタ
ンスとから成る共振回路及びコンデンサＣb とコンデン
サＣ1 と漏洩インダクタンスとから成る共振回路に基づ
いて流れる。これにより、コンデンサＣa の電圧即ち第
１のトランジスタＱ1 のドレイン・ソース間電圧は図４
（Ｃ）に示すようにｔ3 〜ｔ4 区間に徐々に増大してゼ
ロボルトスイッチングが達成される。ｔ5 時点で第２の
トランジスタＱ2 にオン制御信号が印加されても１次巻
線Ｎ1 に直ちに負の方向の電流は流れない。ｔ4 〜ｔ5
区間では、１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンスと共振用
コンデンサＣ1 とダイオードＤ2 との回路で１次巻線Ｎ
1 に電流が流れる。ｔ5 〜ｔ7 区間では、コンデンサＣ
1 と漏洩インダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 と第２の
トランジスタＱ2 から成る回路で図４（Ｆ）に示す共振
電流が流れる。これは１次巻線Ｎ1 における負方向の電
流となる。負の半波におけるｔ7 〜ｔ8 区間には、漏洩
インダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣb
とコンデンサＣ1 との共振回路の電流及び１次巻線Ｎ1
とコンデンサＣa と電源１とコンデンサＣ1 との共振回
路の電流が流れる。これにより、コンデンサＣa の電圧
即ち第１のトランジスタＱ1 の電圧はコンデンサＣa の
放電によって図４（Ｃ）に示すように徐々に低下し、逆
に、コンデンサＣb の電圧即ち第２のトランジスタＱ2
の電圧は図４（Ｅ）に示すように徐々に高くなる。ｔ8
〜ｔ9 区間では、１次巻線Ｎ1 とダイオードＤ1 と電源
１とコンデンサＣ1 の回路で電流が流れる。図４（Ｇ）
に示す１次巻線Ｎ1 の電流Ｉn1は、図４（Ｄ）、（Ｆ）
に示す第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ2 のドレイ
ン電流Ｉd1、Ｉd2とコンデンサＣa 、Ｃb を流れる電流
とダイオードＤ1 、Ｄ2 を流れる電流の合成となる。１
次巻線Ｎ1 に図４（Ｇ）に示すように交流電流が流れれ
ば、これに応じて２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bにも電流が流れ、
ダイオードＤa 、Ｄb を介してコンデンサＣ0 が充電さ
れ、正常動作時にはコンデンサＣ0 の電圧がほぼ一定値
になり、負荷３に安定化された電圧が供給される。

【００１２】図１の装置において負荷３の電圧が所定値
よりも高くなった時には、図２のＶＦＯ２０の出力周波
数が高くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2
のオン・オフ繰返し周波数ｆも高くなる。逆に負荷３の
電圧が所定値よりも低い時には上記と反対の動作にな
る。

【００１３】出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖ
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図５はオン・オ
フ周波数ｆと１次巻線Ｎ1 のインダクタンスとコンデン
サＣ1 との共振回路によるトランスＴ1 の２次側への供
給電力Ｐとの関係を示す。漏洩インダクダンスとコンデ
ンサＣ1 とで決定される固有の直列共振周波数ｆ0 より
も高い周波数でトランジスタＱ1 、Ｑ2 がオン・オフす
ると、供給電力Ｐが低下する。図６はこれを説明するた
めのものであり、図６の前半分に示すｆが低い場合には
１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅が大きいが、後半分に示
すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が低下する。この結
果、オン・オフ周波数ｆをｆa 〜ｆb の範囲で制御する
ことによって電圧制御及び電力制御が達成される。

【００１４】図１の電源装置は、出力電圧を一定に制御
する機能の他に過電流防止機能及び過負荷防止機能を有
する。電流検出器８に基づいて過電流が検出された時に
は、負荷電圧の上昇時と同様に第１及び第２のトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数が高められ、負荷３
に対する供給電力量を低下させて電流の低減を図る。

【００１５】負荷３が短絡等の過負荷状態になると、負
荷電圧が低下し、発光ダイオード６が非発光又はこれに
近い低発光状態となる。これにより、フォトトランジス
タ７がオフ又はこれに近い状態となり、図２の第１のコ
ンパレータ３３に基準電圧源３５の電圧よりも高い電圧
が入力し、低レベル出力が得られ、トランジスタ３７が
オフになり、コンデンサ３６が充電され、第２のコンパ
レータ３４の出力が高レベルになり、制御電源電圧供給
制御回路３２のスイッチがオフになり、駆動増幅器２
９、３０等の各回路に対する制御電源電圧の供給が停止
する。これにより、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のオン・オフ制御も中断され、これ等はオフ状態に
なる。この結果、制御電源用巻線１３にも電圧が得られ
なくなり、コンデンサ１２の電圧即ち制御電源端子Ｖcc
の電圧も低下する。コンデンサ１２は起動抵抗１１を介
して直流電源１に接続されているので、制御電源用巻線
１３に基づく充電が停止した後に徐々に充電され、入力
低下検出回路３１によって所定電圧以上になったことが
検出されると、制御電源電圧供給制御回路３２がオンに
なり、制御回路２の各部に電圧が印加され、第１及び第
２のトランジスタＱ1、Ｑ2 のオン・オフ動作が開始す
る。もし、過負荷状態が解消されていないと再び制御電
源電圧供給制御回路３２がオフになり、上記の動作が繰
返される。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図２の制御
回路２には、起動時にフォトトランジスタ７に入射光が
得られ、これによってトランジスタ３７がオン制御され
る前に、コンデンサ３６の電圧が基準電圧源３９の電圧
よりも高くなって誤まって第２のコンパレータ３４が過
負荷と判断することを防ぐためにコンデンサ３６は定電
流源３８によって時定数を有して充電される。従って、
真の過負荷状態においても、コンデンサ３６は定電流源
３８で徐々に充電される。この結果、過負荷時にコンデ
ンサ３６が充電されてコンパレータ３４によって制御電
源電圧供給制御回路３２がオフに制御される前に、制御
電源端子Ｖccの電圧が低下して制御電源電圧のオフ制御
が不可能になる場合がある。なお、制御電源用巻線１３
は、定電圧化された電圧を得るために、２次巻線Ｎ2a、
Ｎ2bに密に結合されている。従って、負荷３の短絡等が
生じると、負荷電圧の低下と共に、巻線１３の電圧の低
下も生じ、制御電源用コンデンサ１２の電圧低下が急速
に生じることがある。また、図１の電源装置において、
負荷３に大きな容量のコンデンサが含まれている場合や
強いソフトスタート機能を有している場合には、過負荷
状態と同様になるために起動時に巻線１３に十分な電圧
が得られず、正常に起動できないことがある。

【００１７】上述の欠点を解決するために、図７に示す
ように制御電源を構成することが考えられる。この図７
では図１の巻線１３と整流器１４の代りに、巻線４０と
整流器４１とコンデンサ４２とトランジスタ４３とツエ
ナーダイオード４４と抵抗４５を設けた他は図１と同一
に構成されている。巻線４０は１次巻線Ｎ1 に密に電磁
結合され、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bには粗に結合されてい
る。巻線４０にはブリッジ型整流器４１を介して平滑用
コンデンサ４２が接続されている。このコンデンサ４２
と制御回路２の電源端子Ｖccとの間にはトランジスタ４
３とツエナーダイオード４４と抵抗４５から成る定電圧
制御回路４６が接続されている。なお、定電圧制御回路
４６のトランジスタ４３はラインに直列に接続され、ツ
エナーダイオード４４はトランジスタ４３のベースとグ
ランドラインとの間に接続され、抵抗４５はトランジス
タ４３のコレクタとベースとの間に接続されている。図
７の回路では制御電源用巻線４０に入力電圧即ち１次巻
線Ｎ1 の電圧にほぼ比例した電圧が得られる。このため
負荷３が短絡等で過負荷になっても巻線４０に電圧を得
ることができる。しかし、巻線４０の電圧は入力電圧の
変化に応じて変化するので、定電圧制御回路４６を設け
ることが必要になり、ここでの電力損失が大きくなり、
スイッチング電源装置の効率の低下を招く。

【００１８】そこで、本発明の目的は、制御回路の異常
を防止することが可能であると共に、効率を高くするこ
とができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源の一端と他端との間にスイッチを
介して接続されたトランスの１次巻線と、前記トランス
の２次巻線と、前記２次巻線に安定化された電圧を得る
ように前記スイッチをオン・オフ制御するための制御回
路とを備えたスイッチング電源装置において、前記１次
巻線よりも前記２次巻線に対して密に電磁結合された第
１の制御電源用巻線と、前記第１の制御電源用巻線と前
記制御回路の電源端子との間に接続された第１の制御電
源用整流回路と、前記２次巻線よりも前記１次巻線に対
して密に電磁結合された第２の制御電源用巻線と、前記
第２の制御電源用巻線と前記制御回路の電源端子との間
に接続された第２の制御電源用整流回路とが設けられ、
且つ前記第１の制御電源用整流回路から前記制御回路に
所定の電圧を供給することができない期間に前記第２の
制御電源用整流回路から前記制御回路に電力を供給する
ように形成されていることを特徴とするスイッチング電
源装置に係わるものである。なお、請求項２に示すよう
に、定電圧化回路を第２の制御電源用整流回路の出力段
に設けることが望ましい。

【００２０】

【発明の作用及び効果】本発明によれば、正常動作時に
は第１の制御電源用巻線に定電圧化された電圧が得ら
れ、これが制御回路に供給される。このため、特別に定
電圧化回路を設けるものに比べて電力損失が低減し、効
率が高くなる。また、２次巻線に密に結合された第１の
制御電源用巻線に、起動時又は負荷短絡等で所定の電圧
が得られない時には、第２の制御電源用巻線の電圧に基
づいて制御回路に電源電圧が供給される。従って、起動
時又は負荷異常時であっても制御回路を動作させること
ができる。請求項２に従って定電圧化回路を設けると、
起動時又は過負荷時においても定電圧化された電圧を制
御回路に供給できる。定電圧化回路は電力損失を生じる
が、この定電圧化回路は負荷が正常の時には実質的に機
能しないので、これによる効率低下はほとんど生じな
い。

【００２１】

【第１の実施例】次に、図８及び図９を参照して本発明
の実施例のスイッチング電源装置を説明する。但し、図
８において図１及び図７と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。図８のスイッチン
グ電源装置は、図１の回路に図７の制御電源用巻線４０
による制御電源回路を付加した他は図１の回路と同一に
構成されている。即ち、図８の回路は、第１の制御電源
用巻線１３と第１の整流回路としての第１の制御電源用
整流器１４及びコンデンサ１２を有し、また第２の制御
電源用巻線４０と第２の整流平滑回路としての第２の制
御電源用整流器４１及び平滑用コンデンサ４２と定電圧
化回路４６とを有し、いずれも制御回路２の制御電源端
子Ｖccに接続されている。なお、図８において第１の巻
線１３と制御回路２の間の回路は図１と同一であり、第
２の巻線４０と制御回路２の間の回路は図７と同一であ
る。

【００２２】第１の制御電源用巻線１３は図１と同様に
１次巻線Ｎ1 よりも２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに対して密に電
磁結合され、第２の制御電源用巻線４０は２次巻線Ｎ2
a、Ｎ2bよりも１次巻線Ｎ1 に対して密に電磁結合され
ている。また、第１の制御電源用巻線１３によってコン
デンサ１２に充電される電圧が定電圧化回路４６の出力
電圧よりも僅かに高くなるように巻線１３、４０の巻数
が設定されている。制御回路２の具体的構成は図１と同
一であって図２に示すように構成されている。

【００２３】図９は図８のトランスＴ1 の一部を原理的
に示すものであって、磁気コア１５を囲むようにボビン
５０が配置されている。ボビン５０の隔壁５１の一方の
側に１次巻線Ｎ1 と第２の制御電源用巻線４０とが互い
に密に結合するように配置され、隔壁５１の他方の側に
２つの２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと第１の制御電源用巻線１３
とが互いに密に結合するように配置されている。

【００２４】図８の回路によれば、負荷３に大きな容量
のコンデンサが含まれているために起動時に過負荷状態
となった時又は負荷３が短絡等のために過負荷状態にな
った時には、第１の制御電源用巻線１３に所望の電圧が
得られない。しかし、１次巻線Ｎ1 に密に結合された第
２の制御電源用巻線４０には所望の電圧が得られる。こ
れにより、コンデンサ１２の電圧よりもコンデンサ４２
の電圧が高くなり、トランジスタ４３が順バイアス状態
となり、定電圧化回路４６が動作を開始し、ここから制
御回路２に電力が供給される。負荷３が正常になって第
１の制御電源用巻線１３に所望の電圧が得られると、コ
ンデンサ１２の電圧が定電圧化回路４６の出力の電圧よ
りも高くなり、トランジスタ４３が逆バイアス状態とな
り、定電圧化回路４６が不動作となる。これにより、制
御回路２の電源電圧は第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 で定電圧化された第１の制御電源用巻線１３に
よって得られる。

【００２５】上述のように制御回路２には常にほぼ正常
の電圧が供給されるので、この制御回路を常に正常に動
作させることができる。即ち、平均的な効率をほとんど
低下させることなしに過負荷時の保護動作等を確実に達
成することができる。

【００２６】

【第２の実施例】次に、図１０に示す第２の実施例のス
イッチングレギュレータを説明する。但し、図１０にお
いて図１、図７及び図８と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。図１０の回路は図
８の回路にコンデンサＣ2 を付加したものである。コン
デンサＣ2 はコンデンサＣ1 と直列に接続され、この直
列回路が電源１の一端と他端との間に接続されている。
１次巻線Ｎ1 は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2
の相互接続中点と第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2
の相互接続中点との間に接続されている。従って、図１
０の変換回路は周知のハーフブリッジ型と同一である。
図１０の回路のこの他は図８と同一であるので、図８と
同一の作用効果を得ることができる。

【００２７】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）図１１に示すように１次巻線Ｎ1 に直列にイン
ダクタンスＬr を接続し、これをコンデンサＣ1 との共
振用インダクタンスとするか、このインダクタンスＬr
と１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンスの和をコンデンサ
Ｃ1 との共振用インダクタンスとすることができる。（２）１次巻線Ｎ1 又は１次巻線Ｎ1 とインダクタン
スＬr との直列回路に対して並列にインダクタンスを接
続し、これを励磁インダクタンスと同様に使用すること
ができる。（３）トランジスタＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジ
スタとすることができる。また、ダイオ−ドＤ1 、Ｄ2
を個別のダイオ−ドとすることができる。（４）電流検出器８を設ける代りにコンデンサＣ1 の
両端電圧を検出し、これにより負荷電流を検出すること
ができる。（５）２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力を取ることができる。また、出力トランスＴ1
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる。（６）直列共振用コンデンサＣ1 と漏洩インダクタン
スを有する１次巻線Ｎ1 の直列回路を第１のトランジス
タＱ1 に並列接続することができる。即ち、図８におい
て電源１、トランジスタＱ1 、Ｑ2 、ダイオードＤ1 、
Ｄ2 の極性を逆にすることができる。（７）制御回路２の内部構成を種々変形できる。（８）共振型以外のハーフブリッジ型、フルブリッジ
型、フォワード型、リバース型等の変換回路にも本発明
を適用できる。（９）定電圧化回路４６の出力ラインに逆流阻止用ダ
イオードを設けることができる。（１０）定電圧化回路４６を省くことができる。この
場合であっても、起動時又は過負荷時に、巻線１３に代
って巻線４０から制御電源用電力を供給できる。この期
間は定電圧化回路とならないが短時間であればほとんど
問題は生じない。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１の制御回路を示す図である。

【図３】図２の制御回路のＡ〜Ｄ点の状態を示す電圧波
形図である。

【図４】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図５】図１のＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と２次側
への伝送電力との関係を説明するための図である。

【図６】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。

【図７】別の従来のスイッチング電源装置を示す回路図
である。

【図８】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図９】図８のトランスの一部を原理的に示す断面図で
ある。

【図１０】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１１】変形例のＬＣ直列共振回路を示す図である。

【符号の説明】

Ｔ1 出力トランスＣ1 共振用コンデンサＮ1 １次巻線Ｎ2a、Ｎ2b ２次巻線Ｎ13、Ｎ40 第１及び第２の制御電源用巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の一端と他端との間にスイッチ
を介して接続されたトランスの１次巻線と、前記トラン
スの２次巻線と、前記２次巻線に安定化された電圧を得
るように前記スイッチをオン・オフ制御するための制御
回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記１次巻線よりも前記２次巻線に対して密に電磁結合
された第１の制御電源用巻線と、前記第１の制御電源用巻線と前記制御回路の電源端子と
の間に接続された第１の制御電源用整流回路と、前記２次巻線よりも前記１次巻線に対して密に電磁結合
された第２の制御電源用巻線と、前記第２の制御電源用巻線と前記制御回路の電源端子と
の間に接続された第２の制御電源用整流回路とが設けら
れ、且つ前記第１の制御電源用整流回路から前記制御回
路に所定の電圧を供給することができない期間に前記第
２の制御電源用整流回路から前記制御回路に電力を供給
するように形成されていることを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
【請求項２】更に、前記第２の制御電源用整流回路と
前記制御回路の前記電源端子との間に接続され且つ前記
第１の制御電源用整流回路から前記制御回路の電源端子
に所定の電圧を供給することができない期間のみ前記電
源端子に定電圧化された電圧を供給するように形成され
た定電圧化回路が設けられ、且つ前記第１の制御電源用
整流回路と前記制御回路の前記電源端子との間に定電圧
化回路が設けられていないことを特徴とする請求項１に
従うスイッチング電源装置。