JPH0833329A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
共振型スイッチング電源装置Info
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- JPH0833329A JPH0833329A JP18876694A JP18876694A JPH0833329A JP H0833329 A JPH0833329 A JP H0833329A JP 18876694 A JP18876694 A JP 18876694A JP 18876694 A JP18876694 A JP 18876694A JP H0833329 A JPH0833329 A JP H0833329A
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- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振型スイッチング電源装置において、スイ
ッチング素子のオン・オフ周波数の変化範囲を狭くす
る。過電流保護を完全に達成する。 【構成】 直流電源１に第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。第２のトランジスタＱ
2 に並列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続する。１
次巻線Ｎ1 に直列に直列共振用コンデンサＣ1 とインダ
クタンスＬ1 を接続すると共に、コンデンサＣa とイン
ダクタンスＬa の並列共振回路を接続する。並列共振周
波数ｆ1 を直列共振周波数ｆ0 よりも高く設定する。
ッチング素子のオン・オフ周波数の変化範囲を狭くす
る。過電流保護を完全に達成する。 【構成】 直流電源１に第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。第２のトランジスタＱ
2 に並列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続する。１
次巻線Ｎ1 に直列に直列共振用コンデンサＣ1 とインダ
クタンスＬ1 を接続すると共に、コンデンサＣa とイン
ダクタンスＬa の並列共振回路を接続する。並列共振周
波数ｆ1 を直列共振周波数ｆ0 よりも高く設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタンスとこれ
に直列接続されたコンデンサとの共振を使用した共振型
スイッチング電源装置に関する。
に直列接続されたコンデンサとの共振を使用した共振型
スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来の共振型スイッチング電源装
置を示す。このスイッチング電源装置は、直流電源１の
一端と他端との間に接続された第１及び第２のスイッチ
ング素子としてのトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路
と、出力トランスＴ1 と、この出力トランスＴ1 の１次
巻線Ｎ1 に直列に接続された共振用のインダクタンスＬ
1と第１のコンデンサＣ1 と、第１及び第２のトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第２及び第３のコンデ
ンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１及び第２のクランプ
用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 のベース（制御端子）に接続された制御回
路２と、出力トランスＴ1 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、こ
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ3 、Ｄ
4 と平滑用コンデンサＣ4 とから成る整流平滑回路と、
誤差増幅器３と、基準電圧源４と、電流検出器５とを有
する。なお、トランスＴ1 は周知のように励磁インダク
タンスと漏洩インダクタンスとを有する。
置を示す。このスイッチング電源装置は、直流電源１の
一端と他端との間に接続された第１及び第２のスイッチ
ング素子としてのトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路
と、出力トランスＴ1 と、この出力トランスＴ1 の１次
巻線Ｎ1 に直列に接続された共振用のインダクタンスＬ
1と第１のコンデンサＣ1 と、第１及び第２のトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第２及び第３のコンデ
ンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１及び第２のクランプ
用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 のベース（制御端子）に接続された制御回
路２と、出力トランスＴ1 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、こ
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ3 、Ｄ
4 と平滑用コンデンサＣ4 とから成る整流平滑回路と、
誤差増幅器３と、基準電圧源４と、電流検出器５とを有
する。なお、トランスＴ1 は周知のように励磁インダク
タンスと漏洩インダクタンスとを有する。
【０００３】１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 との直列回
路は第２のトランジスタ素子Ｑ2 に並列に接続されてい
る。トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
とはコア９を介して電磁結合されている。２次巻線Ｎ2
a、Ｎ2bはセンタタップ形式に接続されている。平滑コ
ンデンサＣ4 に接続された出力端子６には負荷（図示せ
ず）が接続される。誤差増幅器３の一方の入力端子は出
力端子６に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４に
接続され、この誤差出力ライン７は制御回路２に接続さ
れている。この誤差増幅器３は出力検出電圧と基準電圧
との差に対応する電圧を出力する。カレントトランスか
ら成る電流検出器５はライン８によって制御回路２に接
続されている。
路は第２のトランジスタ素子Ｑ2 に並列に接続されてい
る。トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
とはコア９を介して電磁結合されている。２次巻線Ｎ2
a、Ｎ2bはセンタタップ形式に接続されている。平滑コ
ンデンサＣ4 に接続された出力端子６には負荷（図示せ
ず）が接続される。誤差増幅器３の一方の入力端子は出
力端子６に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４に
接続され、この誤差出力ライン７は制御回路２に接続さ
れている。この誤差増幅器３は出力検出電圧と基準電圧
との差に対応する電圧を出力する。カレントトランスか
ら成る電流検出器５はライン８によって制御回路２に接
続されている。
【０００４】制御回路２は図２に示すようにＶＣＯ（電
圧制御発振器）１１と、波形整形回路１２と、電流検出
用整流平滑回路１４と、比較器１５と、過電流検出用基
準電圧源１６と、ダイオ−ドＤa 、Ｄb とから成る。
圧制御発振器）１１と、波形整形回路１２と、電流検出
用整流平滑回路１４と、比較器１５と、過電流検出用基
準電圧源１６と、ダイオ−ドＤa 、Ｄb とから成る。
【０００５】ＶＣＯ１１は図１の誤差増幅器３の出力ラ
イン７にダイオ−ドＤa 及びライン７を介して接続され
ていると共にダイオ−ドＤb とライン１７を介して比較
器１５にも接続されている。このＶＣＯ１１の出力周波
数は、出力端子６の検出電圧が基準値よりも高い時に高
くなり、出力検出電圧が基準値より低い時に低くなると
共に、過電流時にも高くなる。ＶＣＯ１１の出力は波形
整形回路１２で方形波に整形され、図５（Ｆ）及び
（Ｇ）に示す互いに逆位相の２つの制御信号に変換され
る。図５（Ｆ）の制御信号はトランジスタＱ1 のベース
（制御端子）に送られ、図５（Ｇ）の制御信号はライン
１９で第２のトランジスタＱ2 のベース（制御端子）に
送られる。なお、図５（Ｆ）（Ｇ）の２つの制御信号は
僅かなデットタイムを有して交互に発生する。また、図
５（Ｆ）（Ｇ）の制御信号のパルス幅はＣ1 Ｌ1 の共振
波形の半波よりも長く設定されている。
イン７にダイオ−ドＤa 及びライン７を介して接続され
ていると共にダイオ−ドＤb とライン１７を介して比較
器１５にも接続されている。このＶＣＯ１１の出力周波
数は、出力端子６の検出電圧が基準値よりも高い時に高
くなり、出力検出電圧が基準値より低い時に低くなると
共に、過電流時にも高くなる。ＶＣＯ１１の出力は波形
整形回路１２で方形波に整形され、図５（Ｆ）及び
（Ｇ）に示す互いに逆位相の２つの制御信号に変換され
る。図５（Ｆ）の制御信号はトランジスタＱ1 のベース
（制御端子）に送られ、図５（Ｇ）の制御信号はライン
１９で第２のトランジスタＱ2 のベース（制御端子）に
送られる。なお、図５（Ｆ）（Ｇ）の２つの制御信号は
僅かなデットタイムを有して交互に発生する。また、図
５（Ｆ）（Ｇ）の制御信号のパルス幅はＣ1 Ｌ1 の共振
波形の半波よりも長く設定されている。
【０００６】整流平滑回路１４はダイオード１４ａとコ
ンデンサ１４ｂとから成り、電流検出器５の出力ライン
８の電圧を整流して比較器１５の一方の入力端子に送
る。比較器１５は他方の入力端子に接続された基準電圧
源１６の過電流を示す基準電圧と整流平滑回路１４の出
力電圧とを比較し、整流平滑回路１４の出力電圧が基準
電圧以上になった時にダイオ−ドＤb をオン駆動する。
即ち過電流時における比較器１５の出力電圧は誤差増幅
器３の出力電圧よりも高くなるように設定され、また、
非過電流時の比較器１５の出力電圧は誤差増幅器３の出
力電圧よりも低くなるように設定されている。これによ
り、ダイオ−ドＤa 、Ｄb は選択スイッチとして機能す
る。
ンデンサ１４ｂとから成り、電流検出器５の出力ライン
８の電圧を整流して比較器１５の一方の入力端子に送
る。比較器１５は他方の入力端子に接続された基準電圧
源１６の過電流を示す基準電圧と整流平滑回路１４の出
力電圧とを比較し、整流平滑回路１４の出力電圧が基準
電圧以上になった時にダイオ−ドＤb をオン駆動する。
即ち過電流時における比較器１５の出力電圧は誤差増幅
器３の出力電圧よりも高くなるように設定され、また、
非過電流時の比較器１５の出力電圧は誤差増幅器３の出
力電圧よりも低くなるように設定されている。これによ
り、ダイオ−ドＤa 、Ｄb は選択スイッチとして機能す
る。
【０００７】図１のスイッチング電源装置において、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は図５（Ａ）
（Ｃ）に示すように交互にオンになる。今、トランジス
タＱ1 がオンの時には、電源１と第１のトランジスタＱ
1 とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 とから成る回路によって図５（Ｅ）の領域Ｅr 及びＥ
pに示すように電流が流れる。領域Ｅr の電流はインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共振に基づく電
流をトランスＴ1 の励磁インダクタンスＬp に基づく低
周波共振の電流成分によってバイアスしたものである。
領域Ｅp の電流は励磁インダクタンスＬp の低周波共振
に基づくものである。トランジスタＱ1 を流れる電流は
正弦波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流
スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小さく
なる。また、タ−ンオフ時はゼロボルトスイッチングと
なる。第１のトランジスタＱ1 がオフになると、所定の
デットタイムの後に第２のトランジスタＱ2 がオンにな
り、コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 と第２のトランジスタＱ2 から成る回路に図５の領域
Ｅr ′及びＥp ′に示すように共振電流が流れる。上述
の動作の繰返しによって出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ
1 に第１及び第２の方向の電流が交互に流れ、２次巻線
Ｎ2a、Ｎ2bにこれに対応した出力電圧が得られ、これが
ダイオードＤ3 、Ｄ4 とコンデンサＣ4 で整流平滑され
る。図５は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、コレクタ電流
Ｉc1、Ｉc2及び出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の電流
Ｉn1を示す。図５（Ｅ）の電流Ｉn1のデットタイム領域
Ｅ1 の電流は、直流電源１とコンデンサＣ2 とコンデン
サＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1とから成る
共振回路とコンデンサＣ3 とコンデンサＣ1 とインダク
タンスＬ1 とから成る共振回路に基づいて流れる。電流
Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共振回路のコンデンサＣ
3 の代りにダイオードＤ2 を通って流れる。負の半波に
おける領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流は、１次巻線Ｎ1 とインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1とコンデンサＣ2 及びＣ3
を通って流れ、その後、コンデンサＣ2 の代りにダイ
オードＤ1 を通って流れる。
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は図５（Ａ）
（Ｃ）に示すように交互にオンになる。今、トランジス
タＱ1 がオンの時には、電源１と第１のトランジスタＱ
1 とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 とから成る回路によって図５（Ｅ）の領域Ｅr 及びＥ
pに示すように電流が流れる。領域Ｅr の電流はインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共振に基づく電
流をトランスＴ1 の励磁インダクタンスＬp に基づく低
周波共振の電流成分によってバイアスしたものである。
領域Ｅp の電流は励磁インダクタンスＬp の低周波共振
に基づくものである。トランジスタＱ1 を流れる電流は
正弦波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流
スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小さく
なる。また、タ−ンオフ時はゼロボルトスイッチングと
なる。第１のトランジスタＱ1 がオフになると、所定の
デットタイムの後に第２のトランジスタＱ2 がオンにな
り、コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 と第２のトランジスタＱ2 から成る回路に図５の領域
Ｅr ′及びＥp ′に示すように共振電流が流れる。上述
の動作の繰返しによって出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ
1 に第１及び第２の方向の電流が交互に流れ、２次巻線
Ｎ2a、Ｎ2bにこれに対応した出力電圧が得られ、これが
ダイオードＤ3 、Ｄ4 とコンデンサＣ4 で整流平滑され
る。図５は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、コレクタ電流
Ｉc1、Ｉc2及び出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の電流
Ｉn1を示す。図５（Ｅ）の電流Ｉn1のデットタイム領域
Ｅ1 の電流は、直流電源１とコンデンサＣ2 とコンデン
サＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1とから成る
共振回路とコンデンサＣ3 とコンデンサＣ1 とインダク
タンスＬ1 とから成る共振回路に基づいて流れる。電流
Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共振回路のコンデンサＣ
3 の代りにダイオードＤ2 を通って流れる。負の半波に
おける領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流は、１次巻線Ｎ1 とインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1とコンデンサＣ2 及びＣ3
を通って流れ、その後、コンデンサＣ2 の代りにダイ
オードＤ1 を通って流れる。
【０００８】図１の装置において出力端子６の電圧が所
定値よりも高くなった時には、図２のＶＣＯ１１の出力
周波数が高くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2のオン・オフ繰返し周波数ｆが高くなる。逆に出力
端子６の電圧が所定値よりも低い時は上記と反対の動作
になる。
定値よりも高くなった時には、図２のＶＣＯ１１の出力
周波数が高くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2のオン・オフ繰返し周波数ｆが高くなる。逆に出力
端子６の電圧が所定値よりも低い時は上記と反対の動作
になる。
【０００９】出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖ
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図３はオン・オ
フ周波数ｆとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との
共振回路によるトランスＴ1の２次側への供給電力Ｐと
の関係を示す。Ｌ1 とＣ1 とで決定される固有の直列共
振周波数ｆ0 よりも高い周波数でトランジスタＱ1 、Ｑ
2 がオン・オフすると、供給電力Ｐが低下する。図４は
これを説明するためのものであり、図４の前半分に示す
ｆが低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅か大き
いが、後半分に示すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が
低下する。この結果、オン・オフ周波数ｆをｆa 〜ｆb
の範囲で制御することによって電圧制御及び電力制御が
達成される。
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図３はオン・オ
フ周波数ｆとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との
共振回路によるトランスＴ1の２次側への供給電力Ｐと
の関係を示す。Ｌ1 とＣ1 とで決定される固有の直列共
振周波数ｆ0 よりも高い周波数でトランジスタＱ1 、Ｑ
2 がオン・オフすると、供給電力Ｐが低下する。図４は
これを説明するためのものであり、図４の前半分に示す
ｆが低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅か大き
いが、後半分に示すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が
低下する。この結果、オン・オフ周波数ｆをｆa 〜ｆb
の範囲で制御することによって電圧制御及び電力制御が
達成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、トランジス
タＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆと負荷に対して供給
できる電力Ｐとの関係は図３に示す通りであって、供給
電力Ｐを大幅に変えたい場合にはオン・オフ周波数ｆを
大幅に変えなければならない。しかし、オン・オフ周波
数ｆの上限を高める場合には、高周波数で動作可能な回
路部品が必要になり、装置が必然的にコスト高になる。
また、周波数ｆを高めることには技術的に限界がある。
周波数ｆを十分に高めることができない場合には、出力
電圧の制御範囲が狭まるのみでなく、過電流保護を十分
に達成することが不可能になる。即ち、過電流時に周波
数ｆを十分に高くすることができないと、負荷電流を十
分に小さくすることが不可能になり、完全なフの字型垂
下特性を得ることができない。
タＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆと負荷に対して供給
できる電力Ｐとの関係は図３に示す通りであって、供給
電力Ｐを大幅に変えたい場合にはオン・オフ周波数ｆを
大幅に変えなければならない。しかし、オン・オフ周波
数ｆの上限を高める場合には、高周波数で動作可能な回
路部品が必要になり、装置が必然的にコスト高になる。
また、周波数ｆを高めることには技術的に限界がある。
周波数ｆを十分に高めることができない場合には、出力
電圧の制御範囲が狭まるのみでなく、過電流保護を十分
に達成することが不可能になる。即ち、過電流時に周波
数ｆを十分に高くすることができないと、負荷電流を十
分に小さくすることが不可能になり、完全なフの字型垂
下特性を得ることができない。
【００１１】そこで、本発明の目的は狭い周波数範囲で
出力電圧又は電流の大幅な制御を達成することができる
共振型スイッチング電源装置を提供することにある。
出力電圧又は電流の大幅な制御を達成することができる
共振型スイッチング電源装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、１次巻線と２次巻線とを備えた出力トランス
と、前記第１及び第２のスイッチング素子に対してそれ
ぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサとインダク
タンスと前記１次巻線との直列回路又は直列共振用コン
デンサとインダクタンスを有する１次巻線との直列回路
と、前記出力トランスの前記２次巻線側の電圧又は電流
を制御するために前記第１及び第２のスイッチング素子
のオン・オフ周波数を変えるように構成された制御回路
とから成る共振型スイッチング電源装置において、前記
直列共振用コンデンサとインダクタンスとの直列共振周
波数よりも高い並列共振周波数を有するインダクタンス
とコンデンサの並列回路が前記直列共振用コンデンサに
対して直列に接続されていることを特徴とする共振型ス
イッチング電源装置に係わるものである。なお、請求項
２に示すように互いに電磁結合された補助１次及び２次
巻線を設け、補助２次巻線に並列共振用コンデンサを接
続することができる。また、請求項３に示すように補助
１次巻線に漏洩インダクタンスを持たせ、これを直列共
振用インダクタンスとして使用することができる。
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、１次巻線と２次巻線とを備えた出力トランス
と、前記第１及び第２のスイッチング素子に対してそれ
ぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサとインダク
タンスと前記１次巻線との直列回路又は直列共振用コン
デンサとインダクタンスを有する１次巻線との直列回路
と、前記出力トランスの前記２次巻線側の電圧又は電流
を制御するために前記第１及び第２のスイッチング素子
のオン・オフ周波数を変えるように構成された制御回路
とから成る共振型スイッチング電源装置において、前記
直列共振用コンデンサとインダクタンスとの直列共振周
波数よりも高い並列共振周波数を有するインダクタンス
とコンデンサの並列回路が前記直列共振用コンデンサに
対して直列に接続されていることを特徴とする共振型ス
イッチング電源装置に係わるものである。なお、請求項
２に示すように互いに電磁結合された補助１次及び２次
巻線を設け、補助２次巻線に並列共振用コンデンサを接
続することができる。また、請求項３に示すように補助
１次巻線に漏洩インダクタンスを持たせ、これを直列共
振用インダクタンスとして使用することができる。
【００１３】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、並列
共振回路はトラップ回路として機能し、この共振周波数
において高いインピーダンスを示す。このため、直列共
振回路の電流が制限され、出力トランスの２次側への電
力供給が少なくなる。即ち、並列共振回路を設けること
によって、狭い周波数範囲で比較的大きな範囲の電力を
制御することができる。並列共振回路の共振周波数は直
列共振回路の共振周波数よりも高く設定されているの
で、スイッチング素子のオン・オフ周波数をさほど高く
しないで、２次側への電力供給を十分に低下させること
ができる。これにより並列共振周波数よりも低い許容範
囲の回路部品の使用が可能になり、装置の低コスト化を
図ることができる。また、過電流を制限する時に並列共
振回路によって電流を実質的に零まで制限し、ほぼ完全
なフの字型垂下特性を得ることができる。
共振回路はトラップ回路として機能し、この共振周波数
において高いインピーダンスを示す。このため、直列共
振回路の電流が制限され、出力トランスの２次側への電
力供給が少なくなる。即ち、並列共振回路を設けること
によって、狭い周波数範囲で比較的大きな範囲の電力を
制御することができる。並列共振回路の共振周波数は直
列共振回路の共振周波数よりも高く設定されているの
で、スイッチング素子のオン・オフ周波数をさほど高く
しないで、２次側への電力供給を十分に低下させること
ができる。これにより並列共振周波数よりも低い許容範
囲の回路部品の使用が可能になり、装置の低コスト化を
図ることができる。また、過電流を制限する時に並列共
振回路によって電流を実質的に零まで制限し、ほぼ完全
なフの字型垂下特性を得ることができる。
【００１４】
【第１の実施例】次に、図６〜図８を参照して本発明の
第１の実施例の共振型スイッチング電源装置を説明す
る。但し、図６において、図１と同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図６のスイッチング
電源装置は、図１の装置に並列共振用のインダクタンス
Ｌa とコンデンサＣa を付加し、その他は図１と同一に
構成したものである。インダクタンスＬa とコンデンサ
Ｃa との並列共振回路は直列共振用コンデンサＣ1に対
して直列に接続されている。
第１の実施例の共振型スイッチング電源装置を説明す
る。但し、図６において、図１と同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図６のスイッチング
電源装置は、図１の装置に並列共振用のインダクタンス
Ｌa とコンデンサＣa を付加し、その他は図１と同一に
構成したものである。インダクタンスＬa とコンデンサ
Ｃa との並列共振回路は直列共振用コンデンサＣ1に対
して直列に接続されている。
【００１５】Ｃ1 とＬ1 との直列共振回路の周波数特性
は図７の特性線Ａであり、Ｌa とＣa との並列共振回路
の周波数特性は図７の特性線Ｂである。即ち、Ｌa とＣ
a の並列共振回路の共振周波数ｆ1 は直列共振回路の共
振周波数ｆ0 よりも高い領域に設定されている。また、
並列共振周波数ｆ1 は図３で示した従来の可変周波数範
囲ｆa 〜ｆb の中に設定されている。Ｌa とＣa の並列
共振回路はトラップ回路として機能し、この共振周波数
ｆ1 でインピーダンスが最大になり、伝送電力Ｐが最小
（実質的にゼロ）になる。Ｌ1 とＣ1 の直列共振回路と
Ｌa とＣa との並列共振回路との合成の周波数特性は図
８になる。この図８の特性線から明らかなように並列共
振周波数ｆ1 にトラップを有し、ここでの伝送電力Ｐは
実質的にゼロになる。
は図７の特性線Ａであり、Ｌa とＣa との並列共振回路
の周波数特性は図７の特性線Ｂである。即ち、Ｌa とＣ
a の並列共振回路の共振周波数ｆ1 は直列共振回路の共
振周波数ｆ0 よりも高い領域に設定されている。また、
並列共振周波数ｆ1 は図３で示した従来の可変周波数範
囲ｆa 〜ｆb の中に設定されている。Ｌa とＣa の並列
共振回路はトラップ回路として機能し、この共振周波数
ｆ1 でインピーダンスが最大になり、伝送電力Ｐが最小
（実質的にゼロ）になる。Ｌ1 とＣ1 の直列共振回路と
Ｌa とＣa との並列共振回路との合成の周波数特性は図
８になる。この図８の特性線から明らかなように並列共
振周波数ｆ1 にトラップを有し、ここでの伝送電力Ｐは
実質的にゼロになる。
【００１６】図６の装置が図８の周波数特性を有するこ
とによってトランスＴ1 の２次側に供給する電力Ｐをゼ
ロからＰa まで変化させるために第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆをｆa からｆ1
まで変えればよい。即ち、従来の可変周波数範囲ｆa 〜
ｆb よりも狭い可変周波数範囲ｆa 〜ｆ1 によって従来
よりも大幅に電力Ｐ又は電圧又は電流を制御することが
できる。
とによってトランスＴ1 の２次側に供給する電力Ｐをゼ
ロからＰa まで変化させるために第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆをｆa からｆ1
まで変えればよい。即ち、従来の可変周波数範囲ｆa 〜
ｆb よりも狭い可変周波数範囲ｆa 〜ｆ1 によって従来
よりも大幅に電力Ｐ又は電圧又は電流を制御することが
できる。
【００１７】図８の周波数特性は特に過電流保護におい
て有益である。図６の装置で過電流状態（例えば短絡状
態）が生じると、比較器１５の出力電圧が高レベルにな
り、ダイオードＤb がオンになり、逆にダイオードＤa
がオフになり、ＶＣＯ１１には電圧制御時よりも高い電
圧が入力し、ＶＣＯ１１の出力周波数及び第１及び第２
のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆが高く
なる。周波数が並列共振周波数ｆ1 になると電流は実質
的にゼロになり、完全なフの字型垂下特性が得られる。
図１の従来の装置では可変範囲の上限周波数ｆb になっ
ても電流がゼロにならず、完全なフの字型垂下特性は得
られない。
て有益である。図６の装置で過電流状態（例えば短絡状
態）が生じると、比較器１５の出力電圧が高レベルにな
り、ダイオードＤb がオンになり、逆にダイオードＤa
がオフになり、ＶＣＯ１１には電圧制御時よりも高い電
圧が入力し、ＶＣＯ１１の出力周波数及び第１及び第２
のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆが高く
なる。周波数が並列共振周波数ｆ1 になると電流は実質
的にゼロになり、完全なフの字型垂下特性が得られる。
図１の従来の装置では可変範囲の上限周波数ｆb になっ
ても電流がゼロにならず、完全なフの字型垂下特性は得
られない。
【００１８】
【第２の実施例】次に、図９を参照して第２の実施例の
共振型スイッチング電源装置を説明する。但し、図９及
び後述する図１０において図１及び図６と実質的に同一
の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図
９においては第２のトランスＴ2 が設けられ、この１次
巻線Ｎp が直列共振用コンデンサＣ1 に直列に接続さ
れ、第２のトランスＴ2 の２次巻線Ｎs に並列に共振用
コンデンサＣa が接続されている。
共振型スイッチング電源装置を説明する。但し、図９及
び後述する図１０において図１及び図６と実質的に同一
の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図
９においては第２のトランスＴ2 が設けられ、この１次
巻線Ｎp が直列共振用コンデンサＣ1 に直列に接続さ
れ、第２のトランスＴ2 の２次巻線Ｎs に並列に共振用
コンデンサＣa が接続されている。
【００１９】この場合にはトランスＴ2 の励磁インダク
タンスが並列共振用のインダクタンスとして働き、この
インダクタンスとＣa ・Ｎp ／Ｎs とで共振する。従っ
て、第２の実施例は、第１の実施例と同一の作用効果の
他に、コンデンサＣa の容量又は耐圧を任意に選択でき
る効果を有する。例えば巻数をＮs ＞Ｎp に設定する
と、コンデンサＣa の容量を図６のそれよりも小さくで
きる。また、Ｎs ＜Ｎpに設定すると、コンデンサＣa
の耐圧を低くすることができる。
タンスが並列共振用のインダクタンスとして働き、この
インダクタンスとＣa ・Ｎp ／Ｎs とで共振する。従っ
て、第２の実施例は、第１の実施例と同一の作用効果の
他に、コンデンサＣa の容量又は耐圧を任意に選択でき
る効果を有する。例えば巻数をＮs ＞Ｎp に設定する
と、コンデンサＣa の容量を図６のそれよりも小さくで
きる。また、Ｎs ＜Ｎpに設定すると、コンデンサＣa
の耐圧を低くすることができる。
【００２０】
【第３の実施例】図１０に示す第３の実施例は図９の第
２の実施例を変形したものである。即ち、図１０におい
ても図９と同様に第２のトランスＴ2 を介してコンデン
サＣa が接続されているが、この第２のトランスＴ2 が
励磁インダクタンスのみでなくてリーケージ（漏洩）イ
ンダクタンスも有するように構成されている。そして、
このリーケージインダクタンスとコンデンサＣ1 とが直
列共振するように設定されている。従って、図１０では
図９における直列共振用インダクタンスＬ1 が設けられ
ていない。なお、第１のトランスＴ1 も多少のリーケー
ジインダクタンスがあるので、実際には第１及び第２の
トランスＴ1 、Ｔ2 の合計のリーケージインダクタンス
が直列共振のインダクタンスとして働く。図６及び図９
においても、インダクタンスＬ1 と第１のトランスＴ1
のリーケージインダクタンスの合計が直列共振の実際の
直列共振インダクタンスとなる。
２の実施例を変形したものである。即ち、図１０におい
ても図９と同様に第２のトランスＴ2 を介してコンデン
サＣa が接続されているが、この第２のトランスＴ2 が
励磁インダクタンスのみでなくてリーケージ（漏洩）イ
ンダクタンスも有するように構成されている。そして、
このリーケージインダクタンスとコンデンサＣ1 とが直
列共振するように設定されている。従って、図１０では
図９における直列共振用インダクタンスＬ1 が設けられ
ていない。なお、第１のトランスＴ1 も多少のリーケー
ジインダクタンスがあるので、実際には第１及び第２の
トランスＴ1 、Ｔ2 の合計のリーケージインダクタンス
が直列共振のインダクタンスとして働く。図６及び図９
においても、インダクタンスＬ1 と第１のトランスＴ1
のリーケージインダクタンスの合計が直列共振の実際の
直列共振インダクタンスとなる。
【００２１】図１０では図１の電流検出器５に相当する
ものがない。この代りに電流検出ライン８が直列共振用
コンデンサＣ1 の一端に接続されている。コンデンサＣ
1 の電圧は出力電流に対応した値になるので、これによ
って電流を検出することができる。従って、電流検出回
路が簡略化される。なお、図１、図６、図９の回路にお
いても、図１０と同様にコンデンサＣ1 の電圧によって
出力電流を検出することができる。
ものがない。この代りに電流検出ライン８が直列共振用
コンデンサＣ1 の一端に接続されている。コンデンサＣ
1 の電圧は出力電流に対応した値になるので、これによ
って電流を検出することができる。従って、電流検出回
路が簡略化される。なお、図１、図６、図９の回路にお
いても、図１０と同様にコンデンサＣ1 の電圧によって
出力電流を検出することができる。
【００２２】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力を取ることができる。また、出力トランスＴ1
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる。 （２） トランジスタＱ1 、Ｑ2 を電界効果トランジス
タ等の他の半導体スイッチング素子に置き換えることが
できる。 （３） 図６、図９及び図１０の回路において、第１の
トランスＴ1 のリ−ケ−ジインダクタンスを直列共振用
のインダクタンスとすることができる。また、共振用イ
ンダクタンスＬ3 とトランスＴ1 及び／又はＴ2 のリ−
ケ−ジインダクタンスを合計して直列共振のインダクタ
ンスとすることもできる。 （４） 図６、図９及び図１０の回路において、１次巻
線Ｎ1 に並列に、１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス又
はこれに直列のインダタンススよりも大きいインダクタ
ンスを接続することができる。即ち励磁インダクタンス
と同様に機能する並列インダクタンスを追加して設ける
ことができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力を取ることができる。また、出力トランスＴ1
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる。 （２） トランジスタＱ1 、Ｑ2 を電界効果トランジス
タ等の他の半導体スイッチング素子に置き換えることが
できる。 （３） 図６、図９及び図１０の回路において、第１の
トランスＴ1 のリ−ケ−ジインダクタンスを直列共振用
のインダクタンスとすることができる。また、共振用イ
ンダクタンスＬ3 とトランスＴ1 及び／又はＴ2 のリ−
ケ−ジインダクタンスを合計して直列共振のインダクタ
ンスとすることもできる。 （４） 図６、図９及び図１０の回路において、１次巻
線Ｎ1 に並列に、１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス又
はこれに直列のインダタンススよりも大きいインダクタ
ンスを接続することができる。即ち励磁インダクタンス
と同様に機能する並列インダクタンスを追加して設ける
ことができる。
【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の制御回路を示す図である。
【図３】図１のＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と供給電
力Ｐとの関係を説明するための図である。
力Ｐとの関係を説明するための図である。
【図４】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。
の電圧との関係を示す図である。
【図５】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図６】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【図７】図６の直列共振回路と並列共振回路の周波数特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図８】図６の装置の周波数と電力との関係を示す図で
ある。
ある。
【図９】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【図１０】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
Ｔ1 出力トランス Ｎ11a 、Ｎ11b １次巻線 Ｃ1 共振用コンデンサ ２ 制御回路 Ｌa 並列共振用インダクタンス Ｃa 並列共振用コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチング素子の直列回路と、 １次巻線と２次巻線とを備えた出力トランスと、 前記第１及び第２のスイッチング素子に対してそれぞれ
直列に接続された直列共振用コンデンサとインダクタン
スと前記１次巻線との直列回路又は直列共振用コンデン
サとインダクタンスを有する１次巻線との直列回路と、 前記出力トランスの前記２次巻線側の電圧又は電流を制
御するために前記第１及び第２のスイッチング素子のオ
ン・オフ周波数を変えるように構成された制御回路とか
ら成る共振型スイッチング電源装置において、 前記直列共振用コンデンサとインダクタンスとの直列共
振周波数よりも高い並列共振周波数を有するインダクタ
ンスとコンデンサの並列回路が前記直列共振用コンデン
サに対して直列に接続されていることを特徴とする共振
型スイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記並列共振回路は、 前記直列共振用コンデンサに直列に接続された補助トラ
ンスの１次巻線と、 前記補助トランスの１次巻線に電磁結合された２次巻線
と、 前記補助トランスの２次巻線に並列に接続された並列共
振用コンデンサとから成り、前記補助トランスは並列共
振用インダクタンスを有していることを特徴とする請求
項１記載の共振型スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 更に、前記補助トランスは漏洩インダク
タンスを有し、このインダクタンスが前記直列共振用コ
ンデンサと直列共振するためのインダクタンスとして使
用されていることを特徴とする請求項２記載の共振型ス
イッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18876694A JPH0833329A (ja) | 1994-07-19 | 1994-07-19 | 共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18876694A JPH0833329A (ja) | 1994-07-19 | 1994-07-19 | 共振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0833329A true JPH0833329A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=16229409
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18876694A Pending JPH0833329A (ja) | 1994-07-19 | 1994-07-19 | 共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833329A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| EP1164690A2 (en) * | 2000-06-12 | 2001-12-19 | Sony Corporation | Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency regions |
| KR100586978B1 (ko) * | 2004-08-10 | 2006-06-08 | 삼성전기주식회사 | Ｌｌｃ공진형 직류/직류 컨버터 |
| US7692937B2 (en) | 2006-06-09 | 2010-04-06 | Delta Electronics, Inc. | Resonant converter and voltage stabilizing method thereof |
| WO2021024879A1 (ja) * | 2019-08-02 | 2021-02-11 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
-
1994
- 1994-07-19 JP JP18876694A patent/JPH0833329A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| EP1164690A2 (en) * | 2000-06-12 | 2001-12-19 | Sony Corporation | Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency regions |
| EP1164690A3 (en) * | 2000-06-12 | 2004-07-07 | Sony Corporation | Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency regions |
| KR100586978B1 (ko) * | 2004-08-10 | 2006-06-08 | 삼성전기주식회사 | Ｌｌｃ공진형 직류/직류 컨버터 |
| US7692937B2 (en) | 2006-06-09 | 2010-04-06 | Delta Electronics, Inc. | Resonant converter and voltage stabilizing method thereof |
| WO2021024879A1 (ja) * | 2019-08-02 | 2021-02-11 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
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