JPH0866025A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
共振型スイッチング電源装置Info
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- JPH0866025A JPH0866025A JP6210401A JP21040194A JPH0866025A JP H0866025 A JPH0866025 A JP H0866025A JP 6210401 A JP6210401 A JP 6210401A JP 21040194 A JP21040194 A JP 21040194A JP H0866025 A JPH0866025 A JP H0866025A
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- inductance
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ハーフブリッジ構成の共振型スイッチング電
源装置を小型且つ低コストにすると共に、耐ノイズ性を
高める。 【構成】 直流電源１に第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。第２のトランジスタＱ
2 に並列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続する。１
次巻線Ｎ1 に直列に直列共振用コンデンサＣ1 とインダ
クタンスＬ1 を接続する。第１のトランジスタＱ1 には
補助コンデンサを並列に接続しないで、第２のトランジ
スタＱ2 のみに補助コンデンサＣｂを並列に接続する。
源装置を小型且つ低コストにすると共に、耐ノイズ性を
高める。 【構成】 直流電源１に第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。第２のトランジスタＱ
2 に並列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続する。１
次巻線Ｎ1 に直列に直列共振用コンデンサＣ1 とインダ
クタンスＬ1 を接続する。第１のトランジスタＱ1 には
補助コンデンサを並列に接続しないで、第２のトランジ
スタＱ2 のみに補助コンデンサＣｂを並列に接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタンスとこれ
に直列接続されたコンデンサとの共振を使用した共振型
スイッチング電源装置に関する。
に直列接続されたコンデンサとの共振を使用した共振型
スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１はスイッチング損失を低減させるた
めの従来の共振型スイッチング電源装置を示す。このス
イッチング電源装置は、交流電源に接続された整流平滑
回路から成る直流電源１の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のスイッチング素子としての絶縁ゲ−ト
型電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと言
う）Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、出力トランスＴ1 と、こ
の出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に直列に接続された
共振用のインダクタンスＬ1 と第１のコンデンサＣ1
と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に並列接続
された第１及び第２の補助コンデンサＣa 、Ｃb と、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接
続された第１及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ
2 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のゲ−ト
（制御端子）に接続された制御回路２と、出力トランス
Ｔ1 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と平滑用コンデンサ
Ｃ0 とから成る整流平滑回路と、誤差増幅器３と、基準
電圧源４と、電流検出器５とを有する。なお、トランス
Ｔ1 は周知のように励磁インダクタンスと漏洩インダク
タンスとを有する。また、第１及び第２のトランジスタ
はソ−スがサブストレ−ト（バルク）に接続された構造
を有するので、第１及び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 は
トランジスタＱ2、Ｑ2 に内蔵されている。
めの従来の共振型スイッチング電源装置を示す。このス
イッチング電源装置は、交流電源に接続された整流平滑
回路から成る直流電源１の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のスイッチング素子としての絶縁ゲ−ト
型電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと言
う）Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、出力トランスＴ1 と、こ
の出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に直列に接続された
共振用のインダクタンスＬ1 と第１のコンデンサＣ1
と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に並列接続
された第１及び第２の補助コンデンサＣa 、Ｃb と、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接
続された第１及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ
2 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のゲ−ト
（制御端子）に接続された制御回路２と、出力トランス
Ｔ1 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と平滑用コンデンサ
Ｃ0 とから成る整流平滑回路と、誤差増幅器３と、基準
電圧源４と、電流検出器５とを有する。なお、トランス
Ｔ1 は周知のように励磁インダクタンスと漏洩インダク
タンスとを有する。また、第１及び第２のトランジスタ
はソ−スがサブストレ−ト（バルク）に接続された構造
を有するので、第１及び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 は
トランジスタＱ2、Ｑ2 に内蔵されている。
【０００３】１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 とコン
デンサＣ1 との直列回路は第２のトランジスタ素子Ｑ2
に並列に接続されている。トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1
と２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bとはコア９を介して電磁結合され
ている。２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの両端はダイオ−ドＤ3 、
Ｄ4 を介してコンデンサＣ0 の一端に接続され、センタ
タップはコンデンサＣ0 の他端に接続されている。平滑
コンデンサＣ0 に接続された出力端子６には負荷（図示
せず）が接続される。誤差増幅器３の一方の入力端子は
出力端子６に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４
に接続され、この誤差出力ライン７は制御回路２に接続
されている。この誤差増幅器３は出力検出電圧と基準電
圧との差に対応する電圧を出力する。カレントトランス
から成る電流検出器５はライン８によって制御回路２に
接続されている。
デンサＣ1 との直列回路は第２のトランジスタ素子Ｑ2
に並列に接続されている。トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1
と２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bとはコア９を介して電磁結合され
ている。２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの両端はダイオ−ドＤ3 、
Ｄ4 を介してコンデンサＣ0 の一端に接続され、センタ
タップはコンデンサＣ0 の他端に接続されている。平滑
コンデンサＣ0 に接続された出力端子６には負荷（図示
せず）が接続される。誤差増幅器３の一方の入力端子は
出力端子６に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４
に接続され、この誤差出力ライン７は制御回路２に接続
されている。この誤差増幅器３は出力検出電圧と基準電
圧との差に対応する電圧を出力する。カレントトランス
から成る電流検出器５はライン８によって制御回路２に
接続されている。
【０００４】制御回路２は図２に示すようにＶＣＯ（電
圧制御発振器）１１と、波形整形回路１２と、電流検出
用整流平滑回路１４と、比較器１５と、過電流検出用基
準電圧源１６と、ダイオ−ドＤa 、Ｄb とから成る。
圧制御発振器）１１と、波形整形回路１２と、電流検出
用整流平滑回路１４と、比較器１５と、過電流検出用基
準電圧源１６と、ダイオ−ドＤa 、Ｄb とから成る。
【０００５】ＶＣＯ１１は図１の誤差増幅器３の出力ラ
イン７にダイオ−ドＤa 及びライン７を介して接続され
ていると共にダイオ−ドＤb とライン１７を介して比較
器１５にも接続されている。このＶＣＯ１１の出力周波
数は、出力端子６の検出電圧が基準値よりも高い時に高
くなり、出力検出電圧が基準値より低い時に低くなると
共に、過電流時にも高くなる。ＶＣＯ１１の出力は波形
整形回路１２で方形波に整形され、図５（Ｆ）及び
（Ｇ）に示す互いに逆位相の２つの制御信号に変換され
る。図５（Ｆ）の制御信号はトランジスタＱ1 のゲ−ト
（制御端子）に送られ、図５（Ｇ）の制御信号はライン
１９で第２のトランジスタＱ2 のゲ−ト（制御端子）に
送られる。なお、図５（Ｆ）（Ｇ）の２つの制御信号は
僅かなデットタイムを有して交互に発生する。また、図
５（Ｆ）（Ｇ）の制御信号のパルス幅はＣ1 Ｌ1 の共振
波形の半波よりも長く設定されている。
イン７にダイオ−ドＤa 及びライン７を介して接続され
ていると共にダイオ−ドＤb とライン１７を介して比較
器１５にも接続されている。このＶＣＯ１１の出力周波
数は、出力端子６の検出電圧が基準値よりも高い時に高
くなり、出力検出電圧が基準値より低い時に低くなると
共に、過電流時にも高くなる。ＶＣＯ１１の出力は波形
整形回路１２で方形波に整形され、図５（Ｆ）及び
（Ｇ）に示す互いに逆位相の２つの制御信号に変換され
る。図５（Ｆ）の制御信号はトランジスタＱ1 のゲ−ト
（制御端子）に送られ、図５（Ｇ）の制御信号はライン
１９で第２のトランジスタＱ2 のゲ−ト（制御端子）に
送られる。なお、図５（Ｆ）（Ｇ）の２つの制御信号は
僅かなデットタイムを有して交互に発生する。また、図
５（Ｆ）（Ｇ）の制御信号のパルス幅はＣ1 Ｌ1 の共振
波形の半波よりも長く設定されている。
【０００６】整流平滑回路１４はダイオード１４ａとコ
ンデンサ１４ｂとから成り、電流検出器５の出力ライン
８の電圧を整流して比較器１５の一方の入力端子に送
る。比較器１５は他方の入力端子に接続された基準電圧
源１６の過電流を示す基準電圧と整流平滑回路１４の出
力電圧とを比較し、整流平滑回路１４の出力電圧が基準
電圧以上になった時にダイオ−ドＤb をオン駆動する。
即ち過電流時における比較器１５の出力電圧は誤差増幅
器３の出力電圧よりも高くなるように設定され、また、
非過電流時の比較器１５の出力電圧は誤差増幅器３の出
力電圧よりも低くなるように設定されている。これによ
り、ダイオ−ドＤa 、Ｄb は選択スイッチとして機能す
る。
ンデンサ１４ｂとから成り、電流検出器５の出力ライン
８の電圧を整流して比較器１５の一方の入力端子に送
る。比較器１５は他方の入力端子に接続された基準電圧
源１６の過電流を示す基準電圧と整流平滑回路１４の出
力電圧とを比較し、整流平滑回路１４の出力電圧が基準
電圧以上になった時にダイオ−ドＤb をオン駆動する。
即ち過電流時における比較器１５の出力電圧は誤差増幅
器３の出力電圧よりも高くなるように設定され、また、
非過電流時の比較器１５の出力電圧は誤差増幅器３の出
力電圧よりも低くなるように設定されている。これによ
り、ダイオ−ドＤa 、Ｄb は選択スイッチとして機能す
る。
【０００７】図１のスイッチング電源装置において、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は図５（Ａ）
（Ｃ）に示すように交互にオンになる。今、トランジス
タＱ1 がオンの時には、電源１と第１のトランジスタＱ
1 とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 とから成る回路によって図５（Ｅ）の領域Ｅr 及びＥ
pに示すように電流が流れる。領域Ｅr の電流はインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共振に基づく電
流をトランスＴ1 の励磁インダクタンスＬp に基づく低
周波共振の電流成分によってバイアスしたものである。
領域Ｅp の電流は励磁インダクタンスＬp の低周波共振
に基づくものである。トランジスタＱ1 を流れる電流は
正弦波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流
スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小さく
なる。第１のトランジスタＱ1 のオンからオフへの転換
期間にはコンデンサＣa を介して電流が流れ、ゼロボル
トスイッチングが達成される。第１のトランジスタＱ1
がオフになると、所定のデットタイムの後に第２のトラ
ンジスタＱ2 がオンになり、コンデンサＣ1 とインダク
タンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 と第２のトランジスタＱ2 か
ら成る回路に図５の領域Ｅr ′及びＥp ′に示すように
共振電流が流れる。上述の動作の繰返しによって出力ト
ランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に第１及び第２の方向の電流
が交互に流れ、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bにこれに対応した出
力電圧が得られ、これがダイオードＤ3 、Ｄ4 とコンデ
ンサＣ0 で整流平滑される。図５は第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 のドレイン・ソ−ス間電圧Ｖds1 、
Ｖds2 、ドレイン電流Ｉd1、Ｉd2及び出力トランスＴ1
の１次巻線Ｎ1 の電流Ｉn1を示す。図５（Ｅ）の電流Ｉ
n1のデットタイム領域Ｅ1 の電流は、直流電源１とコン
デンサＣa とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１
次巻線Ｎ1 とから成る共振回路とコンデンサＣb とコン
デンサＣ1 とインダクタンスＬ1 とから成る共振回路に
基づいて流れる。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共
振回路のコンデンサＣb の代りにダイオードＤ2 を通っ
て流れる。負の半波における領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流は、
１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 と
コンデンサＣb 及びＣa を通って流れ、その後、コンデ
ンサＣa の代りにダイオードＤ1 を通って流れる。
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は図５（Ａ）
（Ｃ）に示すように交互にオンになる。今、トランジス
タＱ1 がオンの時には、電源１と第１のトランジスタＱ
1 とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 とから成る回路によって図５（Ｅ）の領域Ｅr 及びＥ
pに示すように電流が流れる。領域Ｅr の電流はインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共振に基づく電
流をトランスＴ1 の励磁インダクタンスＬp に基づく低
周波共振の電流成分によってバイアスしたものである。
領域Ｅp の電流は励磁インダクタンスＬp の低周波共振
に基づくものである。トランジスタＱ1 を流れる電流は
正弦波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流
スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小さく
なる。第１のトランジスタＱ1 のオンからオフへの転換
期間にはコンデンサＣa を介して電流が流れ、ゼロボル
トスイッチングが達成される。第１のトランジスタＱ1
がオフになると、所定のデットタイムの後に第２のトラ
ンジスタＱ2 がオンになり、コンデンサＣ1 とインダク
タンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 と第２のトランジスタＱ2 か
ら成る回路に図５の領域Ｅr ′及びＥp ′に示すように
共振電流が流れる。上述の動作の繰返しによって出力ト
ランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に第１及び第２の方向の電流
が交互に流れ、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bにこれに対応した出
力電圧が得られ、これがダイオードＤ3 、Ｄ4 とコンデ
ンサＣ0 で整流平滑される。図５は第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 のドレイン・ソ−ス間電圧Ｖds1 、
Ｖds2 、ドレイン電流Ｉd1、Ｉd2及び出力トランスＴ1
の１次巻線Ｎ1 の電流Ｉn1を示す。図５（Ｅ）の電流Ｉ
n1のデットタイム領域Ｅ1 の電流は、直流電源１とコン
デンサＣa とコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と１
次巻線Ｎ1 とから成る共振回路とコンデンサＣb とコン
デンサＣ1 とインダクタンスＬ1 とから成る共振回路に
基づいて流れる。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共
振回路のコンデンサＣb の代りにダイオードＤ2 を通っ
て流れる。負の半波における領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流は、
１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 と
コンデンサＣb 及びＣa を通って流れ、その後、コンデ
ンサＣa の代りにダイオードＤ1 を通って流れる。
【０００８】図１の装置において出力端子６の電圧が所
定値よりも高くなった時には、図２のＶＣＯ１１の出力
周波数が高くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2のオン・オフ繰返し周波数ｆが高くなる。逆に出力
端子６の電圧が所定値よりも低い時は上記と反対の動作
になる。
定値よりも高くなった時には、図２のＶＣＯ１１の出力
周波数が高くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2のオン・オフ繰返し周波数ｆが高くなる。逆に出力
端子６の電圧が所定値よりも低い時は上記と反対の動作
になる。
【０００９】出力トランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖ
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図３はオン・オ
フ周波数ｆとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との
共振回路によるトランスＴ1の２次側への供給電力Ｐと
の関係を示す。Ｌ1 とＣ1 とで決定される固有の直列共
振周波数ｆ0 よりも高い周波数でトランジスタＱ1 、Ｑ
2 がオン・オフすると、供給電力Ｐが低下する。図４は
これを説明するためのものであり、図４の前半分に示す
ｆが低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅か大き
いが、後半分に示すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が
低下する。この結果、オン・オフ周波数ｆをｆa 〜ｆb
の範囲で制御することによって電圧制御及び電力制御が
達成される。
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図３はオン・オ
フ周波数ｆとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との
共振回路によるトランスＴ1の２次側への供給電力Ｐと
の関係を示す。Ｌ1 とＣ1 とで決定される固有の直列共
振周波数ｆ0 よりも高い周波数でトランジスタＱ1 、Ｑ
2 がオン・オフすると、供給電力Ｐが低下する。図４は
これを説明するためのものであり、図４の前半分に示す
ｆが低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅か大き
いが、後半分に示すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が
低下する。この結果、オン・オフ周波数ｆをｆa 〜ｆb
の範囲で制御することによって電圧制御及び電力制御が
達成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１の回路
は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の両方にコン
デンサＣａ、Ｃｂが並列に接続されているために、第１
のトランジスタＱ1 のオンからオフへの転換時にインダ
クタンスＬ1 、１次巻線Ｎ1 、電源１、コンデンサＣ
ａ、コンデンサＣ1 の回路に電流が流れ、また第２のト
ランジスタＱ2 のオンからオフへの転換時に１次巻線Ｎ
1 、インダクタンスＬ1 、コンデンサＣ1 、コンデンサ
Ｃａ、電源１の回路に電流が流れる。このため、電源１
に含まれるノイズが直列共振回路に入り込み、共振動作
が不安定になることがある。また、スイッチング電源装
置の小型化及び低コスト化が要求されている。
は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の両方にコン
デンサＣａ、Ｃｂが並列に接続されているために、第１
のトランジスタＱ1 のオンからオフへの転換時にインダ
クタンスＬ1 、１次巻線Ｎ1 、電源１、コンデンサＣ
ａ、コンデンサＣ1 の回路に電流が流れ、また第２のト
ランジスタＱ2 のオンからオフへの転換時に１次巻線Ｎ
1 、インダクタンスＬ1 、コンデンサＣ1 、コンデンサ
Ｃａ、電源１の回路に電流が流れる。このため、電源１
に含まれるノイズが直列共振回路に入り込み、共振動作
が不安定になることがある。また、スイッチング電源装
置の小型化及び低コスト化が要求されている。
【００１１】そこで、本発明の目的は小型化及び低コス
ト化ができると共に、ノイズの影響を受けにくくするこ
とができる共振型スイッチング電源装置を提供すること
にある。
ト化ができると共に、ノイズの影響を受けにくくするこ
とができる共振型スイッチング電源装置を提供すること
にある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、１次巻線と２次巻線とを備えた出力トランス
と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記第
２のスイッチング素子に対して並列に接続された共振用
コンデンサとインダクタンスと前記１次巻線との直列回
路又は共振用コンデンサと漏洩インダクタンスを有する
１次巻線との直列共振回路と、前記第１及び第２のスイ
ッチング素子をデット・タイムを有して交互にオン・オ
フする制御回路と、前記第１及び第２のスイッチング素
子に対して逆並列に接続された第１及び第２のダイオー
ドと、前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続
された補助コンデンサとを具備し、前記第１のスイッチ
ング素子に対して並列にコンデンサが接続されていない
共振型スイッチング電源装置に係わるものである。本発
明の第２のスイッチング素子は実施例の第１及び第２の
トランジスタＱ1、Ｑ2 のいずれであってもよい。
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、１次巻線と２次巻線とを備えた出力トランス
と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記第
２のスイッチング素子に対して並列に接続された共振用
コンデンサとインダクタンスと前記１次巻線との直列回
路又は共振用コンデンサと漏洩インダクタンスを有する
１次巻線との直列共振回路と、前記第１及び第２のスイ
ッチング素子をデット・タイムを有して交互にオン・オ
フする制御回路と、前記第１及び第２のスイッチング素
子に対して逆並列に接続された第１及び第２のダイオー
ドと、前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続
された補助コンデンサとを具備し、前記第１のスイッチ
ング素子に対して並列にコンデンサが接続されていない
共振型スイッチング電源装置に係わるものである。本発
明の第２のスイッチング素子は実施例の第１及び第２の
トランジスタＱ1、Ｑ2 のいずれであってもよい。
【００１３】
【発明の作用及び効果】本発明においては、直列共振回
路が並列に接続される第２のスイッチング素子には補助
コンデンサを並列接続するが、第１のスイッチング素子
に対してはコンデンサを並列に接続しない。従って、装
置の小型化及び低コスト化が達成されるばかりでなく、
第１及び第２のスイッチング素子のオンからオフへの転
換時に、電源を通って電流が流れない。これにより、電
源のノイズの直列共振回路への侵入を抑制することがで
き、共振動作が安定する。
路が並列に接続される第２のスイッチング素子には補助
コンデンサを並列接続するが、第１のスイッチング素子
に対してはコンデンサを並列に接続しない。従って、装
置の小型化及び低コスト化が達成されるばかりでなく、
第１及び第２のスイッチング素子のオンからオフへの転
換時に、電源を通って電流が流れない。これにより、電
源のノイズの直列共振回路への侵入を抑制することがで
き、共振動作が安定する。
【００１４】
【実施例】次に、図６及び図７を参照して本発明の実施
例に係わる共振型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図６において、図１と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。
例に係わる共振型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図６において、図１と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。
【００１５】図６の共振型スイッチング電源装置は図１
の共振型スイッチング電源装置の第１の補助コンデンサ
Ｃａを省いた他は図１と同一に構成したものである。
の共振型スイッチング電源装置の第１の補助コンデンサ
Ｃａを省いた他は図１と同一に構成したものである。
【００１６】図６の第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のゲートには図７（Ａ）（Ｂ）に示すゲート信号Ｖ
g1、Ｖg2が与えられる。図７のｔ0 〜ｔ1 期間には、１
次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 と共振用コンデンサＣ
1 と補助コンデンサＣｂとから成る回路で補助コンデン
サＣｂの充電が行われる。ｔ1 時点で補助コンデンサＣ
ｂの充電が完了すると、励磁インダクタンスＬｐと漏洩
インダクタンスとを有する１次巻線Ｎ1 とインダクタン
スＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路を通って流れてい
た電流はダイオードＤ1 に転流し、上記直列回路とダイ
オードＤ1 と電源１の閉回路に電流が流れる。従って、
第１のトランジスタＱ1 とダイオードＤ1 とから成る第
１のスイッチ回路の電流Ｉ1 は図７（Ｅ）に示すように
ｔ1 〜ｔ2 において逆方向電流になる。
Ｑ2 のゲートには図７（Ａ）（Ｂ）に示すゲート信号Ｖ
g1、Ｖg2が与えられる。図７のｔ0 〜ｔ1 期間には、１
次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 と共振用コンデンサＣ
1 と補助コンデンサＣｂとから成る回路で補助コンデン
サＣｂの充電が行われる。ｔ1 時点で補助コンデンサＣ
ｂの充電が完了すると、励磁インダクタンスＬｐと漏洩
インダクタンスとを有する１次巻線Ｎ1 とインダクタン
スＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路を通って流れてい
た電流はダイオードＤ1 に転流し、上記直列回路とダイ
オードＤ1 と電源１の閉回路に電流が流れる。従って、
第１のトランジスタＱ1 とダイオードＤ1 とから成る第
１のスイッチ回路の電流Ｉ1 は図７（Ｅ）に示すように
ｔ1 〜ｔ2 において逆方向電流になる。
【００１７】ｔ2 時点で逆方向電流がゼロになると、次
に、電源１と第１のトランジスタＱ1 と共振用コンデン
サＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 とから成る
閉回路に図７（Ｅ）のｔ2 〜ｔ3 に示すように正弦波状
の直列共振電流が流れる。なお、第１のトランジスタＱ
1 のオン期間にはＣ1 Ｌ1 の高周波数の直列共振の他に
トランスＴ1 の図６で破線で示す励磁インダクタンスＬ
ｐとコンデンサＣ1 とに基づく低周波数の共振も生じ
る。励磁インダクタンスＬｐは１次巻線Ｎ1 の負荷に対
して等価的に並列に接続される。なお、漏洩インダクタ
ンス及びインダクタンスＬ1 に比べて励磁インダクタン
スＬｐが十分に大きい場合にはＬｐに基づく共振周波数
は極めて低くなり、この励磁インダクタンスＬｐに流れ
る電流Ｉｐは傾斜を有してほぼ直線的に増大する。第１
のトランジスタＱ1 を通って流れる電流Ｉ1 はＣ1 Ｌ1
の共振電流Ｉｒと励磁インダクタンスＬｐの電流Ｉｐと
の合成になる。図７のｔ3 でＣ1 Ｌ1 の共振電流Ｉｒが
ゼロになった後のｔ3 〜ｔ4においては励磁インダクタ
ンスＬｐに基づく電流Ｉｐが第１のスイッチ回路の電流
Ｉ1 となる。
に、電源１と第１のトランジスタＱ1 と共振用コンデン
サＣ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 とから成る
閉回路に図７（Ｅ）のｔ2 〜ｔ3 に示すように正弦波状
の直列共振電流が流れる。なお、第１のトランジスタＱ
1 のオン期間にはＣ1 Ｌ1 の高周波数の直列共振の他に
トランスＴ1 の図６で破線で示す励磁インダクタンスＬ
ｐとコンデンサＣ1 とに基づく低周波数の共振も生じ
る。励磁インダクタンスＬｐは１次巻線Ｎ1 の負荷に対
して等価的に並列に接続される。なお、漏洩インダクタ
ンス及びインダクタンスＬ1 に比べて励磁インダクタン
スＬｐが十分に大きい場合にはＬｐに基づく共振周波数
は極めて低くなり、この励磁インダクタンスＬｐに流れ
る電流Ｉｐは傾斜を有してほぼ直線的に増大する。第１
のトランジスタＱ1 を通って流れる電流Ｉ1 はＣ1 Ｌ1
の共振電流Ｉｒと励磁インダクタンスＬｐの電流Ｉｐと
の合成になる。図７のｔ3 でＣ1 Ｌ1 の共振電流Ｉｒが
ゼロになった後のｔ3 〜ｔ4においては励磁インダクタ
ンスＬｐに基づく電流Ｉｐが第１のスイッチ回路の電流
Ｉ1 となる。
【００１８】ｔ4 で第１のトランジスタＱ1 がオフにな
ると、補助コンデンサＣｂと直列共振用コンデンサＣ1
とインダクタンスＬ1 と励磁インダクタンスＬｐを有す
る１次巻線Ｎ1 とから成る閉回路に電流Ｉcbが図７
（Ｇ）のｔ4 〜ｔ5 に示すように流れる。即ち、励磁イ
ンダクタンスＬｐに流れていた電流Ｉｐが補助コンデン
サＣｂの電流Ｉcbに転流し、補助コンデンサＣｂが放電
する。これにより、補助コンデンサＣｂの電圧即ち第２
のトランジスタＱ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖds2 が
図７（Ｄ）に示すように徐々に低くなる。一方、第１の
トランジスタＱ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖds1 は、
電源１の電圧から第２のトランジスタＱ2 のドレイン・
ソース間電圧Ｖds2 を差し引いた値になるので、図７
（Ｃ）に示すように徐々に高くなり、ターンオフ時のゼ
ロボルトスイッチングが達成される。第２のトランジス
タＱ2 のゲート信号Ｖg2を図７（Ｂ）に示すようにｔ5
時点で印加すると、このターンオン時のゼロボルトスイ
ッチングが達成される。従って、スイッチング損失が大
幅に小さくなる。
ると、補助コンデンサＣｂと直列共振用コンデンサＣ1
とインダクタンスＬ1 と励磁インダクタンスＬｐを有す
る１次巻線Ｎ1 とから成る閉回路に電流Ｉcbが図７
（Ｇ）のｔ4 〜ｔ5 に示すように流れる。即ち、励磁イ
ンダクタンスＬｐに流れていた電流Ｉｐが補助コンデン
サＣｂの電流Ｉcbに転流し、補助コンデンサＣｂが放電
する。これにより、補助コンデンサＣｂの電圧即ち第２
のトランジスタＱ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖds2 が
図７（Ｄ）に示すように徐々に低くなる。一方、第１の
トランジスタＱ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖds1 は、
電源１の電圧から第２のトランジスタＱ2 のドレイン・
ソース間電圧Ｖds2 を差し引いた値になるので、図７
（Ｃ）に示すように徐々に高くなり、ターンオフ時のゼ
ロボルトスイッチングが達成される。第２のトランジス
タＱ2 のゲート信号Ｖg2を図７（Ｂ）に示すようにｔ5
時点で印加すると、このターンオン時のゼロボルトスイ
ッチングが達成される。従って、スイッチング損失が大
幅に小さくなる。
【００１９】ｔ5 時点で補助コンデンサＣｂの電圧が実
質的にゼロになると第２のダイオードＤ2 の逆バイアス
が解除される。これにより、励磁インダクタンスＬｐの
電流は補助コンデンサＣｂから第２のダイオードＤ2 に
転流し、図７（Ｆ）のｔ5 〜ｔ6 期間の電流が流れる。
即ち、ｔ5 〜ｔ6 期間には励磁インダクタンスＬｐを有
する１次巻線Ｎ1 と第２のダイオードＤ2 と直列共振用
コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 とから成る閉回路
で電流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ7 の第２のトランジス
タＱ2 のオン期間には直列共振用コンデンサＣ1 と第２
のトランジスタＱ2 と１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ
1 とから成る閉回路で直列共振電流が流れる。この時に
第２のトランジスタＱ2 とダイオードＤ2 とから成る第
２のスイッチ回路に流れる電流Ｉ2 は図７（Ｆ）のｔ5
〜ｔ7 のように流れ、図７（Ｅ）に示す第１のスイッチ
回路の電流Ｉ1 と実質的に同一である。
質的にゼロになると第２のダイオードＤ2 の逆バイアス
が解除される。これにより、励磁インダクタンスＬｐの
電流は補助コンデンサＣｂから第２のダイオードＤ2 に
転流し、図７（Ｆ）のｔ5 〜ｔ6 期間の電流が流れる。
即ち、ｔ5 〜ｔ6 期間には励磁インダクタンスＬｐを有
する１次巻線Ｎ1 と第２のダイオードＤ2 と直列共振用
コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 とから成る閉回路
で電流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ7 の第２のトランジス
タＱ2 のオン期間には直列共振用コンデンサＣ1 と第２
のトランジスタＱ2 と１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ
1 とから成る閉回路で直列共振電流が流れる。この時に
第２のトランジスタＱ2 とダイオードＤ2 とから成る第
２のスイッチ回路に流れる電流Ｉ2 は図７（Ｆ）のｔ5
〜ｔ7 のように流れ、図７（Ｅ）に示す第１のスイッチ
回路の電流Ｉ1 と実質的に同一である。
【００２０】ｔ7 で第２のトランジスタＱ2 がオフにな
ると、励磁インダクタンスＬｐによって上向きに流れて
いた電流Ｉ2 が補助コンデンサＣｂに転流し、図７
（Ｇ）のｔ7 〜ｔ8 の電流Ｉcbが流れ、コンデンサＣｂ
の電圧即ち第２のトランジスタＱ2 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds2 が図７（Ｄ）に示すように徐々に高くな
る。一方、第１のトランジスタＱ1 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds1 は電源１の電圧からＶds2 を差し引いた値
であるから、図７（Ｃ）に示すように徐々に低くなる。
これにより、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
ゼロボルトスイッチングが達成され、スイッチング損失
が低減する。
ると、励磁インダクタンスＬｐによって上向きに流れて
いた電流Ｉ2 が補助コンデンサＣｂに転流し、図７
（Ｇ）のｔ7 〜ｔ8 の電流Ｉcbが流れ、コンデンサＣｂ
の電圧即ち第２のトランジスタＱ2 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds2 が図７（Ｄ）に示すように徐々に高くな
る。一方、第１のトランジスタＱ1 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds1 は電源１の電圧からＶds2 を差し引いた値
であるから、図７（Ｃ）に示すように徐々に低くなる。
これにより、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
ゼロボルトスイッチングが達成され、スイッチング損失
が低減する。
【００２１】ｔ8 時点で第１のトランジスタＱ1 のドレ
イン・ソース間電圧Ｖds1 が実質的にゼロになると、第
１のダイオードＤ1 の逆バイアスが解除され、励磁イン
ダンタンスＬｐの電流は補助コンデンサＣｂから第１の
ダイオードＤ1 に転流し、励磁インダンタンスＬｐを有
する１次巻線Ｎ1 と直列共振インダクタンスＬ１と直列
共振コンデンサＣ1 と第１のダイオードＤ1 と電源１の
閉回路に電流が流れる。
イン・ソース間電圧Ｖds1 が実質的にゼロになると、第
１のダイオードＤ1 の逆バイアスが解除され、励磁イン
ダンタンスＬｐの電流は補助コンデンサＣｂから第１の
ダイオードＤ1 に転流し、励磁インダンタンスＬｐを有
する１次巻線Ｎ1 と直列共振インダクタンスＬ１と直列
共振コンデンサＣ1 と第１のダイオードＤ1 と電源１の
閉回路に電流が流れる。
【００２２】本実施例の共振型スイッチング電源装置は
次の効果を有する。 （イ） 図１の従来回路において図７のｔ0 〜ｔ1 、ｔ
4 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ8に相当する区間に対応して第１の
補助コンデンサＣａ及び電源１を通って流れた電流が、
図６の本実施例の回路では流れない。従って、電源１の
ノイズの直列共振回路への入り込みを防いで、共振動作
の安定化を図ることができる。 （ロ） 図１の第１の補助コンデンサＣａを省いた分だ
け装置の小型化及び低コスト化が達成される。
次の効果を有する。 （イ） 図１の従来回路において図７のｔ0 〜ｔ1 、ｔ
4 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ8に相当する区間に対応して第１の
補助コンデンサＣａ及び電源１を通って流れた電流が、
図６の本実施例の回路では流れない。従って、電源１の
ノイズの直列共振回路への入り込みを防いで、共振動作
の安定化を図ることができる。 （ロ） 図１の第１の補助コンデンサＣａを省いた分だ
け装置の小型化及び低コスト化が達成される。
【００２３】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） トランスＴ1 の漏洩インダクタンスをコンデン
サＣ1 との直列共振用のインダクタンスとし、直列共振
用インダクタンスＬ1 を省くことができる。勿論、トラ
ンスＴ1 の漏洩インダクタンスとインダクタンスＬ1 と
の合計をＣ1 との直列共振用のインダクタンスとするこ
ともできる。 （２） １次巻線Ｎ1 又は１巻線Ｎ1 とインダクタンス
Ｌ1 との直列回路に対して並列にインダクタンスを接続
し、これを励磁インダクタンスＬｐと同様に使用するこ
とができる。 （３） トランジスタＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジ
スタとすることができる。 （４） 電流検出器５を設ける代りにコンデンサＣ1 の
両端電圧を検出し、これにより負荷電流を検出すること
ができる。 （５） 第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン
・オフ周波数の可変範囲を狭くするため及び過電流時に
フの字型垂下特性を得るために直列共振用コンデンサＣ
1 に直列にコンデンサとインダクタンスとの並列共振回
路（トラップ回路）を接続することができる。この並列
共振回路の共振周波数は直列共振周波数よりも高く設定
する。 （６） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力を取ることができる。また、出力トランスＴ1
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる （７） 直列共振用コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ
1 と１次巻線Ｎ1 の直列回路を第１のトランジスタＱ1
に並列接続することができる。即ち、図６において電源
１、トランジスタＱ1 、Ｑ2 、ダイオードＤ1 、Ｄ2 の
極性を逆にすることができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） トランスＴ1 の漏洩インダクタンスをコンデン
サＣ1 との直列共振用のインダクタンスとし、直列共振
用インダクタンスＬ1 を省くことができる。勿論、トラ
ンスＴ1 の漏洩インダクタンスとインダクタンスＬ1 と
の合計をＣ1 との直列共振用のインダクタンスとするこ
ともできる。 （２） １次巻線Ｎ1 又は１巻線Ｎ1 とインダクタンス
Ｌ1 との直列回路に対して並列にインダクタンスを接続
し、これを励磁インダクタンスＬｐと同様に使用するこ
とができる。 （３） トランジスタＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジ
スタとすることができる。 （４） 電流検出器５を設ける代りにコンデンサＣ1 の
両端電圧を検出し、これにより負荷電流を検出すること
ができる。 （５） 第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン
・オフ周波数の可変範囲を狭くするため及び過電流時に
フの字型垂下特性を得るために直列共振用コンデンサＣ
1 に直列にコンデンサとインダクタンスとの並列共振回
路（トラップ回路）を接続することができる。この並列
共振回路の共振周波数は直列共振周波数よりも高く設定
する。 （６） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力を取ることができる。また、出力トランスＴ1
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる （７） 直列共振用コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ
1 と１次巻線Ｎ1 の直列回路を第１のトランジスタＱ1
に並列接続することができる。即ち、図６において電源
１、トランジスタＱ1 、Ｑ2 、ダイオードＤ1 、Ｄ2 の
極性を逆にすることができる。
【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の制御回路を示す図である。
【図３】図１のＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と２次側
への伝送電力との関係を説明するための図である。
への伝送電力との関係を説明するための図である。
【図４】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。
の電圧との関係を示す図である。
【図５】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図６】実施例のスイッチング電源装置を示す回路図で
ある。
ある。
【図７】図６の実施例のスイッチング電源装置の各部の
状態を示す波形図である。
状態を示す波形図である。
Ｔ1 出力トランス Ｃ1 共振用コンデンサ Ｑ1 、Ｑ2 トランジスタ Ｃｂ 補助コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチング素子の直列回路と、 １次巻線と２次巻線とを備えた出力トランスと、 前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続された
共振用コンデンサとインダクタンスと前記１次巻線との
直列回路又は共振用コンデンサと漏洩インダクタンスを
有する１次巻線との直列共振回路と、 前記第１及び第２のスイッチング素子をデット・タイム
を有して交互にオン・オフする制御回路と、 前記第１及び第２のスイッチング素子に対して逆並列に
接続された第１及び第２のダイオードと、 前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続された
補助コンデンサとを具備し、前記第１のスイッチング素
子に対して並列にコンデンサが接続されていないことを
特徴とする共振型スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6210401A JPH0866025A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6210401A JPH0866025A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 共振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0866025A true JPH0866025A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=16588711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6210401A Pending JPH0866025A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | 共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0866025A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2003030340A3 (en) * | 2001-09-28 | 2004-01-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Adaptable inverter |
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-
1994
- 1994-08-10 JP JP6210401A patent/JPH0866025A/ja active Pending
Cited By (24)
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