JP2001211642A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電圧が大幅に変化すると、電流共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの安定的動作が困難になる。 【解決手段】 直流リンク用コンデンサＣl を設ける。
直流リンク用コンデンサＣl を電源として第１及び第２
の電流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2と第１及び第２のス
イッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 とトランスＴr とでハーフブリッ
ジ型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。第２のスイッチ
素子Ｑ2 を昇圧用リアクトルＬ1 を介して電源１に接続
する。第２のスイッチ素子Ｑ2 のオン期間にリアクトル
Ｌ1 にエネルギを蓄積する。第２のスイッチ素子Ｑ2 の
オフ期間に電源１とリアクトルＬ1との電圧によって直
流リンク用コンデンサＣl を充電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ハーフブリッジ型
又は変形ハーフブリッジ型の変換回路を含むスイッチン
グ電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一対のスイッチ素子を交互にオン・オフ
制御して直流電圧を交流電圧に変換し、更に交流電圧を
整流して直流出力を得る変換器は一般にハーフブリッジ
型又は変形ハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータとし
て公知である。また、ハーフブリッジ型又は変形ハーフ
ブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力トラン
スの１次巻線に対して電流共振用コンデンサを接続し、
共振電流がゼロになった時に一対のスイッチ素子のいず
れか一方をオンに転換し、ターンオン時のスイッチング
素子を低減することは例えば特許第２８３８８２２号公
報等で公知である。

【０００３】ところで、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、直流電圧を断続する一対のスイッチ素子のオン
・オフ繰返し周波数を変えることによって出力電圧を調
整している。この調整における周波数可変範囲は一般に
共振周波数よりも高い領域に限定される。従って、広い
範囲で周波数を変えることができず、結果として入力電
圧が大幅に変動した時に一定の出力電圧を得ることがで
きなかった。今、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータに
ついて述べたが、ハーフブリッジ型又は変形ハーフブリ
ッジ型のインバータにおいても上記コンバータと同様な
問題がある。また、電流共振を伴わないハーフブリッジ
型又は変形ハーフブリッジ型のコンバータ又はインバー
タを含むスイッチング電源装置においても上記電流共振
型と同様な問題がある。

【０００４】そこで、本発明の目的は、入力電圧の大幅
な変動に比較的簡単な回路で対処することができるスイ
ッチング電源装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、対の直流電源端子と、
リアクトルと、第１及び第２のスイッチ素子と、直流リ
ンク用コンデンサと、第１及び第２の電流共振用コンデ
ンサと、電流共振用インダクタンスを含む出力回路と、
スイッチ制御回路とを有し、前記第１のスイッチ素子の
一端は前記直流リンク用コンデンサの一端に接続され、
前記第２のスイッチ素子の一端は前記第１のスイッチ素
子の他端に接続され、前記リアクトルは前記対の直流電
源端子の一方と前記第１及び第２のスイッチ素子の相互
接続点との間に接続され、前記対の直流電源端子の他方
は前記直流リンク用コンデンサの他端及び前記第２のス
イッチ素子の他端にそれぞれ接続され、前記第１の電流
共振用コンデンサの一端は前記直流リンク用コンデンサ
の一端に接続され、前記第２の電流共振用コンデンサは
前記第１の電流共振用コンデンサの他端と前記直流リン
ク用コンデンサの他端との間に接続され、前記出力回路
の前記電流共振用インダクタンスは前記第１及び第２の
スイッチ素子の相互接続点と前記第１及び第２の電流共
振用コンデンサの相互接続点との間に接続され、前記ス
イッチ制御回路は前記第１及び第のスイッチ素子を交互
にオン・オフ制御するものであって、前記出力回路の出
力電圧を一定にするように前記第1及び第2のスイッチ素
子のオン・オフ繰返し周波数を制御し且つ前記直流リン
ク用コンデンサの電圧を一定にするように前記第２のス
イッチ素子のオン時間幅を制御するように構成されてい
ることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるもの
である。

【０００６】なお、請求項２に示すように、電流共振用
コンデンサを１個として変形ハーフブリッジ型の変換回
路とすることができる。また、請求項３に示すように出
力回路に直列に接続された第３の電流共振用コンデンサ
を設けることができる。また、請求項４に示すように第
１及び第２の電流共振用コンデンサを第１及び第２の電
圧分割用コンデンサに置き換えることができる。また、
請求項５に示すように請求項４の回路に電流共振用コン
デンサを付加することができる。また、請求項６に示す
ように直流リンク用コンデンサの電圧を検出し、この電
圧を一定するように制御することができる。また、請求
項７に示すように直流電源電圧を検出し、この電圧と基
準電圧との差に対応するように第２のスイッチ素子のオ
ン時間幅を決定することができる。また、請求項８に示
すように第１及び第２のスイッチ素子に逆方向並列に第
１及び第２のダイオードを接続することが望ましい。ま
た、請求項９に示すように第１及び第２のスイッチ素子
に並列に第１及び第２の電圧共振用コンデンサ又は浮遊
容量を接続することができる。また、請求項１０に示す
ように電圧共振用コンデンサを、第１及び第２のスイッ
チ素子のいずれか一方のみに並列に接続することができ
る。また、請求項１１に示すように直流電源としてダイ
オード整流回路を設けることができる。また、請求項１
２に示すようにダイオード整流回路の入力段又は出力段
に高周波成分除去用コンデンサを接続することができ
る。また、請求項１３に示すように１次巻線の漏れイン
ダクタンスを電流共振用インダクタンスとすることがで
きる。また、請求項１４に示すように電圧分割用コンデ
ンサを設ける場合には直流リンク用コンデンサを省くこ
とができる。

【０００７】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、第２のスイッ
チ素子のオン期間にリアクトルにエネルギが蓄積され、
第２のスイッチ素子のオフ期間にリアクトルの蓄積エネ
ルギの放出が生じる。この結果、第２のスイッチ素子の
オフ期間に電源の電圧にリアクトルの電圧が加算され、
これが第１のスイッチ素子又は第１のダイオードを介し
て直流リンク用コンデンサ又は第１及び第２の電圧分割
用コンデンサに供給され、これに充電電流が流れる。第
２のスイッチ素子のオン時間の制御によってリアクトル
に蓄積されるエネルギ量を制御し、直流リンク用コンデ
ンサ又は第１及び第２の電圧分割用コンデンサの電圧を
制御することができる。第２のスイッチ素子は第１のス
イッチ素子と共に変換に使用されていると共に、入力直
流電圧の制御にも使用されているので、比較的簡単な回
路で入力電圧の安定化を図ることができる。また、請求
項１、２、３、５の発明によれば電流共振によって出力
電力を供給し、第１及び第２のスイッチ素子のターンオ
ン時に電流をゼロにすることができるので、スイッチン
グ損失を低減することができる。また、請求項６及び７
の発明によれば、直流リンク用コンデンサ又は第１及び
第２の電圧分割用コンデンサの電圧の安定化を良好に達
成することができる。また、請求項８の発明によれば、
直流リンク用コンデンサ又は第１及び第２の電圧分割用
コンデンサの充電を簡単に達成することができる。ま
た、請求項９及び１０の発明によれば、第１及び第２の
スイッチ素子のターンオフ時の電圧を電圧共振用コンデ
ンサ又は浮遊容量の働きで徐々に高めることができ、ス
イッチング損失を低減することができる。また、請求項
１１の発明によれば、入力直流電圧を平滑用コンデンサ
によって平坦にしなくても、又は小さなコンデンサで僅
かに平滑したのみでもリアクトルと第２のスイッチ素子
のオン・オフによって直流リンク用コンデンサ又は第１
及び第２の電圧分割用コンデンサに平坦化された電圧を
得ることができる。また、請求項１２の発明によれば、
第１及び第２のスイッチ素子のオン・オフによる高い周
波数での入力電流変化を防ぐことができる。また、請求
項１３の発明によれば、出力直流電圧を良好に得ること
ができる。

【０００８】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図１４を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。

【０００９】

【第１の実施例】図１に示す第１の実施例のスイッチン
グ電源装置は、直流電源１と、対の電源端子２ａ、２ｂ
と、昇圧用リアクトルＬ1 と、第１及び第２のスイッチ
素子Ｑ1、Ｑ2 と、第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2
と、第１及び第２の電圧共振用コンデンサＣV1、ＣV2
と、直流リンク用コンデンサＣl と、第１及び第２の電
流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2と、出力トランスＴr
と、出力整流平滑回路３と、制御回路４とを有してい
る。

【００１０】本発明に従う昇圧用リアクトルＬ1 は電源
１の一端２ａと第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2
の相互接続点との間に接続されている。直流リンク用コ
ンデンサＣl を電源としてハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータを構成するためにＦＥＴから成る第１のスイ
ッチ素子Ｑ1 の一端（ドレイン）は直流リンク用コンデ
ンサＣl の一端に接続されている。ＦＥＴから成る第２
のスイッチ素子Ｑ2 は第１のスイッチ素子Ｑ1の他端
（ソース）と直流リンク用コンデンサＣl の他端との間
に接続されている。なお、直流リンク用コンデンサＣl
の他端及び第２のスイッチ素子Ｑ2 の他端は電源１のグ
ランド側の端子２ｂにそれぞれ接続されている。第１及
び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 は第１及び第２のスイッ
チ素子Ｑ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接続されている。第１
及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 はソースをサブスト
レート即ちボディ領域に接続した構造の絶縁ゲート型電
界効果トランジスタであるから、ダイオードＤ1 、Ｄ2
を内蔵している。しかし、図１では理解を容易にするた
めに内蔵ダイオードを独立のダイオードＤ1 、Ｄ2 とし
て示している。第１及び第２の電圧共振用コンデンサＣ
v1、Ｃv2は第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 に並
列に接続されている。

【００１１】第１及び第２の電流共振用コンデンサＣi
1、Ｃi2は互いに同一の容量を有して互いに直列に接続
され、このコンデンサ直列回路が直流リンク用コンデン
サＣl及び第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 の直
列回路に対して並列に接続されている。即ち、第１の電
流共振用コンデンサＣi1の一端は直流リンク用コンデン
サＣl の一端及び第１のスイッチ素子Ｑ1 の一端（ドレ
イン）に接続され、また第２の電流共振用コンデンサＣ
i2は第１の電流共振用コンデンサＣi1の他端と直流リン
ク用コンデンサＣl の他端及び第２のスイッチ素子Ｑ2
のソースとの間に接続されている。なお、第１及び第２
の電流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2の容量は直流リンク
用コンデンサＣl の容量よりも小さい。また、第１及び
第２の電圧共振用コンデンサＣｖ１、Ｃｖ２の容量は、
第１及び第２の電流共振用コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２及
び直流リンク用コンデンサＣ１の容量よりも大幅に小さ
い。

【００１２】出力トランスＴは１次巻線Ｎ1と２次巻線
Ｎ2 と磁気コア５とから成る。１次巻線Ｎ1 は破線で示
すように漏れインダクタンスＬr と励磁インダクタンス
Ｌｐを有し、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 の
相互接続点と第１及び第２の電流共振用コンデンサＣi
1、Ｃi2の相互接続点との間に接続されている。漏れイ
ンダクタンスＬr は共振用インダクタンスとして機能
し、第１及び第２の電流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2と
共に直列共振回路を構成する。なお、漏れインダクタン
スＬr の代りに個別の共振用インダクタンスを１次巻線
Ｎ1 に直列に接続すること、又は漏れインダクタンスと
個別のインダクタンスとの合計を共振用インダクタンス
とすることもできる。

【００１３】出力トランスＴr の１次巻線Ｎ1 及び２次
巻線Ｎ2 は磁気コア５に巻回され、相互に電磁結合され
ている。２次巻線Ｎ2 はセンタタップ６によって第１及
び第２の部分Ｎ2a、Ｎ2bに分割されている。出力整流平
滑回路３は、第１及び第２の出力整流ダイオードＤo1、
Ｄo2と出力平滑用コンデンサＣo とから成る。第１の出
力整流ダイオードＤo1は２次巻線Ｎ2 の一端と出力平滑
用コンデンサＣo の一端との間に接続されている。第２
の出力整流ダイオードＤo2は２次巻線Ｎ2 の他端と出力
平滑用コンデンサＣo の一端との間に接続されている。
また、２次巻線Ｎ2 のセンタタップ６は出力平滑用コン
デンサＣo の他端に接続されている。従って、第１及び
第２の出力整流ダイオードＤo1、Ｄo2はセンタタップ型
の全波整流回路を構成している。負荷７はコンデンサＣ
o に接続された対の出力端子８、９間に接続されてい
る。

【００１４】制御回路４は第１及び第２のスイッチ素子
Ｑ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御するためにライン１０、１
１によって第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 の制
御端子としてのゲートに接続されている。また、出力端
子８、９間の出力電圧Ｖo を検出するためのライン１
２、１３が出力端子８、９と制御回路４との間に接続さ
れている。また、直流リンク用コンデンサＣl の電圧Ｖ
clを検出するためのライン１４、１５がコンデンサＣl
と制御回路４との間に接続されている。

【００１５】制御回路４は図２に示すように出力電圧検
出回路２０と、第１の誤差増幅器２１と、第１の基準電
圧源２２と、電圧制御発振器即ちＶＣＯ２３と、直流電
圧検出回路２４と、第２の誤差増幅器２５と、第２の基
準電圧源２６と、比較器２７と、反転回路即ちＮＯＴ回
路２８と、第１及び第２のデッドタイム付加回路２９、
３０とから成る。

【００１６】出力電圧検出回路２０は出力電圧検出ライ
ン１２、１３間に接続された分圧用抵抗Ｒ1、Ｒ2から成
り、この出力ラインが第１の誤差増幅器２１の正の入力
端子に接続されている。誤差増幅器２１の負の入力端子
には第１の基準電圧源２２に接続されているので、第１
の基準電圧源２２の第１の基準電圧Ｖr1と出力電圧検出
値Ｖ01との差を示す出力電圧Ｖe1＝Ｖ01−Ｖr1が誤差増
幅器２１から得られる。第１の誤差増幅器２１に接続さ
れたＶＣＯ２３は誤差出力電圧Ｖe1に比例して繰返し周
波数ｆが変化する鋸波電圧Ｖt を図３に示すように出力
する。

【００１７】直流電圧検出回路２４は直流電圧検出ライ
ン１４、１５に接続された分圧用抵抗Ｒ3 、Ｒ4 から成
り、この出力ラインが第２の誤差増幅器２５の正入力端
子に接続されている。第２の誤差増幅器２５の負入力端
子は第２の基準電圧Ｖr2を発生する基準電圧源２６に接
続されている。従って、第２の誤差増幅器２５からは直
流電圧検出値Ｖd1と第２の基準電圧Ｖr2との差を示す出
力電圧Ｖe2＝Ｖd1−ＶR2が得られる。

【００１８】比較器２７の正入力端子は第２の誤差増幅
器２５に接続され、負入力端子はＶＣＯ２３に接続され
ている。従って、比較器２７は直流電圧の誤差出力電圧
Ｖe2と鋸波電圧Ｖt とを図３に示すように比較して方形
波の比較出力Ｖ27を発生する。なお、比較出力Ｖ27は鋸
波電圧Ｖt が誤差出力電圧Ｖe2よりも低い期間ｔ1 〜ｔ
3 で高レベルとなり、逆に高い期間ｔ3 〜ｔ5 で低レベ
ルとなる。第１のデッドタイム付加回路２９は比較器２
７に接続され、比較出力Ｖ27の立上り時点ｔ1に時間Ｔd
1の遅延を与えて図３に示すようにｔ2 〜ｔ3 で高レベ
ル、ｔ3 〜ｔ6で低レベルによる第１の制御信号Ｖgs1
をライン１０を介して第１のスイッチ素子Ｑ1 のゲート
・ソース間に与える。なお、制御回路４の第１のスイッ
チ素子Ｑ1 のソースに対する接続は省略されている。

【００１９】第２のデッドタイム付加回路３０はＮＯＴ
回路２８を介して比較器２７に接続され、ＮＯＴ回路２
８の出力パルスの立上り時点ｔ3 に時間Ｔd2の遅延を与
えて図３に示すようにｔ1 〜ｔ4 で低レベル、ｔ4 〜ｔ
5 で高レベルとなる第２の制御信号Ｖgs2 をライン１１
を介して第２のスイッチ素子Ｑ2 のゲート・ソース間に
与える。

【００２０】

【電流共振動作】次に、図１のスイッチング電源装置の
電流共振動作を図４を参照して説明する。図１の回路の
直流リンク用コンデンサＣl よりも負荷側の回路即ち図
１から直流電源１とリアクトルＬ1 とを除いた回路は、
前述の特許平７-２３６２７１号公報等に開示されてい
る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一であるので、同様
な原理で動作する。従って、ここでは電流共振動作を簡
単に説明する。図４に示すように第１のスイッチ素子Ｑ
1 のゲート・ソース間電圧Ｖgs1 が高レベルになるｔ1
〜ｔ4 期間には、第１のスイッチ素子Ｑ1 のドレイン・
ソース間電圧Ｖds1は低レベル、オフ期間中の第２のス
イッチ素子Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖds2 は高レ
ベル即ちＶClになる。第１のスイッチ素子Ｑ1 のオン制
御開始直後のｔ1 〜ｔ2 では、第１のダイオードＤ1 を
通って電流Ｉd1が逆方向に流れ、その後、第１のスイッ
チ素子Ｑ1 の電流Ｉg1が正方向に流れる。ここで、説明
を容易にするために、第２の共振用コンデンサＣ2 の両
端から見た第１及び第２の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ2
と直流リンク用コンデンサＣl との合成容量を共振容量
Ｃr とすれば、ｔ2 〜ｔ3 期間に示す電流Ｉｑ1及び１
次巻線Ｎ1 を通る共振電流Ｉr は、１次巻線Ｎ1 の漏れ
インダクタンスＬr と共振容量Ｃr との共振による電流
である。１次巻線Ｎ1 は図１で破線で示すように励磁イ
ンピーダンスＬpを有するが、共振時には出力整流ダイ
オードＤ01又はＤ02が導通しているので、励磁インピー
ダンスＬp を含む１次巻線Ｎ1 のインピーダンスは極め
て小さくなり、これを無視することができる。ｔ3 時点
でＬr Ｃr の共振電流が流れなくなると、出力整流ダイ
オードＤ01がオフになり、１次巻線Ｎ1 のインダクタン
スはＬr ＋Ｌp となり、共振回路の周波数が大幅に低下
し、ｔ3 〜ｔ4 に示すように電流Ｉｑ1及びＩr が流れ
る。ｔ4 時点で第１のスイッチ素子Ｑ1 がターンオフし
た後のｔ4 〜ｔ5 のデッドタイム期間では、第１の電圧
共振用コンデンサＣv1の充電電流Ｉcv1 が流れると共
に、第２の電圧共振用コンデンサＣv2の放電電流Ｉcv2
が流れ、第１のスイッチ素子Ｑ1 の電圧Ｖds1 が傾斜を
有して増大し、第２のスイッチ素子Ｑ2 の電圧Ｖds2 が
傾斜を有して減少し、ゼロボルトスイッチングが達成さ
れる。ｔ5 時点で第２のスイッチ素子Ｑ2 がオンになる
と、ｔ5 〜ｔ6 期間で第２のダイオードＤ2 に電流が僅
かに流れた後にＬr Ｃr による電流共振の電流が第２の
スイッチ素子Ｑ2 を通って流れる。これにより、第２の
出力整流ダイオードＤ02がオンになり、２次側に電力が
供給される。なお、ｔ6 〜ｔ7 期間はｔ2 〜ｔ3 期間に
対応し、ｔ7 〜ｔ8 期間はｔ3 〜ｔ4 期間に対応し、ｔ
8 〜ｔ9 期間はｔ4 〜ｔ5 期間に対応した動作となる。
電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ターンオ
ン時にスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 を通って流れる電流Ｉｑ
1、Ｉｑ2が正弦波で立上るので、ゼロ電流スイッチング
が達成される。また、ターンオフ時の電流も低く抑える
ことができる。また、電流Ｉr が近似正弦波になるので
ノイズが低減する。

【００２１】

【出力電圧調整動作】出力トランスＴr の１次巻線Ｎ1
の電圧の振幅は第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2
のオン・オフ周波数ｆに依存して変化する。図５はオン
・オフ周波数ｆを変化させた時の漏洩インダクタンスＬ
r と共振容量Ｃr との共振回路によるトランスＴr の２
次側への供給電力Ｐの変化を示す。Ｌr 、Ｃr 等で決定
される固有の直列共振周波数ｆ0 よりも高い周波数で第
１及び第２のスイッチ素子Ｑ1、Ｑ2 のオン・オフ周波
数を上げていくと、供給電力Ｐが低下する。図６はこれ
を説明するためのものであり、図６の前半分に示すｆが
低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅が大きい
が、後半分に示すｆが高い場合には電圧Ｖn1の振幅が低
下する。この結果、図２の制御回路４によってオン・オ
フ周波数ｆを図５のｆa 〜ｆb の範囲で制御することに
よって電圧制御及び電力制御が達成され、出力電圧を一
定にすることができる。もし、出力電圧Ｖ0 が目標値よ
りも高くなると、図２の誤差増幅器２１の出力Ｖe1が高
くなり、ＶＣＯ２３から得られる鋸歯電圧Ｖt の周波数
ｆが高くなり、図３に示す鋸歯電圧Ｖt の周期Ｔ＝１／
ｆは短くなる。これにより、スイッチング周波数ｆは図
５の特性線においてｆb に近づく方向にシフトし、２次
側への電力供給が低下し、出力電圧Ｖ0 が目標値に戻さ
れる。出力電圧Ｖ0 が目標値よりも低くなった時は上記
と逆の動作が生じる。

【００２２】

【直流リンク電圧制御】この実施例の直流電源１は、例
えば交流電圧１００Ｖ〜２４０Ｖの整流出力のように大
幅に変化するものであっても差支えない。このように直
流電源１の電圧Ｖinが不安定であっても直流リンク用コ
ンデンサＣl の電圧Ｖclは安定化される。この安定化動
作のために直流リンク用コンデンサＣl の電圧Ｖclが図
２の電圧検出回路２４で検出され、この検出電圧Ｖd1と
第２の基準電圧Ｖr2との差の電圧Ｖe2が第２の誤差増幅
器２５から得られる。差の電圧Ｖe2は比較器２７におい
て図３に示すように鋸波電圧Ｖt と比較され、図３に示
す比較出力Ｖ27が得られる。直流リンク用コンデンサＣ
l の電圧Ｖclが目標値よりも高くなると、誤差電圧Ｖe2
も高くなり、第２のスイッチ素子Ｑ2 のオン時間幅（例
えばｔ4 〜ｔ5 ）が短くなる。第２のスイッチ素子Ｑ2
のオン時間幅が短くなると、リアクトルＬ1に蓄積され
るエネルギが少なくなる。直流リンク用コンデンサＣl
の充電は直流電源１とリアクトルＬ1 と第１のダイオー
ドＤ1 との回路で行われるので、リアクトルＬ1 のエネ
ルギが低下すると、直流リンク用コンデンサＣl の充電
量も低下し、この電圧Ｖclが目標値に戻される。直流リ
ンク用コンデンサＣl の電圧Ｖclが目標値よりも低くな
った時には上述の高くなった時と逆の動作になる。

【００２３】上述から明らかなように本実施例は次の効
果を有する。 （１） 入力電圧Ｖinが変動しても直流リンク用コンデ
ンサＣl の電圧Ｖclを一定に保つことができるので、ス
イッチング周波数ｆの大幅な変化を伴わないで出力電圧
Ｖ0 を一定に制御することができる。従って、負荷７が
負くなってもスイッチング周波数ｆを大幅に下げること
が不要になり、この周波数ｆが図５における共振周波数
ｆ0 よりも低い値になることを防ぐことができ、安定的
にＤＣ−ＤＣ変換を進めることができる。なお、図５に
おいてスイッチング周波数ｆが共振周波数ｆ0 よりも低
くなると、周知のように動作が不安定になる。 （２） 直流リンク用コンデンサＣl の電圧制御はＤＣ
−ＤＣ変換器の第２のスイッチ素子Ｑ2 を兼用して行っ
ているので、この制御を簡単且つ低コストに達成するこ
とができる。

【００２４】

【第２の実施例】次に、図７に示す第２の実施例のスイ
ッチング電源装置を説明する。但し、図７及び後述する
図８〜図１４において図１〜図６と実質的に同一の部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。

【００２５】図７のスイッチング電源装置は、変形ハー
フブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれる回路に構
成されており、図１の回路から第１の共振用コンデンサ
Ｃi1を除去した回路に相当する。従って、電流共振用容
量Ｃr はコンデンサＣi2のみから成る。図７の電流共振
回路は図１のそれと本質的には同一であるので、第２の
実施例によっても第１の実施例と同一の効果を得ること
ができる。

【００２６】

【第３の実施例】図８に示す第３の実施例のスイッチン
グ電源装置は図１の回路に第３の電流共振用コンデンサ
Ｃi3を付加したものに相当する。第３の電流共振用コン
デンサＣi3は１次巻線Ｎ1 に対して直列に接続されてい
る。図８の回路における電流共振容量Ｃr は第１、第
２、第３の電流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2、Ｃi3と直
流リンク用コンデンサＣl との合成容量となる。図８の
回路は図１の回路と本質的に同一であるので、第１の実
施例と同一の効果を有する。

【００２７】

【第４の実施例】図９に示す第４の実施例のスイッチン
グ電源装置は図１の第１及び第２の電流共振用コンデン
サＣi1、Ｃi2の位置に第１及び第２の電圧分割用コンデ
ンサＣa、Ｃb を接続し、電流共振用コンデンサＣr を
１次巻線Ｎ1 に直列に接続したものである。図９のスイ
ッチング電源装置は回路的には図８と同一であるが、第
１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa、Ｃb の容量が
図８の第１及び第２の電流共振用コンデンサＣi1、Ｃi2
よりも大幅に大きい。正確には４つのコンデンサＣr 、
Ｃa 、Ｃb 、Ｃlの合成容量が電流共振に関与するが大
きな容量のＣa 、Ｃb 、Ｃl を無視して電流共振を考え
ることができる。図９の回路は図１の回路と本質的に同
一であるので、第１の実施例と同一の効果を有する。な
お、電流共振動作を要求しないスイッチング電源装置の
場合には、図９において電流共振用コンデンサＣr を省
き、破線で示すように接続することができる。この場合
には電流共振を伴わない周知のハーフブリッジ型ＤＣ−
ＤＣコンバータと同一の動作になる。しかし、リアクト
ルＬ1 と直流リンク用コンデンサＣlに基づく効果は第
１〜第４の実施例と同様に得ることができる。

【００２８】

【第５の実施例】図１０に示す第５の実施例のスイッチ
ング電源装置は直流リンク用コンデンサＣl の電圧Ｖcl
を検出する代りに電源１の電圧Ｖinを検出するライン１
４ａを設け、この他は図１と実質的に同一に構成したも
のである。図１０の制御回路４ａは図１の制御回路４と
本質的には同一であるが、入力電圧Ｖinの検出に基づい
てパルス幅指令を発生する点で異なる。従って、図１０
の制御回路４ａは図２の電圧検出回路２４を電源１に接
続し、この他は図２と同一に構成したものに相当する。
図１０においては、電源１の電圧Ｖinが高くなると第２
のスイッチ素子Ｑ2のオン時間幅が狭くなり、図１の場
合と同様に直流リンク用コンデンサＣl の電圧Ｖclの上
昇が制限され、直流リンク用コンデンサＣl の電圧Ｖcl
がほぼ一定になる。よって、第５の実施例は第１の実施
例と同一の効果を有する。

【００２９】

【第６の実施例】図１１に示す第６の実施例のスイッチ
ング電源装置は、図１の回路から第１の電圧共振用コン
デンサＣv1を省き、この他は図１と同一に構成したもの
である。図１１に示すように第２のスイッチ素子Ｑ2 に
並列に電圧共振用コンデンサＣv2を設けるのみであって
も、第１のスイッチ素子Ｑ1 の電圧Ｖds1 は直流リンク
用コンデンサＣlの電圧Ｖｃ1から電圧共振用コンデンサ
Ｃv2の電圧Ｖcv2 を差し引いた値になるので、第１のス
イッチ素子Ｑ1 のターンオフ時にこの電圧Ｖds1は図１
の場合と同様に傾斜を有して立上り、ゼロボルトスイッ
チングが可能になる。従って、第６の実施例は第１の実
施例と同一の効果を有し、更に電圧共振用コンデンサの
数を減らすことによって小型化及び低コスト化を図るこ
とができるという効果を有する。

【００３０】

【第７の実施例】図１２に示す第７の実施例のスイッチ
ング電源装置は、図１の直流電源１を対の交流電源端子
３１、３２に接続されたダイオード整流回路３３とし、
この他は図１と同一に構成したものである。ダイオード
整流回路３３は４つのダイオード３４、３５、３６、３
７のブリッジ回路からなり、出力段に特に平滑用コンデ
ンサを備えていない。入力段のコンデンサ３８は第１及
び第２のスイッチ素子Ｑ1、Ｑ2 のオン・オフによる高
周波の電流成分を除去するフィルタとして機能する。な
お、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 は交流端子
３１、３２の正弦波交流電圧の周波数（例えば５０Ｈ
ｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０〜１５０ｋＨ
ｚ）でオン・オフする。

【００３１】図１２に示すように平滑用コンデンサを設
けない整流回路３３を直流電源とする、リプルの大きい
直流電圧となるが、リアクトルＬ1 と第２のスイッチ素
子Ｑ2 とによる働きによって直流リンク用コンデンサＣ
l の電圧Ｖclはほぼ一定になる。従って、第７の実施例
によっても第１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。また、平滑用コンデンサを省くことによって小型化
及び低コスト化を達成することができる。

【００３２】

【第８の実施例】図１３に示す第８の実施例のスイッチ
ング電源装置は、図１２の高周波成分除去用コンデンサ
３８を整流回路３３の出力側に移し、この他は図１２と
同一に構成したものである。コンデンサ３８を図１３に
示すように整流回路３３の出力側に接続しても第７の実
施例と同一の効果を得ることができる。なお、図１３の
コンデンサ３８の容量を増大させて平滑用コンデンサと
することもできる。

【００３３】

【第９の実施例】図１４の第９の実施例のスイッチング
電源装置は、図１の出力整流平滑回路３をブリッジ型整
流平滑回路３ａに変形した他は図１と同一に構成したも
のである。このため、図１４の２次巻線Ｎ2 はセンタタ
ップを有さず、２次巻線Ｎ2 がダイオードＤ01、Ｄ02、
Ｄ03、Ｄ04から成るブリッジ型整流回路の入力端子に接
続されている。この第９の実施例によっても第１の実施
例と同一の効果を得ることができる。

【００３４】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図１０に示すように電源１の電圧Ｖinを検出し
て制御回路４ａに送る構成を図１以外の図７、図８、図
９、図１１、図１２、図１３及び図１４のスイッチング
電源装置にも適用することができる。 （２） 図７に示すように１個の電流共振用コンデンサ
Ｃi2を使用する構成を図１０〜図１４の各実施例にも適
用することができる。 （３） 図８に示すように３つの電流共振用コンデンサ
Ｃr1、Ｃr2、Ｃr3を使用する構成を図１０〜図１４の各
実施例にも適用することができる。 （４） 図９の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb を使用
する構成を図１０〜図１４の各実施例にも適用すること
ができる。 （５） 図１１の１つの電圧共振用コンデンサＣv2を使
用する構成を図７〜図１０、図１２〜図１３の各実施例
にも適用することができる。 （６） 図１２及び図１３の整流回路３３を図７〜図１
１、及び図１４の各実施例に適用することができる。 （７） 図１４の出力整流平滑回路３ａを図７〜図１１
の各実施例に適用することができる。 （８） 図１、図７〜図１０、図１２〜図１４におい
て、第２の電圧共振用コンデンサＣv2を省き、図１１と
同一原理でターンオフ時のゼロボルトスイッチング又は
ノイズ除去を図ることができる。 （９） 図１０〜図１４の各実施例においても、図９と
同様に電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb を設け、電流共
振用コンデンサＣr を設けるか、又はこれを省くことが
できる。また、図９において直流リンク用コンデンサＣ
l を省くことができる。 （１０） 各実施例において、制御回路４の構成を種々
変形することが可能であり、例えば、ディジタル回路で
構成することができる。 （１１） 各実施例において、スイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2
をバイポーラトランジスタ等の別の半導体スイッチ素子
とすることができる。 （１２） 各実施例において、電圧共振用コンデンサＣ
v1、Ｃv2をスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 の浮遊容量とするこ
とができる。 （１３） 各実施例において、ダイオードＤ1 、Ｄ2 を
個別ダイオードとすることができる。また、ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を省くことも可能である。ダイオードＤ1 、
Ｄ2 を省く時にはスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 を双方向性ス
イッチ素子とすることが望ましい。 （１４） 各実施例において、出力トランスＴr を省
き、この代りに電流共振用インダクタンスを介して交流
負荷を接続することができる。 （１５） 電流共振用インダクタンスＬr を個別のリア
クトルで得ること、又は１次巻線Ｎ1 の漏れインダクタ
ンスと個別のインダクタンスの組合せで得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図３】図２の各部の電圧を示す波形図である。

【図４】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図５】図１のスイッチ素子のオン・オフ周波数のトラ
ンスの出力電力との関係を示す図である。

【図６】スイッチング素子のオン・オフ周波数の高低と
１次巻線の電圧振幅との関係を示す波形図である。

【図７】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図８】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図９】第４の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図１０】第５の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１１】第６の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１２】第７の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１３】第８の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１４】第９の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【符号の説明】

１ 電源 Ｌ1 昇圧用リアクトル Ｑ1 、Ｑ2 スイッチ素子 Ｃl 直流リンク用コンデンサ Ｃi1、Ｃi2 電流共振用コンデンサ Ｌr 電流共振用インダクタンス

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 対の直流電源端子と、リアクトルと、第
   １及び第２のスイッチ素子と、直流リンク用コンデンサ
   と、第１及び第２の電流共振用コンデンサと、電流共振
   用インダクタンスを含む出力回路と、スイッチ制御回路
   とを有し、 前記第１のスイッチ素子の一端は前記直流リンク用コン
   デンサの一端に接続され、 前記第２のスイッチ素子の一端は前記第１のスイッチ素
   子の他端に接続され、前記リアクトルは前記対の直流電
   源端子の一方と前記第１及び第２のスイッチ素子の相互
   接続点との間に接続され、 前記対の直流電源端子の他方は前記直流リンク用コンデ
   ンサの他端及び前記第２のスイッチ素子の他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第１の電流共振用コンデンサの一端は前記直流リン
   ク用コンデンサの一端に接続され、 前記第２の電流共振用コンデンサは前記第１の電流共振
   用コンデンサの他端と前記直流リンク用コンデンサの他
   端との間に接続され、 前記出力回路の前記電流共振用インダクタンスは前記第
   １及び第２のスイッチ素子の相互接続点と前記第１及び
   第２の電流共振用コンデンサの相互接続点との間に接続
   され、 前記スイッチ制御回路は前記第１及び第のスイッチ素子
   を交互にオン・オフ制御するものであって、前記出力回
   路の出力電圧を一定にするように前記第1及び第2のスイ
   ッチ素子のオン・オフ繰返し周波数を制御し且つ前記直
   流リンク用コンデンサの電圧を一定にするように前記第
   ２のスイッチ素子のオン時間幅を制御するように構成さ
   れていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 対の直流電源端子と、リアクトルと、第
   １及び第２のスイッチ素子と、直流リンク用コンデンサ
   と、電流共振用コンデンサと、電流共振用インダクタン
   スを含む出力回路と、スイッチ制御回路とを有し、 前記第１のスイッチ素子の一端は前記直流リンク用コン
   デンサの一端に接続され、 前記第２のスイッチ素子の一端は前記第１のスイッチ素
   子の他端に接続され、 前記リアクトルは前記対の直流電源端子の一方と前記第
   １及び第２のスイッチ素子の相互接続点との間に接続さ
   れ、 前記対の直流電源端子の他方は前記直流リンク用コンデ
   ンサの他端及び前記第２のスイッチ素子の他端にそれぞ
   れ接続され、 前記電流共振用コンデンサは前記出力回路の前記電流共
   振用インダクタンスに対して直列に接続され、 前記出力回路は前記第２のスイッチ素子に対して前記電
   流共振用コンデンサを介して並列に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記第１及び第のスイッチ素子
   を交互にオン・オフ制御するものであって、前記出力回
   路の出力電圧を一定にするように前記第1及び第2のスイ
   ッチ素子のオン・オフ繰返し周波数を制御し且つ前記直
   流リンク用コンデンサの電圧を一定にするように前記第
   ２のスイッチ素子のオン時間幅を制御するように構成さ
   れていることを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 対の直流電源端子と、リアクトルと、第
   １及び第２のスイッチ素子と、直流リンク用コンデンサ
   と、第１、第２及び第３の電流共振用コンデンサと、電
   流共振用インダクタンスを含む出力回路と、スイッチ制
   御回路とを有し、 前記第１のスイッチ素子の一端は前記直流リンク用コン
   デンサの一端に接続され、 前記第２のスイッチ素子の一端は前記第１のスイッチ素
   子の他端に接続され、前記リアクトルは前記対の直流電
   源端子の一方と前記第１及び第２のスイッチ素子の相互
   接続点との間に接続され、 前記対の直流電源端子の他方は前記直流リンク用コンデ
   ンサの他端及び前記第２のスイッチ素子の他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第１の電流共振用コンデンサの一端は前記直流リン
   ク用コンデンサの一端に接続され、 前記第２の電流共振用コンデンサは前記第１の電流共振
   用コンデンサの他端と前記直流リンク用コンデンサの他
   端との間に接続され、 前記第３の電流共振用コンデンサは前記電流共振用イン
   ダクタンスに対して直列に接続され、 前記出力回路は前記第１及び第２のスイッチ素子の相互
   接続点と前記第１及び第２の電流共振用コンデンサの相
   互接続点との間に前記第３の電流共振用コンデンサを介
   して接続され、 前記スイッチ制御回路は前記第１及び第のスイッチ素子
   を交互にオン・オフ制御するものであって、前記出力回
   路の出力電圧を一定にするように前記第1及び第2のスイ
   ッチ素子のオン・オフ繰返し周波数を制御し且つ前記直
   流リンク用コンデンサの電圧を一定にするように前記第
   ２のスイッチ素子のオン時間幅を制御するように構成さ
   れていることを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 対の直流電源端子とリアクトルと第１及
   び第２のスイッチ素子と直流リンク用コンデンサと第１
   及び第２の電圧分割用コンデンサと出力回路とスイッチ
   制御回路とを有し、 前記第１のスイッチ素子の一端は前記直流リンク用コン
   デンサの一端に接続され、 前記第２のスイッチ素子の一端は前記第１のスイッチ素
   子の他端に接続され、 前記リアクトルは前記対の直流電源端子の一方と前記第
   １及び第２のスイッチ素子の相互接続点との間に接続さ
   れ、 前記対の直流電源端子の他方は前記直流リンク用コンデ
   ンサの他端及び前記第２のスイッチ素子の他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第１の電圧分割用コンデンサの一端は前記直流リン
   ク用コンデンサの一端に接続され、 前記第２の電圧分割用コンデンサは前記第１の電圧分割
   用コンデンサの他端と前記直流リンク用コンデンサの他
   端との間に接続され、 前記出力回路は前記第１及び第２のスイッチ素子の相互
   接続点と前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサの相
   互接続点との間に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記第１及び第のスイッチ素子
   を交互にオン・オフ制御し且つ前記電圧分割用コンデン
   サの電圧を一定にするように前記第２のスイッチ素子の
   オン時間幅を制御するように構成されていることを特徴
   とするスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 更に、前記出力回路に直列に接続された
   電流共振用コンデサを有し、且つ前記出力回路は前記電
   流共振用コンデンサに直列に接続された電流共振用イン
   ダクタンスを有し、前記スイッチ制御回路は前記出力回
   路の出力電圧を一定にするように前記第1及び第2のスイ
   ッチ素子のオン・オフ繰返し周波数を制御するものであ
   ることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装
   置。
6. 【請求項６】 前記スイッチ制御回路は、 前記直流リンク用コンデンサの電圧を検出するリンク電
   圧検出回路と、 前記リンク電圧検出回路の出力によって前記直流リンク
   用コンデンサの電圧を一定に保つように前記第２のスイ
   ッチ素子のオン時間幅を決定する手段とを有しているこ
   とを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のスイ
   ッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記スイッチ制御回路は、 前記対の直流電源端子間の電圧を検出する電源電圧検出
   回路と、 前記電源電圧検出回路の出力と基準電圧との差に対応す
   るように前記第２のスイッチ素子のオン時間幅を決定す
   る手段とを有していることを特徴とする請求項１乃至５
   のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 【請求項８】 更に、前記第１及び第２のスイッチ素子
   に対してそれぞれ逆方向並列に接続された第１及び第２
   のダイオードを有していることを特徴とする請求項１乃
   至７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
9. 【請求項９】 更に、前記第１及び第２のスイッチ素子
   に対してそれぞれ並列に接続された第１及び第２の電圧
   共振用コンデンサ又は浮遊容量を有していることを特徴
   とする請求項１乃至８のいずれかに記載のスイッチング
   電源装置。
10. 【請求項１０】 更に、前記第１及び第２のスイッチ素
    子のいずれか一方のみに並列に接続された電圧共振用コ
    ンデンサを有していることを特徴とする請求項１乃至８
    のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
11. 【請求項１１】 更に、交流電源と前記対の直流電源端
    子との間に接続されるダイオード整流回路を有している
    ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の
    スイッチング電源装置。
12. 【請求項１２】 更に、前記ダイオード整流回路の入力
    段又は出力段に高周波成分除去用コンデンサを有してい
    ることを特徴とする請求項１１記載のスイッチング電源
    装置。
13. 【請求項１３】 前記出力回路は、漏れインダクタンス
    を有する１次巻線及びこの１次巻線に電磁結合された２
    次巻線を有するトランスと、前記２次巻線に接続された
    全波整流回路とを備え、前記１次巻線の漏れインダクタ
    ンスが前記共振用インダクタンスとして使用されている
    ことを特徴とする請求項１、２、３、５のいずれかに記
    載のスイッチング電源装置。
14. 【請求項１４】 前記直流リンク用コンデンサが省かれ
    ていることを特徴とする請求項４又は５記載のスイッチ
    ング電源装置。