JP2013143877A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】大出力、低ノイズな２素子のハーフブリッジ共振方式のスイッチング電源でありながら、軽負荷時でも高い効率を有するスイッチング電源を提供する。
【解決手段】本発明に係るスイッチング電源８０は、ＬＣ共振回路の共振点を切替えるための切替部を有している。そして、負荷の状況に応じて共振点及び動作周波数をこれに適したものに切替える。これにより、軽負荷時の効率を向上させることができ、よって、本発明に係るスイッチング電源８０は、重負荷時、軽負荷時の双方において高効率で動作する。
【選択図】図１

Description

本発明は、２つのスイッチング素子を高周波で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御して、所定の出力電力を負荷側に供給するスイッチング電源に関するものであり、特に負荷への出力電流に応じてＬＣ共振回路の共振点を切り替えるスイッチング電源に関するものである。

近年、省エネルギーの観点からスイッチング電源に関しても高効率化が要求されている。スイッチング電源の高効率化の手段としては、スイッチング時の損失が少ない共振方式を採用することが挙げられる。ただし、共振方式のスイッチング電源は、負荷の消費電力が少ない軽負荷時の効率が悪いという問題点がある。この軽負荷時の電力損失は絶対量が比較的小さいこともあり、従来は特に問題視されなかった。しかしながら、昨今の省エネルギー化の機運の高まりから軽負荷での使用が多くなり、これに伴い軽負荷時の効率改善が求められている。尚、ここでの軽負荷とは、例えば負荷の待機状態や省電力運転モード、蛍光灯やＬＥＤ点灯装置における間引き運転や減光運転等が挙げられる。

ここで、下記［特許文献１］では重負荷運転時に共振コンデンサの容量を大きく切り替える変更手段を備えたスイッチング電源回路に関する発明が開示されている。

特開２００９−１００５５４号公報

しかしながら、［特許文献１］に開示された発明は、スイッチング素子が１素子で低出力な部分電圧共振型のスイッチング電源に関するものであり、より大出力に対応するために更なる改善が望まれる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、大出力、低ノイズな２素子のハーフブリッジ共振方式のスイッチング電源でありながら、軽負荷時でも高い効率を有するスイッチング電源を提供することを目的とする。

本発明は、
（１）直流電源２０の出力端子間に直列に接続される第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２と、前記第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点Ｐに１次巻き線Ｎｐの一端が接続され、２次巻き線ＮＳ１、ＮＳ２は整流手段及び平滑手段を介して負荷６０側に接続されるスイッチングトランスＴ１と、前記１次巻き線Ｎｐの他端と前記直流電源２０の片端との間に接続される共振コンデンサ部３０と、前記第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを高周波で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチング制御部３２と、を有する共振方式のスイッチング電源において、
負荷６０へ出力する負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電流が所定の閾値を超えたか否かを判定する判定部３８と、前記負荷電流が所定の閾値より低い場合に前記共振コンデンサ部３０の容量を小さくし、前記負荷電流が所定の閾値より高い場合に前記共振コンデンサ部３０の容量を大きくする切替部３４と、を有することを特徴とするスイッチング電源８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）判定部３８の閾値が、共振コンデンサ部３０の容量を小さく切替えるための第１閾値と、共振コンデンサ部３０の容量を大きく切替えるための第２閾値と、を有し、第２閾値が第１閾値よりも大きいことを特徴とする上記（１）記載のスイッチング電源８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）切替部３４の切替手段が並列に接続された有接点の切替手段（リレースイッチＲＹ）と無接点の切替手段（スイッチング素子Ｑ３）とで構成されていることを特徴とする上記（１）または（２）に記載のスイッチング電源８０を提供することにより、上記課題を解決する。

本発明に係るスイッチング電源は、負荷への出力電力に応じて共振コンデンサ部の容量を切り替えることで、ＬＣ共振回路の共振点を出力電力に適した周波数に移動させる。これにより、軽負荷時の効率を向上させることができる。

本発明に係るスイッチング電源の第１の形態を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源の第２の形態を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源のスイッチング周波数と１次巻き線への印加電圧の関係を示すグラフである。 本発明に係るスイッチング電源の負荷への出力電力と効率の関係を示すグラフである。 本発明に係るスイッチング電源の動作周波数と出力電力の関係を示すグラフである。

本発明に係るスイッチング電源の実施の形態について図面に基づいて説明する。尚、図１、図２では負荷６０への出力が一つの単一電源の例を示しているが、特にこれに限定されるわけではなく、本発明は２次巻き線が複数の多出力電源にも適用が可能である。

図１、図２に示す本発明に係るスイッチング電源８０は、直流電源２０の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点Ｐに１次巻き線Ｎｐの一端が接続され２次巻き線は負荷６０の側に接続されるスイッチングトランスＴ１と、１次巻き線Ｎｐの他端と直流電源２０の片端との間に接続される共振コンデンサ部３０と、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを高周波で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチング制御部３２と、負荷６０へ出力する負荷電流を検出する負荷電流検出手段（抵抗器Ｒ４）と、負荷電流が所定の閾値を超えたか否かを判定する判定部３８と、判定部３８の判定結果により共振コンデンサ部３０の容量を変化させる切替部３４と、を有している。

直流電源２０は例えば交流１００Ｖの商用電源を整流した上で、コンデンサＣ１で平滑しスイッチング電源８０に供給するものであり、アクティブフィルタ方式の直流電源の他、周知の直流電源を用いることができる。

スイッチング制御部３２は、所定の高周波信号を発振するとともにその発振周波数を制御する発振回路／制御回路４０と、発振回路／制御回路４０からの高周波信号に基づいて第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互に駆動する駆動回路５０とを有している。

また、図１、図２に示すスイッチング電源８０では、スイッチングトランスＴ１の出力側にセンタータップ巻線方式の全波整流方式を採用している。よって、２次巻き線はセンタータップを挟んだ２次巻き線ＮＳ１、ＮＳ２で構成される。そして、センタータップを挟んだ２次巻き線ＮＳ１、ＮＳ２の片端はそれぞれ整流手段であるダイオードＤ１、Ｄ２を介して接続され、平滑手段としてのコンデンサＣ２を介して負荷６０への負荷出力端（＋）となる。また、２次巻き線のセンタータップは負荷６０へのグランドＧとなる。尚、出力の整流方式は特にセンタータップ巻線方式に限定されるわけではなく、例えばブリッジダイオード方式の他、周知の全波整流回路を用いることができる。

そして、スイッチング電源８０では、スイッチングトランスＴ１のリーケージインダクタンスＬｐ（１次巻き線Ｎｐ側から見た等価漏れインダクタンス）と後述の共振コンデンサ部３０とにより共振回路が構成される。尚、１次巻き線Ｎｐと直列にインダクタＬｒを接続し、このインダクタＬｒとリーケージインダクタンスＬｐとにより共振回路のインダクタ部を構成するようにしても良い。この構成によれば共振回路のインダクタンス値をインダクタＬｒにより支配的に制御することが可能となり、共振回路のインダクタンス値の安定化とバラつきの低減とを図ることができる。尚、本例ではインダクタＬｒを用いずにリーケージインダクタンスＬｐと共振コンデンサ部３０とにより共振回路を構成する例を説明する。

また、スイッチング電源８０は負荷６０へ出力する負荷電圧を安定化する電圧安定部３６を有している。電圧安定部３６は、スイッチングトランスＴ１の出力電圧を検出する負荷電圧検出手段と、負荷電圧検出手段の検出結果をスイッチング制御部３２に帰還させる帰還手段と、を有している。尚、本例の電圧安定部３６では、負荷電圧検出手段として２次巻き線の正出力端に一端が接続されたシャントレギュレータＩＣ１を用いた例を示している。また、帰還手段としてシャントレギュレータＩＣ１と２次巻き線の正出力端との間に接続されたフォトカプラＰＣ１を用いた例を示している。また、電圧安定部３６は、フォトカプラＰＣ１の発光素子ＰＣ１’及びシャントレギュレータＩＣ１と並列に接続された分圧抵抗Ｒａ１、Ｒａ２を有しており、分圧抵抗Ｒａ１、Ｒａ２の接続点はシャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子に接続される。尚、以後はフォトカプラＰＣ１及び後述のフォトカプラＰＣ２、ＰＣ３の発光素子をそれぞれＰＣ１’、ＰＣ２’、ＰＣ３’と記述し、受光素子をそれぞれＰＣ１’’、ＰＣ２’’、ＰＣ３’’とそれぞれ記述する。

フォトカプラの受光素子ＰＣ１’’は抵抗器Ｒ２に接続し、抵抗器Ｒ２はスイッチング制御部３２の端子ＲＴに接続する。また、端子ＲＴには抵抗器Ｒ３が受光素子ＰＣ１’’及び抵抗器Ｒ２と並列に接続されている。さらに、抵抗器Ｒ１及び後述するフォトカプラの受光素子ＰＣ２’’が抵抗器Ｒ３と並列に接続されている。

ここで、電圧安定部３６による負荷電圧の安定化動作を説明する。先ず、負荷６０への負荷電圧が予め設定された既定の電圧よりも高くなった場合、分圧抵抗Ｒａ１、Ｒａ２の接続点の電圧が増加する。これにより、シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子の電圧も増加する。シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子の電圧が増加すると発光素子ＰＣ１’に流下する電流が増大し、発光素子ＰＣ１’の光量が増加する。尚、フォトカプラＰＣ１はデジタル的なＯＮ／ＯＦＦ動作ではなく、アナログ的動作を行う領域で使用する。つまり、フォトカプラＰＣ１は、発光素子ＰＣ１’の光量に応じて受光素子ＰＣ１’’を流れる電流値が増減する領域で使用する。このため、発光素子ＰＣ１’の光量が増大すると受光素子ＰＣ１’’が流す電流は増大し、このときの受光素子ＰＣ１’’自体の等価抵抗値は減少する。ここで、スイッチング制御部３２の発振回路／制御回路４０は、端子ＲＴのインピーダンスに反比例するように発振周波数を変化させる。これは、周知のＣＲ発振回路に基づくものである。そして、端子ＲＴのインピーダンスは、受光素子ＰＣ２’’がＯＦＦ状態の時には抵抗器Ｒ２と抵抗器Ｒ３と受光素子ＰＣ１’’の等価抵抗値との合成抵抗値となる。また、受光素子ＰＣ２’’がＯＮ状態の時には抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２と抵抗器Ｒ３と受光素子ＰＣ１’’の等価抵抗値との合成抵抗値となる。いずれにしろ、発光素子ＰＣ１’の光量が増大して受光素子ＰＣ１’’の等価抵抗値が減少すると端子ＲＴのインピーダンスは減少する。前述のように、発振回路／制御回路４０は端子ＲＴのインピーダンスに反比例して発振周波数を変化させるため、端子ＲＴのインピーダンスが減少すると発振周波数は高くなり、これに伴って駆動回路５０が出力するスイッチング周波数も高くなる。これにより第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチングは高速化して、スイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｎｐに印加される電圧は減少する。１次巻き線Ｎｐの印加電圧が減少すると２次巻き線から出力される電圧も減少し、それに伴って負荷電圧も減少する。これにより、負荷６０への負荷電圧は予め設定された既定の電圧に維持される。

反対に、負荷電圧が予め設定された既定の電圧よりも低くなった場合、シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子の電圧が減少する。シャントレギュレータＩＣ１のリファレンス端子の電圧が減少すると発光素子ＰＣ１’に流れる電流も減少し、発光素子ＰＣ１’の光量も減少する。発光素子ＰＣ１’の光量が減少すると受光素子ＰＣ１’’の等価抵抗値が増加し、これに伴って端子ＲＴのインピーダンスが増加する。端子ＲＴのインピーダンスが増加すると発振回路／制御回路４０の発振周波数が低くなり、これに伴ってスイッチング周波数も低くなる。これにより第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチングは低速化して、スイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｎｐに印加される電圧は増加する。１次巻き線Ｎｐの印加電圧が増加すると、２次巻き線からの出力電圧及び負荷電圧も増加する。これにより、負荷電圧は予め設定された既定の電圧に維持される。そして、上記の動作が常時行われることにより、負荷６０に出力される負荷電圧は常に一定に維持される。

また、スイッチング電源８０の共振コンデンサ部３０はスイッチングトランスＴ１の１次巻き線Ｎｐの他端と直流電源２０の片端との間に並列に接続される第１共振コンデンサＣａと第２共振コンデンサＣｂとを有している。尚、第１共振コンデンサＣａは１次巻き線Ｎｐと常時接続状態にある。また、第２共振コンデンサＣｂには切替部３４を構成する切替手段が直列に接続されており、この切替手段のＯＮ／ＯＦＦにより１次巻き線Ｎｐとの接続状態が切替わる。

また、負荷出力端（＋）の前段には負荷電流を検出する負荷電流検出手段（抵抗器Ｒ４）が接続されている。尚、本例では負荷電流検出手段として抵抗器Ｒ４を用いた例を示しているが、負荷電流を検出するカレントセンサ等の周知の電流検出手段を用いても良い。また、負荷電流検出手段はグランドＧ側に設置する構成としても良い。

そして、負荷電流検出手段（抵抗器Ｒ４）の両端は判定部３８に接続される。本例の判定部３８は、閾値を決定するための分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４及び抵抗器Ｒ５と、負荷電流が所定の閾値を超えたか否かを判定するオペアンプＩＣ２とを有している。そして、分圧抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２の接続点はオペアンプＩＣ２のプラス端子（非反転入力端子）に接続し、分圧抵抗Ｒｂ３、Ｒｂ４の接続点はオペアンプＩＣ２のマイナス端子（反転入力端子）に接続する。また、オペアンプＩＣ２のプラス端子と出力端との間にはオペアンプＩＣ２をヒステリシスコンパレータ回路として機能させる抵抗器Ｒ５が接続される。そして、後述の重負荷運転モード時に抵抗器Ｒ４に流れる負荷電流が低下して、抵抗器Ｒ４の両端の電位差が分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４及び抵抗器Ｒ５で設定される第１閾値より小さくなると、オペアンプＩＣ２のマイナス端子の電位がプラス端子より高くなり出力端はＬｏ状態となる。また、後述の軽負荷運転モード時に抵抗器Ｒ４に流れる負荷電流が増加して、抵抗器Ｒ４の両端の電位差が分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４で設定される第２閾値より大きくなると、プラス端子の電位がマイナス端子より高くなり出力端はＨｉ状態となる。

尚、オペアンプＩＣ２がＨｉ状態の時には、プラス端子に抵抗器Ｒ５のインピーダンスが関与するため、オペアンプＩＣ２の出力端をＬｏに切替えるための第１閾値と、オペアンプＩＣ２の出力端をＨｉに切替えるための第２閾値とは異なる値となり、第２閾値が第１閾値よりも大きな値となる。

また、図１に示す第１の形態のスイッチング電源８０の切替部３４は、判定部３８の判定結果によりＯＮ／ＯＦＦするトランジスタＴｒと、このトランジスタＴｒのＯＮ／ＯＦＦによりスイッチング動作する有接点の切替手段としてのリレースイッチＲＹと、を有している。そして、本例ではトランジスタＴｒのベース端子がオペアンプＩＣ２の出力端に接続され、オペアンプＩＣ２の出力端がＨｉ状態の時にＯＮ状態となる。トランジスタＴｒがＯＮ状態にあるとき、リレースイッチＲＹの駆動コイルＲＹ’には駆動電流が流下し、リレースイッチＲＹもＯＮ状態となる。そして、リレースイッチＲＹがＯＮ状態にあるとき、共振コンデンサ部３０の第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に接続する。反対に、オペアンプＩＣ２の出力端がＬｏ状態の時にはトランジスタＴｒはＯＦＦ状態となる。この場合、駆動コイルＲＹ’に電流は流下せず、リレースイッチＲＹもＯＦＦ状態となる。そして、第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に切断状態となる。尚、本例では共振コンデンサ部３０の容量の切替手段に有接点のリレースイッチＲＹを用いた例を示しているが、以下の第２の形態のスイッチング電源８０の例にあるＭＯＳＦＥＴ等の無接点のスイッチング素子を切替手段として用いても良い。

また、図２に示す第２の形態のスイッチング電源８０の切替部３４は、有接点の切替手段（リレースイッチＲＹ）と並列に接続された無接点の切替手段（スイッチング素子Ｑ３）を有している。スイッチング素子Ｑ３としては応答速度の速いＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることが好ましい。そして、本例におけるスイッチング素子Ｑ３のゲート端子はフォトカプラＰＣ３の受光素子ＰＣ３’’を介してスイッチング制御部３２の電源ラインＶｃｃに接続される。また、フォトカプラＰＣ３の発光素子ＰＣ３’はオペアンプＩＣ２の出力端とトランジスタＴｒのベース端子との間に接続される。よって、オペアンプＩＣ２の出力端がＨｉ状態に切替わるとフォトカプラＰＣ３の発光素子ＰＣ３’が発光し受光素子ＰＣ３’’がＯＮ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ３がＯＮ状態となり、第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に接続する。次いで、有接点の切替手段（リレースイッチＲＹ）が第１の形態のスイッチング電源８０と同様にＯＮ状態となる。反対にオペアンプＩＣ２の出力端がＬｏ状態に切替わるとフォトカプラＰＣ３の受光素子ＰＣ３’’がＯＦＦ状態となってスイッチング素子Ｑ３もＯＦＦ状態となる。次いで、リレースイッチＲＹもＯＦＦ状態となる。これにより、第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に切断状態となる。

また、切替部３４は発振周波数の切替機構として、フォトカプラＰＣ２を有している。そして、フォトカプラＰＣ２の発光素子ＰＣ２’は、オペアンプＩＣ２の出力端とスイッチングトランスＴ１の出力との間に接続される。よって、発光素子ＰＣ２’はオペアンプＩＣ２の出力端がＬｏの時に発光動作する。つまり、トランジスタＴｒ（及びフォトカプラＰＣ３）とフォトカプラＰＣ２とは、オペアンプＩＣ２のＨｉ／Ｌｏに応じて交互にＯＮ／ＯＦＦ状態が切替わる。

そして、フォトカプラＰＣ２の受光素子ＰＣ２’’は抵抗器Ｒ１と直列接続されており、発光素子ＰＣ２’が発光動作して受光素子ＰＣ２’’がＯＮ状態になると端子ＲＴと抵抗器Ｒ１とが電気的に接続する。反対に、オペアンプＩＣ２の出力端がＨｉの時には受光素子ＰＣ２’’はＯＦＦ状態となり、端子ＲＴと抵抗器Ｒ１とは電気的に切断状態となる。尚、フォトカプラＰＣ２はフォトカプラＰＣ１とは異なりデジタル的なＯＮ／ＯＦＦ動作を行う。よって、受光素子ＰＣ２’’がＯＮ状態のときの受光素子ＰＣ２’’自体の等価抵抗値はほぼ０Ωとなり、端子ＲＴのインピーダンスに大きな影響を与えることはない。

次に、スイッチング電源８０の具体的な動作を説明する。尚、本例における主要素子の値を以下に示す。
直流電源：商用電源１００Ｖを整流、平滑、出力電圧約１３８Ｖ
リーケージインダクタンスＬｐ：１４３μＨ
第１共振コンデンサ（Ｃａ）の容量：０．１３μＦ
第２共振コンデンサ（Ｃｂ）の容量：０．３３μＦ
第１共振コンデンサ、第２共振コンデンサ接続時の共振点ｆａ：１９．６ｋＨｚ
第２共振コンデンサ非接続時の共振点ｆｂ：３６．９ｋＨｚ
負荷６０への負荷電圧：２４V
ここで、スイッチング周波数と１次巻き線Ｎｐへの印加電圧との関係を図３に示す。尚、ここではスイッチング周波数の特定の一点の周波数を動作周波数と記述する。

負荷６０が定格出力に近い比較的大きな電力を必要とする場合、スイッチング電源８０は重負荷運転モード（定格運転モード）で動作する。この重負荷運転モードでは、負荷電流検出手段である抵抗器Ｒ４の両端の電位差は大きくオペアンプＩＣ２の出力端はＨｉ状態にある。前述のようにオペアンプＩＣ２の出力端がＨｉ状態のときには、第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に接続する。よって、共振コンデンサ部３０の容量は、第１共振コンデンサＣａの容量と第２共振コンデンサＣｂの容量とが合成された第１共振コンデンサＣａ単独の容量よりも大きな値となる。そしてこの時、共振コンデンサ部３０とリーケージインダクタンスＬｐとで主に構成されるＬＣ共振回路の共振点ｆａは、重負荷運転モードに適した上記の１９．６ｋＨｚとなる。

またこのとき、フォトカプラＰＣ２はＯＦＦ状態に維持され、抵抗器Ｒ１と端子ＲＴとは電気的に切断状態となる。このため、端子ＲＴのインピーダンスは大きく、発振周波数とこれに基づくスイッチング周波数は抵抗器Ｒ１の接続時よりも低い重負荷運転モードに適した周波数となる。尚、本例での定格出力電流（負荷電流５．８Ａ）時の動作周波数ｆ１はｆ１＝３２．４ｋＨｚであり、この時の負荷６０への出力電力は１４０Ｗである。そして、重負荷運転モードにおける１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は、図３の１９．６ｋＨｚの共振点ｆａを有する曲線Ａに沿って制御される。

このため、負荷６０が定格出力電流より大きな負荷電流を要求した場合、スイッチング周波数は動作周波数ｆ７の方向（低周波側）に移動し、これに伴い１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は曲線Ａに沿って上昇する。これにより、負荷電流も上昇する。尚、本発明に係るスイッチング電源８０は、動作上限である動作周波数ｆ７まで短時間の動作を許容している。また、負荷６０の負荷が軽減するとスイッチング周波数は動作周波数ｆ２の方向（高周波側）に移動し、これに伴い１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は曲線Ａに沿って低下する。これにより、負荷電流も減少する。この負荷電流の増減は負荷電流検出手段（抵抗器Ｒ４）の両端の電位差の変化として判定部３８がモニタする。

そして、負荷６０が所定の負荷より小さくなり（本例では出力電力４１Ｗ、負荷電流１．７Ａ、このときの動作周波数ｆ２＝３６ｋＨｚ）、抵抗器Ｒ４の両端の電位差が第１閾値より小さくなるとオペアンプＩＣ２の出力端がＬｏに切替わる。これにより、第１の形態のスイッチング電源８０ではトランジスタＴｒがＯＦＦ動作して、第２共振コンデンサＣｂは１次巻き線Ｎｐから電気的に切り離され、共振コンデンサ部３０の容量は第１共振コンデンサＣａのみの容量に減少する。また、第２の形態のスイッチング電源８０ではスイッチング素子Ｑ３及びトランジスタＴｒがＯＦＦ動作して、第２共振コンデンサＣｂは１次巻き線Ｎｐから電気的に切り離され、共振コンデンサ部３０の容量は第１共振コンデンサＣａのみの容量に減少する。

周知のようにＬＣ共振回路の共振周波数ｆ_０は、
ｆ_０＝１／（２π×（Ｌ×Ｃ）^１／２） の基本数式で表される。
よって、共振コンデンサ部３０の容量が減少するとその共振周波数ｆ_０は高周波側に移動する。そして、本例においては軽負荷時に適した３６．９ｋＨｚの共振点ｆｂを有する曲線Ｂ（軽負荷運転モード）に変化する。従って、本発明に係るスイッチング電源８０の重負荷運転モードの動作範囲は、動作周波数ｆ７から動作周波数ｆ２の範囲となる。

また、オペアンプＩＣ２の出力端がＬｏ状態になると、フォトカプラＰＣ２の発光素子ＰＣ２’に電流が流下して発光動作する。発光素子ＰＣ２’が発光動作すると、受光素子ＰＣ２’’がＯＮ動作し、抵抗器Ｒ１と端子ＲＴとは電気的に接続状態となる。これにより、端子ＲＴに掛かるインピーダンスは小さくなり、発振周波数及びスイッチング周波数は大きくなる。これにより、切替え前の動作周波数ｆ２＝３６ｋＨｚは共振点の切替と同時に軽負荷運転モードに適した動作周波数ｆ３＝６８ｋＨｚに瞬時に移動する。尚、理想トランスの場合、この共振点及び動作周波数の移動の前後において１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は変化しない。よって、各素子の値の最適化により、負荷６０への出力は出力電力４１Ｗ、負荷電流１．７Ａのまま継続される。また、負荷電圧の微調整は電圧安定部３６等による制御回路（スイッチング制御部３２）への負帰還により自動的になされる。

ここで、負荷６０への出力電力と効率（スイッチング電源８０への入力電力と出力電力との比率）の関係を図４に示す。尚、図４中の曲線Ａは共振点ｆａで動作している重負荷運転モード時の効率であり、曲線Ｂは共振点ｆｂで動作している軽負荷運転モード時の効率である。

図４より、重負荷運転モードと軽負荷運転モードの切替点である４１Ｗでの効率は、曲線Ａ（重負荷運転モード）では８１．８％であるのに対し曲線Ｂ（軽負荷運転モード）では８５．３％であり、上記の切替動作により効率が３．５％向上することが分かる。これは、電力にして約２．３Ｗの省エネルギーとなる。

尚、軽負荷運転モードに切替わった後にさらに負荷６０への負荷電流が減少すると、スイッチング周波数は図３の動作周波数ｆ４の方向（高周波側）に移動し、これに伴い１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は曲線Ｂに沿って低下する。これにより、負荷電流も減少し、最終的に軽負荷動作範囲の下限である無負荷状態（出力電力０Ｗ、負荷電流０Ａ）の動作周波数ｆ４＝７７ｋＨｚまで制御される。この軽負荷動作範囲においても、図４に示すように、電力損失の低減が認められる。

また、軽負荷運転モードにおいて負荷電流が増加すると、スイッチング周波数は動作周波数ｆ５の方向（低周波側）に移動し、これに伴い１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は曲線Ｂに沿って上昇する。これにより、負荷電流が増加する。そして、負荷６０が所定の負荷より大きくなると（本例では出力電力５４Ｗ、負荷電流２．３Ａ、このときの動作周波数ｆ５＝６７ｋＨｚ）、抵抗器Ｒ４の両端の電位差が分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４で設定される第２閾値より大きくなり、オペアンプＩＣ２の出力端はＨｉに切替わる。これにより、第１の形態のスイッチング電源８０では前述のようにリレースイッチＲＹがＯＮ動作し、第２共振コンデンサＣｂと１次巻き線Ｎｐとは電気的に接続され、共振コンデンサ部３０の容量は増加する。そして、ＬＣ共振回路の共振点は共振点ｆｂから重負荷に適した共振点ｆａに移動し、スイッチング電源８０は軽負荷運転モードから重負荷運転モードに切替わる。

また、第２の形態のスイッチング電源８０ではスイッチング素子Ｑ３及びリレースイッチＲＹがＯＮ動作する。このときの応答速度は有接点のリレースイッチＲＹよりも無接点のスイッチング素子Ｑ３のほうが速い。よって、第２の形態のスイッチング電源８０は、第１の形態のスイッチング電源８０よりも軽負荷運転モードから重負荷運転モードへの切替動作を迅速に行うことができる。また、第２の形態のスイッチング電源８０は、スイッチング素子Ｑ３が切替動作した後に、損失の低い有接点のリレースイッチＲＹがＯＮ動作する。よって、第２の形態のスイッチング電源８０によれば、有接点の切替手段による低い損失を維持しながら、無接点の切替手段により迅速かつスムーズな運転モード（軽負荷運転モードから重負荷運転モードへ）の切替動作を行うことができる。

また、オペアンプＩＣ２の出力端がＨｉ状態になると、フォトカプラＰＣ２の発光素子ＰＣ２’には電流が流下せず、フォトカプラの受光素子ＰＣ２’’はＯＦＦ状態となる。受光素子ＰＣ２’’がＯＦＦ状態になると、抵抗器Ｒ１と端子ＲＴとは電気的に遮断され、端子ＲＴに掛かるインピーダンスは大きくなり、発振周波数は小さくなる。これにより、切替え前の動作周波数ｆ５＝６７ｋＨｚは共振点の切替と同時に重負荷運転モードに適した動作周波数ｆ６＝３５ｋＨｚに瞬時に移動する。従って、本発明に係るスイッチング電源８０の軽負荷運転モードの動作範囲は、動作周波数ｆ５から動作周波数ｆ４の範囲となる。尚、理想トランスの場合、この共振点及び動作周波数の移動の前後において１次巻き線Ｎｐへの印加電圧は変化しない。よって、負荷６０への出力は出力電力５４Ｗ、負荷電流２．３Ａのまま継続される。また、負荷電圧の微調整は電圧安定部３６等による制御回路（スイッチング制御部３２）への負帰還により自動的になされる。

上記のように、重負荷運転モードから軽負荷運転モードへの切替は負荷電流１．７Ａ（出力電力４１Ｗ）で行われるのに対し、軽負荷運転モードから重負荷運転モードへの切替はこれよりも大きな負荷電流２．３Ａ（出力電力５４Ｗ）で行われる。つまり、軽負荷運転モードから重負荷運転モードに切替えるための第２閾値は、重負荷運転モードから軽負荷運転モードに切替えるための第１閾値よりも大きい。このように、本発明に係るスイッチング電源８０の切替動作は、図５に示すようにヒステリシス特性を有している。尚、本例の切替時の出力電力の差（ヒステリシス）は１３Ｗである。

ここで、運転モード切替の閾値が一つでヒステリシス特性が無い場合、負荷電流が閾値近傍のときには頻繁に切替動作が生じる。しかしながら、上記のように運転モードの切替にヒステリシス特性を付与し第１閾値と第２閾値とを異なる値とすることで、このような頻繁な切替動作を防止することができる。これにより、切替手段の消耗を最小限に留めることができる他、切替え動作時の振動音の低減を図ることができる。また、負荷６０への出力のリプル電圧の低減及び安定化を図ることができる。

以上のように、本発明に係るスイッチング電源８０は、ＬＣ共振回路の共振点を切替えるための切替部を有している。そして、負荷の状況に応じて共振点及び動作周波数をこれに適したものに切替える。これにより、重負荷運転時と軽負荷運転時の双方で励磁電流を適正化することができ、軽負荷運転時においてもスイッチングトランスＴ１の鉄損、銅損、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発熱、その他回路電流に依る損失を低減する事が可能となる。これにより、軽負荷時の効率を向上させることができ、よって、本発明に係るスイッチング電源８０は、重負荷時、軽負荷時の双方において高効率で動作する。

尚、本例で示したスイッチング電源８０は一例であるから、各部の回路構成、数値、機構等は、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。

２０ 直流電源
３０ 共振コンデンサ部
３２ スイッチング制御部
３４ 切替部
３８ 判定部
６０ 負荷
８０ スイッチング電源
Ｎｐ １次巻き線
ＮＳ１、ＮＳ２ ２次巻き線
Ｐ 接続点
Ｑ１ 第１スイッチング素子
Ｑ２ 第２スイッチング素子
Ｑ３ スイッチング素子（無接点の切替手段）
Ｒ４ 抵抗器（負荷電流検出手段）
ＲＹ リレースイッチ（有接点の切替手段）
Ｔ１ スイッチングトランス

Claims (3)

1. 直流電源の出力端子間に直列に接続される第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点に１次巻き線の一端が接続され、２次巻き線は整流手段及び平滑手段を介して負荷側に接続されるスイッチングトランスと、
   前記１次巻き線の他端と前記直流電源の片端との間に接続される共振コンデンサ部と、
   前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを高周波で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチング制御部と、を有する共振方式のスイッチング電源において、
   負荷へ出力する負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
   負荷電流が所定の閾値を超えたか否かを判定する判定部と、
   前記負荷電流が所定の閾値より低い場合に前記共振コンデンサ部の容量を小さくし、前記負荷電流が所定の閾値より高い場合に前記共振コンデンサ部の容量を大きくする切替部と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
2. 判定部の閾値が、共振コンデンサ部の容量を小さく切替えるための第１閾値と、共振コンデンサ部の容量を大きく切替えるための第２閾値と、を有し、
   第２閾値が第１閾値よりも大きいことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
3. 切替部の切替手段が並列に接続された有接点の切替手段と無接点の切替手段とで構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。

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