JP2015192535A

JP2015192535A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2015192535A
Application number: JP2014068318A
Authority: JP
Inventors: 章早川; Akira Hayakawa; 雅章嶋田; Masaaki Shimada
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2014-03-28
Filing date: 2014-03-28
Publication date: 2015-11-02
Also published as: CN104953838A; CN104953838B; US20150280585A1; US9564813B2

Abstract

【課題】入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、商用交流電源ＡＣの入力電圧を検出する入力電圧検出回路として機能するブラウン・インアウト回路１４と、出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号ＶＦＢとして一次側へ送出するエラーアンプと、ブラウン・インアウト回路１４によって検出された入力電圧に応じて複数の周波数低減設定のいずれかを選択し、選択した周波数低減設定を用いて、負荷の状態を二次側から知らせるフィードバック信号ＶＦＢ応じて軽負荷時のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を低減させる周波数低減機能を実行する内部発振回路（ＯＳＣ１２）とを備えている。【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置において、軽中負荷時にスイッチング周波数を低減させることで、スイッチング素子での損失を低減させ、効率を向上させる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−１５８１６７号公報

商用交流電源の電圧は、国によって異なり、１００Ｖ〜１２０Ｖの１００Ｖ系と、２００Ｖ〜２６０Ｖの２００Ｖ系とに大別される。スイッチング電源装置は、これらの全ての入力電圧に対応することが望まれている。しかしながら、従来技術では、スイッチング周波数の低減を開始させる周波数可変動作ポイントや低減率は、予め用意された１つの設定に基づいて制御されている。従って、入力電圧が異なっても、スイッチング周波数の周波数可変動作ポイントや低減率は、共通の設定が用いられることになる。従って、入力電圧によっては、最適なスイッチング周波数での動作を実現することができず、思い通りに効率を向上させることができないという問題点があった。

本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記交流電源の前記入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、該入力電圧検出回路によって検出された前記入力電圧に応じて複数の周波数低減設定のいずれかを選択し、選択した前記周波数低減設定を用いて、前記負荷の状態を二次側からの前記フィードバック信号に応じて軽負荷時の前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低減させる周波数低減機能を実行する内部発振回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が第１の系統と、当該第１の系統よりも電圧が高い第２の系統とのいずれかを判断し、前記内部発振回路は、前記入力電圧検出回路によって前記入力電圧が前記第１の系統であると判断された場合には、第１の周波数低減設定を用いて前記周波数低減機能を実行させ、前記入力電圧検出回路によって前記入力電圧が前記第２の系統であると判断された場合には、第２の周波数低減設定を用いて前記周波数低減機能を実行させても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記第２の周波数低減設定では、前記第１の周波数低減設定よりも負荷が重い段階で前記スイッチング周波数の低減が開始されるようにしても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記第１の周波数低減設定における前記スイッチング周波数の最低周波数は、前記第２の周波数低減設定における前記スイッチング周波数の最低周波数よりも高く設定されていても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記内部発振回路によって前記スイッチング周波数を低減させるすべての期間において、フィードバック信号が同じ場合に、前記第１の周波数低減設定における前記スイッチング周波数は、前記第２の周波数低減設定における前記スイッチング周波数よりも高く設定されていても良い。

本発明によれば、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができ、入力電圧が異なっても思い通りに効率を向上させることができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図１に示すコントローラＩＣの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図２に示すＯＳＣにおける周波数低減設定を示すグラフである。図２に示すスイッチング素子における損失を説明する波形図である。本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態の周波数特性に伴う効率向上の効果を説明するためのグラフである。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、トランスＴと、コントローラＩＣ１と、整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、エラーアンプ（Ｅ／Ａ）２と、フォトカプラを構成する発光ダイオードＰＣ１及び受光トランジスタＰＣ２と、電流検出抵抗Ｒｏｃｐと、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４と、コンデンサＣ４、Ｃ５とを備えている。

ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。

コントローラＩＣ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子と当該スイッチング素子のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、Ｄ／ＳＴ（ＭＯＳＦＥＴドレイン／起動電流入力）端子と、Ｓ／ＯＣＰ（ＭＯＳＦＥＴソース／過電流保護）端子と、Ｖｃｃ（制御回路電源電圧入力）端子と、ＦＢ／ＯＬＰ（フィードバック信号入力／過負荷保護信号入力）端子と、ＢＲ（ブラウン・インアウト）端子と、ＧＮＤ端子とを備えている。

一次側（入力側）から二次側（負荷側）へ電力を供給するトランスＴは、一次巻線Ｐおよび補助巻線Ｄと、二次巻線Ｓとで構成されており、整流回路ＤＢの整流出力正極端子がトランスＴの一次巻線Ｐの一端部に接続され、トランスＴの一次巻線Ｐの他端部がコントローラＩＣ１のＤ／ＳＴ端子に接続されていると共に、コントローラＩＣ１のＳ／ＯＣＰ端子が抵抗Ｒｏｃｐを介して接地端子に接続されている。これにより、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子をオン／オフ制御することで、トランスＴの一次巻線Ｐに与えられた電力が、トランスＴの二次巻線Ｓに伝達され、トランスＴの二次巻線Ｓに脈流が発生する。また、電流検出抵抗Ｒｏｃｐは、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子を流れる電流を電圧信号Ｖ_ｏｃｐとして検出する抵抗として接続されている。コントローラＩＣ１は、スイッチング素子を流れる電流に対応した電圧信号Ｖ_ｏｃｐが予め設定された過電流閾値以上になると、二次側に供給する電力を制限する過電流保護（ＯＣＰ）機能を有している。

また、整流回路ＤＢの整流出力正極端子と接地端子との間には、分圧抵抗として抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが直列に接続されている。そして、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点がコントローラＩＣ１のＢＲ端子に接続され、ＢＲ端子と接地端子との間には、高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ５が接続されている。これにより、ＢＲ端子には、整流回路ＤＢから出力される直流電圧に比例した電圧が入力される。コントローラＩＣ１は、ＢＲ端子の電圧に基づいて商用交流電源ＡＣの電圧（以下、入力電圧と称す）を監視し、入力電圧が低いときにスイッチング動作を停止させ、過入力電流や過熱の防止を行うブラウンイン・ブラウンアウト機能を有している。

トランスＴの二次巻線Ｓの両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続されている。トランスＴの二次巻線Ｓに誘起される電圧は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が出力電圧Ｖｏとして出力端子から出力される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。

電源ラインとＧＮＤラインとの間には、エラーアンプ２が直列に接続されている。エラーアンプ２は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続され、出力電圧Ｖｏと定常電圧との差に応じて、フォトカプラの発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を制御する。また、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子は並列に接続された発光ダイオードＰＣ１及びコンデンサＣ４を介して接地端子に接続されている。これにより、出力電圧に応じたフィードバック（ＦＢ）信号が負荷の状態を知らせる信号として二次側の発光ダイオードＰＣ１から一次側の受光トランジスタＰＣ２に送信され、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号Ｖ_ＦＢとして入力される。コントローラＩＣ１は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に入力される電圧信号Ｖ_ＦＢに基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御し、二次側に供給する電力量を制御する。

また、トランスＴの補助巻線Ｄの両端子間には、整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が接続され、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点がコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に接続されている。これにより、補助巻線Ｄに発生した電圧は、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３により整流平滑され、ＩＣ用電源電圧ＶｃｃとしてコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に供給される。

次に、図１示すコントローラＩＣ１の回路構成について、図２を参照して説明する。
コントローラＩＣ１は、図２を参照すると、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と、ドライブ回路１１と、ＯＳＣ（内部発振器）１２と、レギュレータ１３と、ブラウン・インアウト回路１４と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと、可変電圧Ｖ_Ｒ1と、オア回路ＯＲ１、ＯＲ２と、フリップフロップＦＦ１と、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３と、抵抗Ｒ５とを備えている。

Ｄ／ＳＴ端子には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続されていると共に、Ｓ／ＯＣＰ端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子には、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号ＤＲＶを出力してオン／オフを制御するドライブ回路１１が接続されている。ドライブ回路１１には、オア回路ＯＲ１の出力が入力されている。

オア回路ＯＲ１の入力端子には、ＯＳＣ１２の出力と、フリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑ⁻の出力と、ブラウン・インアウト回路１４の出力とが入力され、フリップフロップＦＦ１のＳ端子には、ＯＳＣ１２の出力が、フリップフロップＦＦ１のＲ端子には、オア回路ＯＲ２の出力が接続されている。なお、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号のパルス幅はスイッチング素子Ｑ１の最低オン時間幅未満に設定されている。フリップフロップＦＦ１は、ＰＷＭラッチ回路として機能する。これにより、ＯＳＣ１２の出力信号がＬレベル（クロック信号が出力されていない状態）で、且つフリップフロップＦＦ１がセットされて反転出力端子Ｑ⁻の出力信号がＬレベルである場合（ブラウン・インアウト回路１４の出力もＬレベル）に、オア回路ＯＲ１からＨレベルの出力信号がドライブ回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。

Ｓ／ＯＣＰ端子は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転端子とコンパレータＣＯＭＰ２の非反転端子とにそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ１は、過電流を検出するＯＣＰコンパレータであり、反転端子には、過電流閾値である基準電圧Ｖ_ｒｅｆが接続されている。スイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤに対応するＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖ_ｏｃｐが過電流閾値である基準電圧Ｖ_ｒｅｆ以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされて、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。

コンパレータＣＯＭＰ２は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号Ｖ_ＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御を行うための電流センスコンバータである。コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ５を介して基準電圧Ｒｅｇに接続されている。また、コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２において、電圧信号Ｖ_ｏｃｐと電圧信号Ｖ_ＦＢとが比較され、電圧信号Ｖ_ｏｃｐが電圧信号Ｖ_ＦＢ以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされてオア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、ＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御が行われる。

コンパレータＣＯＭＰ３は、Ｖｃｃ端子のＩＣ用電源電圧Ｖｃｃと、可変電圧Ｖ_Ｒ１とを比較する比較回路である。コンパレータＣＯＭＰ３は、非反転入力端子がＶｃｃ端子に、反転入力端子が可変電圧Ｖ_Ｒ１にそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号は、可変電圧Ｖ_Ｒ１に入力され、可変電圧Ｖ_Ｒ１は、コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号がＬｏｗレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎ（例えば、１５Ｖ）に、コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号がＨレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎよりも低い第２の基準電圧Ｖｏｆｆ（例えば、１０Ｖ）にそれぞれ設定される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、ヒステリス特性を有し、図示しない起動回路によって図１に示す平滑コンデンサＣ３が充電され、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第１の基準電圧Ｖｏｎを超えると、Ｈレベルに、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆ以下になると、Ｌレベルになる。

また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、レギュレータ１３に接続されている。レギュレータ１３は、Ｖｃｃ端子から電力の供給を受け、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルの場合に動作し、コントローラＩＣ１の各部が動作するための電源電圧をそれぞれ供給する。すなわち、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、コントローラＩＣ１のオンオフを制御する信号であり、コントローラＩＣ１の定常動作時（スイッチング動作のオン時）には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、Ｈレベルとなる。従って、可変電圧Ｖ_Ｒ１の第１の基準電圧Ｖｏｎは、コントローラＩＣ１の動作開始電圧であり、可変電圧Ｖ_Ｒ１の第２の基準電圧Ｖｏｆｆは、コントローラＩＣ１の動作停止電圧である。

ブラウン・インアウト回路１４は、ＢＲ端子の電圧に基づいて商用交流電源ＡＣの入力電圧を監視し、電源入力電圧が予め設定された下限閾電圧値を下回ると、Ｈレベルの出力信号をオア回路ＯＲ１に出力する。これにより、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。そして、ブラウン・インアウト回路１４の出力信号がＨレベルの間は、スイッチング動作が停止され、過入力電流や過熱が防止される。

ブラウン・インアウト回路１４は、ＢＲ端子の電圧に基づいて商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであるかを判断し、判断結果をＯＳＣ（内部発振器）１２に通知する。なお本実施の形態では、ブラウン・インアウト回路１４は、例えば、商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ１３０Ｖ程度であった場合に、ＡＣ１００Ｖ系と判断し、商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１８０Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖ程度であった場合に、ＡＣ２００Ｖ系と判断する。

ＯＳＣ１２には、ＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢが入力されると共に、ブラウン・インアウト回路１４の判断結果（ＡＣ１００Ｖ系orＡＣ２００Ｖ系）が入力される。ＯＳＣ１２は、ＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢに応じて出力するクロック信号の発振周波数（スイッチング周波数）を低中負荷時に低減させることで、スイッチング素子Ｑ１での損失を低減させ、効率を向上させる周波数低減機能を有している。ＯＳＣ１２は、周波数低減機能を実行するため設定として、ＡＣ１００Ｖ系用の第１の周波数低減設定と、ＡＣ２００Ｖ系用の第２の周波数低減設定とを有している。

図３には、実線で示すＡＣ１００Ｖ系用の第１の周波数低減設定と、点線で示すＡＣ２００Ｖ系用の第２の周波数低減設定とがグラフによって示されている。なお、図３に示グラフの横軸はＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢであり、縦軸は、ＯＳＣ１２が出力するクロック信号の発振周波数である。また、１点鎖線のグラフは、入力電圧に応じて変更されない従来の周波数低減設定を示している。

ＯＳＣ１２は、ブラウン・インアウト回路１４の判断結果がＡＣ１００Ｖ系である場合には、第１の周波数低減設定に基づいて周波数低減機能を実行し、ブラウン・インアウト回路１４の判断結果がＡＣ２００Ｖ系である場合には、第２の周波数低減設定に基づいて周波数低減機能を実行する。なお、ＯＳＣ１２における発振周波数の制御は、図３に示すグラフに基づいて連続的に行うようにしても良く、段階的に行うようにしても良い。

ここで、スイッチング素子Ｑ１における損失を高い入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系で比較する。図４（ａ）には、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系の場合のドレイン‐ソース間電圧Ｖ_ＤＳ及びドレイン電流ＩＤ波形が、図４（ｂ）には、ＡＣ２００Ｖ系の場合のＶ_ＤＳ及びＩＤ波形がそれぞれ示されている。両者を比較すると、ＡＣ２００Ｖ系のＶ_ＤＳはＡＣ１００Ｖ系のＶ_ＤＳに比べて２倍程度高く、ＡＣ２００Ｖ系のオン期間はＡＣ１００Ｖ系のオン期間に比べて１／２倍程度狭くなっている。従って、図４に矢印Ａで示すスイッチ損失（ドレイン電流ＩＤが流れて電圧降下が生じる期間に発生する損失）は、ＡＣ１００Ｖ系で小さく、ＡＣ２００Ｖ系で大きくなる。また、オン期間損失（オン期間の電圧降下によって生じる導通損失）は、ＡＣ１００Ｖ系で大きく、ＡＣ２００Ｖ系で小さくなる。

２次側に送る電力Ｐｏは、トランスＴの一次巻線ＰのインダクタンスをＬ、スイッチング周波数をｆとそれぞれすると、Ｐｏ＝１／２×Ｌ×ＩＤ^２×ｆで表される。同じ電力Ｐｏを２次側に送っている場合には、スイッチング周波数ｆを低減させると、当然スイッチング周波数ｆに比例するスイッチ損失を低減させることができるが、ドレイン電流ＩＤが大きくなり、オン期間が広くなる。この傾向は、Ｖ_ＤＳが低いＡＣ１００Ｖ系で強くなる。従って、ＡＣ１００Ｖ系では、上述のように、オン期間損失が大きく支配的であるため、スイッチング周波数ｆを低減させると、かえって効率が低下してしまうことがある。このように中負荷時には、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで損失の箇所が変化する。

そこで、本実施の形態では、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのそれぞれにおいて、最適な発振周波数の制御が行えるように、第１の周波数低減設定と第２の周波数低減設定とが設けられている。図３に示すように、第１の周波数低減設定において固定周波数ｆ_０から低減を開始させる周波数可変動作ポイントである低減開始電圧Ｖ_ＦＢ１は、第２の周波数低減設定において、固定周波数ｆ_０から低減を開始させる周波数可変動作ポイントである低減開始電圧Ｖ_ＦＢ２よりも低く設定されている。これにより、負荷が低くなってくると、ＯＳＣ１２は、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合に、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合に比べて早いタイミングで発振周波数の低減を開始させる。スイッチ損失が支配的であるＡＣ２００Ｖ系では、早いタイミングで発振周波数の低減を開始させることで効果的に効率を向上させることができる。また、オン期間損失が支配的であるＡＣ１００Ｖ系では、発振周波数の低減開始を遅らせることで、オン期間損失の増加を防止させ、効果的に効率を向上させることができる。

また、図３に示すように、第１の周波数低減設定における最低周波数ｆ₁は、第２の周波数低減設定における最低周波数ｆ₂よりも高く設定されている。これにより、ＯＳＣ１２は、軽負荷時において、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合の発振周波数を、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合の発振周波数に比べて高く制御する。なお、発振周波数を低減させる全ての期間において、電圧信号Ｖ_ＦＢが同じ場合には、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合の発振周波数を、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合の発振周波数に比べて高く制御される。これにより、軽負荷時において、スイッチ損失が支配的であるＡＣ２００Ｖ系では、発振周波数を２５ｋＨｚと低くしてスイッチング回数を減らすことで、スイッチ損失を軽減させ、効果的に効率を向上させることができると共に、オン期間損失が支配的であるＡＣ１００Ｖ系では、発振周波数を３０ｋＨｚと高くしてオン期間を短くすることで、オン期間損失の増加を防止させ、効果的に効率を向上させることができる。

図５（ａ）には、本実施の形態で周波数低減機能を実行した場合の負荷率Ｐｏ（％）と発振周波数（ｋＨｚ）との関係が示されている。実線は、ＡＣ１００Ｖ系用の第１の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合、点線は、ＡＣ２００Ｖ系用の第２の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合、１点鎖線は、従来の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合をそれぞれ示している。図５（ａ）によると、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合には、負荷率が低くなってくると、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合に比べて早いタイミングで発振周波数の低減を開始されていることがわかる。従来の周波数低減設定では、負荷率７５％で発振周波数の低減を開始されるのに対し、ＡＣ２００Ｖ系では負荷率１００％で、ＡＣ１００Ｖ系では負荷率５０％でそれぞれ発振周波数の低減が開始される。また、中負荷時から軽負荷時において、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合の発振周波数が、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合の発振周波数に比べて高く制御されていることがわかる。さらに、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合の最低周波数ｆ₁は、は、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合の最低周波数ｆ_２に比べた高く制御されていることがわかる。入力電圧がＡＣ１００Ｖ系では、負荷率１０％〜２５％で最低周波数ｆ_１≒３０ｋＨｚに制御され、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系では、負荷率１０％〜２５％で最低周波数ｆ_２≒２５ｋＨｚに制御されている。

図５（ｂ）には、図５（ａ）に１点鎖線で示す従来の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合の、負荷率Ｐｏ（％）と効率（％）との関係が示されている。図５（ｂ）において、実線は入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合のグラフであり、点線は、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合のグラフである。また、図５（ｃ）には、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合に図５（ａ）に実線で示すＡＣ１００Ｖ系用の第１の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させ、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合に図５（ａ）に点線で示すＡＣ２００Ｖ系用の第２の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合の、負荷率Ｐｏ（％）と効率（％）との関係が示されている。図５（ｃ）において、実線は入力電圧がＡＣ１００Ｖ系である場合のグラフであり、点線は、入力電圧がＡＣ２００Ｖ系である場合のグラフである。

図５（ｂ）、（ｃ）を参照すると、従来の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合に比べ、本実施の形態の第１の周波数低減設定及び第２の周波数低減設定で周波数低減機能を実行させた場合は、入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれであっても、効率が向上されていることがわかる。特に、負荷率２０％〜８０％において効率が向上されている。

なお、本実施の形態では、周波数可変動作ポイントを入力電圧によって変更させるように構成したが、電源仕様に応じて周波数可変動作ポイントを変更させるように構成しても良い。例えば、３０Ｗ仕様の場合の周波数可変動作ポイントをＡＣ１００Ｖ系では負荷率Ｐｏ＝４０％〜６０％に、ＡＣ２００Ｖ系では負荷率Ｐｏ＝８０％〜１００％に設定するのに対し、１００Ｗ仕様の場合の周波数可変動作ポイントをＡＣ１００Ｖ系では負荷率Ｐｏ＝３０％〜５０％に、ＡＣ２００Ｖ系では負荷率Ｐｏ＝７０％〜９０％に設定すると良い。

また、本実施の形態では、入力電圧をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに分け、それぞれに応じた第１の周波数低減設定及び第２の周波数低減設定に基づいて周波数低減機能を実行するように構成したが、入力電圧を３系統以上に分けると共に、それぞれ応じた複数の周波数低減設定を設けて周波数低減機能をそれぞれ実行するように構成しても良い。

さらに、本実施の形態では、整流回路ＤＢによって整流した直流電圧を検出することで商用交流電源ＡＣの入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれかを判断するように構成したが、商用交流電源ＡＣの入力電圧から直接検出したり、起動端子の電圧やフォワード電圧検出端子の電圧を検出したりすることで入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とのいずれかを判断するように構成しても良い。

以上説明したように、本実施の形態によれば、商用交流電源ＡＣの入力電圧を整流した直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２とを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、商用交流電源ＡＣの入力電圧を検出する入力電圧検出回路として機能するブラウン・インアウト回路１４と、出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号Ｖ_ＦＢとして一次側へ送出するエラーアンプ２と、ブラウン・インアウト回路１４によって検出された入力電圧に応じて複数の周波数低減設定のいずれかを選択し、選択した周波数低減設定を用いて、負荷の状態を二次側から知らせるフィードバック信号Ｖ_ＦＢ応じて軽負荷時のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を低減させる周波数低減機能を実行する内部発振回路（ＯＳＣ１２）とを備えている。
この構成により、複数の周波数低減設定を用意しておき、入力電圧に応じて複数の周波数低減設定のいずれかを選択して周波数低減機能を実行することができるため、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができ、入力電圧が異なっても思い通りに効率を向上させることができる。

さらに、本実施の形態によれば、ブラウン・インアウト回路１４は、入力電圧が第１の系統（ＡＣ１００Ｖ系）と、当該第１の系統（ＡＣ１００Ｖ系）よりも電圧が高い第２の系統（ＡＣ２００Ｖ系）とのいずれかを判断し、ＯＳＣ１２は、ブラウン・インアウト回路１４によって入力電圧がＡＣ１００Ｖ系であると判断された場合には、第１の周波数低減設定を用いて周波数低減機能を実行させ、ブラウン・インアウト回路１４によって入力電圧がＡＣ２００Ｖ系であると判断された場合には、第２の周波数低減設定を用いて周波数低減機能を実行させる。
この構成により、入力電圧が低いＡＣ１００Ｖ系と、ＡＣ１００Ｖ系よりも入力電圧が高いＡＣ２００Ｖ系とで異なる第１の周波数低減設定と第２の周波数低減設定とを使いよ分けることで、入力電圧に応じた最適なスイッチング周波数での動作を実現することができ、入力電圧が異なっても思い通りに効率を向上させることができる。

さらに、本実施の形態によれば、第２の周波数低減設定では、第１の周波数低減設定よりも負荷が重い段階でスイッチング周波数の低減が開始される。
この構成により、スイッチ損失が支配的であるＡＣ２００Ｖ系では、早いタイミングで発振周波数の低減を開始させることで効果的に効率を向上させることができる。また、オン期間損失が支配的であるＡＣ１００Ｖ系では、発振周波数の低減開始を遅らせることで、オン期間損失の増加を防止させ、効果的に効率を向上させることができる。

さらに、本実施の形態によれば、第１の周波数低減設定におけるスイッチング周波数の最低周波数は、第２の周波数低減設定におけるスイッチング周波数の最低周波数よりも高く設定されている。
この構成により、軽負荷時において、スイッチ損失が支配的であるＡＣ２００Ｖ系では、発振周波数を低くしてスイッチング回数を減らすことで、スイッチ損失を軽減させ、効果的に効率を向上させることができると共に、オン期間損失が支配的であるＡＣ１００Ｖ系では、発振周波数を高くしてオン期間を短くすることで、オン期間損失の増加を防止させ、効果的に効率を向上させることができる。

さらに、本実施の形態によれば、ＯＳＣ１２によってスイッチング周波数を低減させるすべての期間において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが同じ場合に、第１の周波数低減設定におけるスイッチング周波数は、第２の周波数低減設定におけるスイッチング周波数よりも高く設定されている。
この構成により、スイッチ損失が支配的であるＡＣ２００Ｖ系では、発振周波数を低くしてスイッチング回数を減らすことで、スイッチ損失を軽減させ、効果的に効率を向上させることができると共に、オン期間損失が支配的であるＡＣ１００Ｖ系では、発振周波数を高くしてオン期間を短くすることで、オン期間損失の増加を防止させ、効果的に効率を向上させることができる。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

１コントローラＩＣ
２エラーアンプ（Ｅ／Ａ）
１１ドライブ回路
１２ＯＳＣ（内部発振器）
１３レギュレータ
１４ブラウン・インアウト回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３平滑コンデンサ
Ｃ４、Ｃ５コンデンサ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２整流ダイオード
ＤＢ整流回路
ＦＦ１フリップフロップ
ＯＲ１、ＯＲ２オア回路
ＰＣ１発光ダイオード
ＰＣ２受光トランジスタ
Ｒｏｃｐ電流検出抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５抵抗
Ｔトランス
Ｑ１スイッチング素子
Ｖ_ｒｅｆ基準電圧
Ｖ_Ｒ1 可変電圧

Claims

交流電源の入力電圧を整流した直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチング動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
前記交流電源の前記入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、その誤差電圧をフィードバック信号として一次側へ送出するエラーアンプと、
該入力電圧検出回路によって検出された前記入力電圧に応じて複数の周波数低減設定のいずれかを選択し、選択した前記周波数低減設定を用いて、前記負荷の状態を二次側からの前記フィードバック信号に応じて軽負荷時の前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低減させる周波数低減機能を実行する内部発振回路とを具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が第１の系統と、当該第１の系統よりも電圧が高い第２の系統とのいずれかを判断し、前記内部発振回路は、前記入力電圧検出回路によって前記入力電圧が前記第１の系統であると判断された場合には、第１の周波数低減設定を用いて前記周波数低減機能を実行させ、前記入力電圧検出回路によって前記入力電圧が前記第２の系統であると判断された場合には、第２の周波数低減設定を用いて前記周波数低減機能を実行させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記第２の周波数低減設定では、前記第１の周波数低減設定よりも負荷が重い段階で前記スイッチング周波数の低減が開始されることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記第１の周波数低減設定における前記スイッチング周波数の最低周波数は、前記第２の周波数低減設定における前記スイッチング周波数の最低周波数よりも高く設定されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記内部発振回路によって前記スイッチング周波数を低減させるすべての期間において、フィードバック信号が同じ場合に、前記第１の周波数低減設定における前記スイッチング周波数は、前記第２の周波数低減設定における前記スイッチング周波数よりも高く設定されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。