JP2010035299A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】構成部品点数を増やすことなく、軽負荷時のスイッチング素子制御部に対する電力供給低下に伴う制御部停止を防止するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子を有し、トランスの１次側に電圧が入力された場合に制御部５０ａがスイッチング素子をオン／オフ制御することによりトランスの２次巻線に誘起される電圧を整流平滑して負荷に出力するスイッチング電源装置であって、トランスの補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するとともに自己の有するコンデンサに充電して制御部５０ａに電力を供給する補助電源回路と、制御部５０ａを起動させる場合及び負荷が軽負荷で且つスイッチング素子がオフの場合に、補助電源回路のコンデンサに電流を供給する起動回路５７とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング動作により所定の電圧を生成して出力するとともに、軽負荷時の安定制御が可能なスイッチング電源装置に関する。

従来から、スイッチング素子をオン／オフ制御して出力電圧制御を行うスイッチング電源装置は、ＯＡ機器や民生機器等に利用されている。近年、環境への配慮及び省エネルギーの観点から、スイッチング電源装置の高効率化が求められている。スイッチング電源装置におけるスイッチング素子を制御する制御回路は、通常、１チップの集積回路により構成され、内部に当該集積回路を起動するための起動回路を備えている。

図５は、従来のフライバック型のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、図５に示すように、交流電源１と、ブリッジ整流器２と、ノーマルフィルタ用のコンデンサ３と、トランス４と、スイッチング素子５と、整流用のダイオード６と、出力コンデンサ７と、エラーアンプ８と、フォトカプラ９ａ，９ｂと、コンデンサ１０と、補助電源回路３０と、スイッチング素子５を制御するための制御部５０とを有する。

また、スイッチング素子５と制御部５０とは例えば１チップの半導体装置内に設けられ、当該装置は、外部入力端子として、スイッチング素子５の入力端子（Ｄｒａｉｎ端子）、スイッチング素子５の出力端子（Ｓｏｕｒｃｅ端子）、補助電源回路３０の入力端子（Ｖｃｃ端子）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ端子）、過電流保護端子（ＯＣＰ端子）、及び制御部５０のグランド端子（ＧＮＤ端子）を備えている。なお、制御部５０は、Ｄｒａｉｎ端子に接続されたＳｔａｒｔＵｐ端子、Ｖｃｃ端子、ＦＢ端子、ＧＮＤ端子、ＯＣＰ端子、ＯＣＰ端子、及びスイッチング素子５に制御信号を出力するためのＤＲＶ端子を備えている。

トランス４は、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１と補助巻線Ｄとを有し、２次側回路へエネルギーを伝達する。また、スイッチング素子５は、トランス４の１次巻線Ｐに接続されている。

エラーアンプ８は、Ｖｏｕｔ−Ｇｎｄ間に接続され、出力電圧Ｖｏｕｔと内部の基準電圧との差に応じて、フォトカプラ９ａに流れる電流を制御する。フォトカプラ９ａは、抵抗が並列に接続された発光ダイオードにより構成され、基準電圧に対する誤差を１次側にフィードバックする。また、フォトカプラ９ｂは、フォトカプラ９ａの発光ダイオードの光に応じて動作するフォトトランジスタであり、コレクタが制御部５０のＦＢ端子に接続されるとともにエミッタが接地されている。

補助電源回路３０は、補助巻線Ｄにダイオード１１とバックアップコンデンサ１２とを接続して構成され、トランス４の補助巻線Ｄに誘起される電圧を整流平滑するとともに、自己の有するバックアップコンデンサ１２に充電して制御部５０のＶｃｃ端子に電力を供給する。

スイッチング素子５のオフ期間中に２次巻線Ｓ１に誘起される電圧は、整流用のダイオード６と出力コンデンサ７とにより整流平滑され、２次側出力電圧としてＶｏｕｔから負荷に対して出力される。

また、図６は、制御部５０内部の構成を示す回路図である。制御部５０は、図６に示すように、内部電源５１、反転回路５２、ヒステリシスコンパレータ５４、ＢＳＴコンパレータ５５、フリップフロップ５６、起動回路５７、定電流源６０、トランジスタ６１、ＦＢコンパレータ６２、ＯＣＰコンパレータ６３、ＯＲ回路６４、ＡＮＤ回路６５、発振回路６６、反転回路６７、ドライブ回路６８，６９、及びスイッチング素子７０，７１により構成される。

内部電源５１は、Ｖｃｃ端子から供給される電力に基づき、制御部５０を起動させるとともに、制御部５０全体に対して動作に必要な電力を供給する。また、内部電源５１は、ヒステリシスコンパレータ５４の出力を検出し、当該出力がＨ（ハイ）レベルの信号である場合に動作を行うが、当該出力がＬ（ロー）レベルの信号である場合には動作を停止して制御部５０全体に対する電力供給を止める。

ヒステリシスコンパレータ５４は、Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖ以上である場合にＨレベルの信号を出力する。その後、Ｖｃｃ端子の電圧が１０Ｖ以下に低下すると、ヒステリシスコンパレータ５４は、Ｌレベルの信号を出力する。

反転回路５２は、ヒステリシスコンパレータ５４の出力を反転して出力する。

起動回路５７は、定電流源８０とスイッチ８１とにより構成され、内部電源５１に電力を供給するために起動電流を流す。ここで、定電流源８０の入力端子は、ＳｔａｒｔＵｐ端子に接続されており、外部のＤｒａｉｎ端子から電力供給を受ける。起動回路５７は、スイッチ８１がオンである場合に、Ｖｃｃ端子を介して定電流源８０による電流を補助電源回路３０のバックアップコンデンサ１２に供給して充電する。また、起動回路５７内のスイッチ８１は、反転回路５２の出力がＨ（ハイ）レベルの信号である場合にオンに切り替わり、反転回路５２の出力がＬレベルの信号である場合にオフに切り替わる。したがって、起動回路５７は、Ｖｃｃ端子の電圧が１０Ｖ以下に低下して制御部５０の再起動が必要とされる場合に、スイッチ８１をオンにして起動電流を供給する。

定電流源６０は、外部でＦＢ端子に接続されたフォトカプラ９ｂとコンデンサ１０とにより、ＦＢ端子に２次側からのフィードバック電圧を生成する。

トランジスタ６１は、ベースがＦＢ端子に接続され、ＦＢ端子のフィードバック電圧に応じてオンし、エミッタ電流が流れる。

ＢＳＴコンパレータ５５は、トランジスタ６１に流れる電流量に応じた電圧信号が所定電圧値以下に低下した場合にＨレベルの信号を出力する。軽負荷（無負荷）時にフォトカプラ９ａ，９ｂの動作によりコンデンサ１０が放電されるため、ＦＢ端子電圧は降下する。したがって、ＢＳＴコンパレータ５５は、通常負荷時において、Ｌレベルの信号を出力するが、軽負荷時においてはＨレベルの信号を出力する。

ＯＣＰ端子は、Ｓｏｕｒｃｅ端子に接続されており、スイッチング素子５に流れる電流量に応じた電圧が印加され、ＦＢコンパレータ６２及びＯＣＰコンパレータ６３に電圧信号を出力する。

ＦＢコンパレータ６２は、トランジスタ６１に流れる電流量に応じた電圧信号に対して、ＯＣＰ端子から出力される電圧信号が上回った場合にＨ（ハイ）信号を出力する。これにより、ＦＢコンパレータ６２は、ＦＢ端子に示される２次側からのフィードバック量に応じた電圧値をＯＣＰ端子により出力された電圧信号の電圧値が超えた際に、Ｈレベルの信号をＯＲ回路６４を介してフリップフロップ５６のＲ端子に入力し、スイッチング素子５をオフさせ、２次側の出力電圧値を一定に制御することができる。

ＯＣＰコンパレータ６３は、ＯＣＰ端子から出力される電圧信号が所定電圧値を上回った場合に、スイッチング素子５に流れる電流量が過電流であるとして、Ｈ（ハイ）信号を出力する。

ＯＲ回路６４は、ＢＳＴコンパレータ５５、ＦＢコンパレータ６２、及びＯＣＰコンパレータ６３のうちいずれか１つによりＨ信号を入力された場合にＨ信号をフリップフロップ５６のＲ端子に対して出力する。

発振回路６６は、スイッチング素子５の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号を生成してＡＮＤ回路６５に対して出力するとともに、スイッチング素子５の発振周波数を決めるクロック信号を生成してフリップフロップ回路５６のＳ端子に対して出力する。これにより、発振回路６６は、過負荷時にスイッチング素子５のオン幅を制限し、過電流が流れるのを防止することができる。

フリップフロップ５６は、Ｓ端子に入力されたクロック信号とＲ端子に入力された信号とに基づき、Ｑ端子から制御信号を出力する。フリップフロップ５６の出力端子（Ｑ端子）は、ＡＮＤ回路６５の入力端子に接続されている。また、ＡＮＤ回路６５の出力は、反転回路６７を介してドライブ回路６８，６９に接続されている。ドライブ回路６８，６９は、それぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子７０のゲート端子とＮ型ＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子７１のゲート端子とに接続されている。スイッチング素子５は、ＡＮＤ回路６５の出力に応じてスイッチング素子７０，７１が交互に駆動されることにより、オン／オフ制御される。

次に、従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。図７は、従来のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。まず、交流電源１により出力された正弦波電圧は、ブリッジ整流器２で整流され、コンデンサ３を通して、トランス４の１次巻線Ｐを介してスイッチング素子５のＤｒａｉｎ端子に出力される。一方、起動回路５７は、スイッチ８１がオンであるため、Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超えるまで定電流源８０により電流を補助電源回路３０のバックアップコンデンサ１２に供給して充電する。Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超え、内部電源５１が動作を開始して制御部５０に電力の供給を開始すると、起動回路５７は、スイッチ８１をオフして起動電流の供給を停止する。

Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超えて制御部５０の動作が開始すると、スイッチング素子５は、スイッチング動作を開始する。そのため、トランス４の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線Ｓ１及び補助巻線Ｄに電流が流れる。

２次巻線Ｓ１に流れる電流は、整流用のダイオード６と出力コンデンサ７とにより整流平滑され直流電力となり、Ｖｏｕｔから外部の負荷に対して出力される。

スイッチング素子５のスイッチング動作が繰り返されることで、Ｖｏｕｔの出力電圧が徐々に上昇し、エラーアンプ８で設定された基準電圧に達すると、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、コンデンサ１０が放電され、ＦＢ端子の電圧が低下する。これにより制御部５０は、スイッチング素子５を制御してＶｏｕｔの出力電圧を安定化させる。スイッチング素子５のスイッチング動作を停止している期間において、ＦＢ端子の電圧Ｖｆｂは、図７の時刻ｔ_１からｔ_２の間に示すように、定電流源６０による電流がコンデンサ１０を充電することにより増加する。

補助巻線Ｄに流れる電流は、ダイオード１１とバックアップコンデンサ１２とにより整流平滑されて、制御部５０の補助電源として活用され、Ｖｃｃ端子に電力を供給する。上述したように、Ｖｃｃ端子が一度起動電圧（１６．５Ｖ）に達すると、起動回路５７内のスイッチ８１はオフとなるため、起動後のＶｃｃ端子に対する電力供給は、補助電源回路３０により行われる。補助巻線Ｄの極性は、２次巻線Ｓ１と同一であるため、Ｖｃｃの電圧はＶｏｕｔの出力電圧に比例する。

Ｖｏｕｔに接続された負荷が軽負荷になると、エラーアンプ８で設定された基準電圧に対するＶｏｕｔ電圧の誤差に応じて、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、コンデンサ１０が放電され、ＦＢ端子の電圧は低下する。これにより、制御部５０は、フリップフロップ５６がリセットされ、スイッチング素子５のオン／オフ制御を停止あるいはオフデューティ時間を増大させ、即ち間欠制御させる。

ＦＢ端子の電圧が低下してスイッチング素子５の発振が停止する間は、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が減少し、それに伴いフォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が減少する。これにより、定電流源６０からコンデンサ１０が充電され、ＦＢ端子の電圧は上昇する。スイッチング電源装置は、以上の動作を繰り返し、軽負荷時にはスイッチング素子のオフ時間を長くする間欠制御によって電圧を制御する。

図７に示すように、トランス４の補助巻線Ｄは、スイッチング素子５の動作時にバックアップコンデンサ１２を充電してＶｃｃ電圧を上昇させる。しかしながら、スイッチング素子５の制御停止時には、バックアップコンデンサ１２が放電されるため、Ｖｃｃ電圧は低下する。上述したように、無負荷（軽負荷）時において、スイッチング素子５のオン／オフ動作が停止するため、補助巻線Ｄによる充電エネルギーは少ない。さらに、スイッチング素子５の発振停止時間が長くなりＶｃｃ電圧が下降を続け、最低動作電圧であるＶｃｃｏｆｆ（１０Ｖ）以下になると、内部電源５１は停止し、図７の時刻ｔ_４に示すように制御部５０の再起動動作が必要となる。負荷側がスタンバイ時に軽負荷となる都度、制御部５０が動作を停止して再起動動作を必要とすることは、継続した電力供給を要求する負荷側の機器にとって都合の悪いものであり、対策が必要とされる。

特許文献１には、負荷側が待機状態の場合における電力消費を低減することができるスイッチング電源が記載されている。このスイッチング電源は、一次側の正極ラインと負極ラインとの間に起動電流の定電流化回路を設け、負荷側が待機状態の時に当該スイッチング電源の間欠動作に合わせて起動用定電流も間欠動作させる。すなわち、当該スイッチング電源は、通常負荷時に従来からある補助電源回路を使用してスイッチング素子の制御回路に電力を供給するとともに、軽負荷時にスイッチング素子のオフデューティ時間が長くなると定電流化回路を動作させて制御回路に電力を供給し、制御回路が必要とする最低動作電圧以上の電圧を維持する。このスイッチング電源によれば、起動用定電流がオンしている時間に対して、オフしている時間を長くすることができ、また起動用電流が定電流であることによって、電源の入力電圧を上昇させても起動用電流が増加することもなく、起動用電流による電力消費を低減することができ、待機時の省エネに貢献することができる。
特開２００３−１６４１５０号公報

しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源は、従来のスイッチング電源に対して定電流化回路を設けるとともに、補助電源回路に対してもトランジスタや抵抗、ダイオード等を付加しているため、部品点数が多くなり、装置の大型化やコストの増加、及び不良率の上昇を招く。

本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、構成部品点数を増やすことなく、軽負荷時のスイッチング素子制御部に対する電力供給低下に伴う制御部停止を防止するスイッチング電源装置を提供することを課題とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子を有し、前記トランスの１次側に電圧が入力された場合に制御回路が前記スイッチング素子をオン／オフ制御することにより前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流平滑して負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記トランスの補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するとともに自己の有するコンデンサに充電して前記制御回路に電力を供給する補助電源回路と、前記制御回路を起動させる場合及び前記負荷が軽負荷で且つ前記スイッチング素子がオフの場合に、前記補助電源回路のコンデンサに電流を供給する起動回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、構成部品点数を増やすことなく、軽負荷時のスイッチング素子制御部に対する電力供給低下に伴う制御部停止を防止することができる。

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の制御部５０ａの構成を示す回路図である。なお、本発明のスイッチング電源装置全体の構成は、図５を用いて説明した従来のスイッチング電源装置と同様であり、図５，６における制御部５０を図１に記載した制御部５０ａに置き換えたものとする。ここで、制御部５０ａは、本発明の制御回路に対応し、スイッチング素子５のオン／オフを制御する。すなわち、本発明のスイッチング電源装置は、トランス４の１次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子５を有し、トランス４の１次側に電圧が入力された場合に制御部５０ａがスイッチング素子５をオン／オフ制御することにより、トランス４の２次巻線Ｓ１に誘起される電圧を整流平滑してＶｏｕｔから外部の負荷に出力する。また、補助電源回路３０は、補助巻線Ｄにダイオード１１とバックアップコンデンサ１２とを接続して構成され、トランス４の補助巻線Ｄに誘起される電圧を整流平滑するとともに、自己の有するバックアップコンデンサ１２に充電して制御部５０ａのＶｃｃ端子に電力を供給する。なお、図１及び後述の各実施の形態を示す図において、図６における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。

まず、本実施の形態の構成を説明する。本実施例のスイッチング電源装置の制御部５０ａは、図６に示す従来のスイッチング電源装置の制御部５０における反転回路５２に代えて、ＯＲ回路５３を備えた構成を有する。

ＯＲ回路５３の入力端子には、ヒステリシスコンパレータ５４の反転出力とＢＳＴコンパレータ５５の出力とが入力されている。すなわち、ＯＲ回路５３は、ヒステリシスコンパレータ５４によりＬレベルの信号が出力された場合、あるいはＢＳＴコンパレータ５５によりＨレベルの信号が出力された場合に、Ｈレベルの信号を出力してスイッチ８１をオンさせる。

したがって、起動回路５７は、制御部５０ａを起動させる場合、及び負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合に、補助電源回路３０のバックアップコンデンサ１２に電流を供給して充電し、Ｖｃｃ端子電圧を上昇させる。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。図２は、本実施例のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。まず、交流電源１により出力された正弦波電圧は、ブリッジ整流器２で整流され、コンデンサ３を通して、トランス４の１次巻線Ｐを介してスイッチング素子５のＤｒａｉｎ端子に出力される。一方、起動回路５７は、スイッチ８１がオンであるため、Ｖｃｃの電圧が１６．５Ｖを超えるまで定電流源８０により電流を補助電源回路３０のバックアップコンデンサ１２に供給して充電する。Ｖｃｃの電圧が１６．５Ｖを超え、内部電源５１が動作を開始して制御部５０に電力の供給を開始すると、起動回路５７は、スイッチ８１をオフして起動電流の供給を停止する。

Ｖｃｃの電圧が１６．５Ｖを超えて制御部５０の動作が開始すると、スイッチング素子５は、スイッチング動作を開始する。そのため、トランス４の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線Ｓ１及び補助巻線Ｄに電流が流れる。

２次巻線Ｓ１に流れる電流は、整流用のダイオード６と出力コンデンサ７とにより整流平滑され直流電力となり、Ｖｏｕｔから外部の負荷に対して出力される。

通常負荷時において、スイッチング素子５は、連続発振動作にて動作する。その際のエラーアンプ８、フォトカプラ９ａ，９ｂを使用したフィードバックによる出力電圧安定化動作は、図５，６で説明した従来技術と同様であり、重複した説明を省略する。

次に軽負荷（無負荷）時における本実施例のスイッチング電源の動作を説明する。Ｖｏｕｔに接続された負荷が徐々に軽負荷になるに従い、エラーアンプ８で設定された基準電圧に対するＶｏｕｔ電圧の誤差に応じて、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、コンデンサ１０が放電され、ＦＢ端子の電圧は低下する。これにより、制御部５０ａ内のＢＳＴコンパレータ５５は、Ｈレベルの信号を出力する。当該Ｈレベルの信号は、フリップフロップ５６のＲ端子に入力されてフリップフロップ５６をリセットし、スイッチング素子５の発振を停止する。これと同時に、ＢＳＴコンパレータ５５により出力されたＨレベルの信号は、ＯＲ回路５３の出力をＨ（ハイ）にしてスイッチ８１を導通させる。

したがって、起動回路５７は、例えば図２の時刻ｔ_２からｔ_３に示すように、ＳｔａｒｔＵｐ端子を介してＶｃｃ端子に電流（Ｉｓｔａｒｔｕｐ）を供給し、バックアップコンデンサ１２を充電することで破線で示すようなＶｃｃ端子電圧の落ち込みを抑制することができる。

時刻ｔ_２においてＦＢ端子の電圧が低下してスイッチング素子５の発振が停止した後は、２次側の電圧が下がり、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が減少し、それに伴いフォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が減少する。これにより、定電流源６０からコンデンサ１０が充電され、ＦＢ端子の電圧は上昇する。その結果、時刻ｔ_３においてＢＳＴコンパレータ５５は、Ｌレベルの信号を出力する。これにより制御回路５０ａは、スイッチング素子５のオン／オフ制御を再開する。それと同時に、ＯＲ回路５３は、Ｌレベルの信号を出力してスイッチ８１をオフにし、起動回路５７による電流供給を停止させる。なお、起動回路５７の電流は、制御部５０ａの電流よりも大きく設定することにより、Ｖｃｃ端子電圧の落ち込みの電圧傾斜を変える。

図７で説明した従来技術の場合における起動回路５７は、最初の起動時あるいは電源オフ後の再起動時にのみ電流を供給するものである。しかしながら、本実施例のスイッチング電源装置の起動回路５７は、従来技術の場合と異なり、起動時のみならず軽負荷時にスイッチング素子５の制御がオフとなった場合にも電流供給を行う。

上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係るスイッチング電源装置によれば、装置内の構成部品点数を増やすことなく、軽負荷時（あるいは無負荷時）の制御部５０ａに対する電力供給低下（Ｖｃｃ端子電圧低下）に伴う内部電源５１及び制御部５０ａの停止を防止することができる。そのため、本実施例のスイッチング電源装置は、制御部５０ａの再起動動作により負荷に対する電力供給が中断されるのを防止し、安定した電力供給を継続することができる。

また、起動回路５７は、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合に、ＳｔａｒｔＵｐ端子を介してＶｃｃ端子に電流を供給し、バックアップコンデンサ１２を充電することでＶｃｃ端子電圧の落ち込みを抑制するので、上述した効果を得るばかりでなく、スイッチング素子５の発振停止時にのみ起動回路５７を動作させることによる損失低減の効果も得ることができる。

また、起動回路５７は、ＳｔａｒｔＵｐ端子を介してスイッチング素子５のドレイン端子に接続されている。すなわち、スイッチング素子５と起動回路５７とは、いずれも１次巻線Ｐを介してドレイン端子に供給された電力を使用するが、上述したように両者が同時に動作することはないため問題とならず、端子を共通化できるという利点も有する。

また、変形例として、起動回路５７内の定電流源８０は、ＢＳＴコンパレータ５５の出力に基づき、当該出力がＨレベルの信号である場合にＶｃｃ端子に流す電流量を大きな値に切り替える構成とすることもできる。すなわち、起動回路５７は、制御回路５０ａを起動させる場合（ヒステリシスコンパレータ５４の出力信号がＬレベルの場合）に供給する電流量に対して、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベルの場合）に供給する電流量を大きくする。

これにより、起動回路５７は、Ｖｃｃ端子電圧の落ち込みをより抑制することができるため、内部電源５１及び制御部５０ａの動作の安定に寄与することができる。また、制御部５０ａのＶｃｃ端子とＧＮＤ端子とがショートを起こしたアブノーマル動作時について考えると、ヒステリシスコンパレータ５４は、常にＬレベルの信号を出力することになる。その間、当該信号に基づき起動回路５７内のスイッチ８１はオンし続けることになるため、定電流源８０の電流量が常に大きな設定であった場合には、起動回路５７の発熱量が大きくなり安全性に欠けるという問題点を生じる。しかしながら、本変形例において起動回路５７は、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベルの場合）にのみ供給する電流量を大きくするので、上述したようなアブノーマル時における起動回路５７の発熱を抑制できるという利点がある。

さらに、スイッチング電源装置の出力端であるＶｏｕｔがＧｎｄにショートした場合を考えると、スイッチング素子５がオン／オフ動作を行ったとしても補助巻線Ｄは電圧を殆ど発生せず、バックアップコンデンサ１２に対する充電が殆ど行われない。したがって、スイッチング動作と無関係にＶｃｃ端子電圧が低下し、最低動作電圧であるＶｃｃｏｆｆ（１０Ｖ）以下になると、内部電源５１は停止し、制御部５０ａの再起動動作が必要となる。その後、起動回路５７がバックアップコンデンサ１２を充電して制御部５０ａを再起動するが、上述したように補助巻線Ｄによる充電が殆ど行われないため、制御部５０ａは、停止／再起動（スイッチング動作再開）を繰り返すことになる。定電流源８０の電流量が常に大きな設定であった場合には、制御部５０ａの停止から再起動までの時間が短縮され、スイッチング素子５は、スイッチング動作による発熱量が大きくなり安全性に欠けるという問題点を生じる。しかしながら、本変形例において起動回路５７は、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベルの場合）にのみ供給する電流量を大きくするので、上述したような出力端ショート時におけるスイッチング素子５の発熱を抑制できるという利点がある。

また、別の変形例として、ヒステリシスコンパレータ５４は、ＢＳＴコンパレータ５５の出力に基づき、当該出力がＨレベルの信号である場合にヒステリシスコンパレータ５４に予め設定された最低動作電圧Ｖｃｃｏｆｆを当初の最低動作電圧（本実施例では１０Ｖ）よりも小さい値に切り替える構成とすることもできる。すなわち、制御部５０ａは、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベルの場合）に、制御部５０ａの動作を停止する設定電圧値を予め設定された値（本実施例では１０Ｖ）よりも低く設定する（例えば８〜９Ｖ）。これにより、制御部５０ａは、起動回路５７の不安定動作が起きた場合においても、Ｖｃｃ端子電圧が最低動作電圧Ｖｃｃｏｆｆを下回るのを防止し、内部電源５１及び制御部５０ａの動作の安定に寄与することができる。

なお、本発明のスイッチング電源装置は、ＰＷＭ制御のフライバック型に限らず、擬似共振制御のフライバック型やフォワード型にも適用可能であり、トランス補助巻線から制御電源を供給する全てのスイッチング電源装置に適用可能である。また、後述する実施例２についても同様である。

図３は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の制御部５０ｂの構成を示す回路図である。なお、本発明のスイッチング電源装置全体の構成は、従来及び実施例１のスイッチング電源装置と同様であり、図５，６における制御部５０を図３に記載した制御部５０ｂに置き換えたものとする。

まず、本実施の形態の構成を説明する。本実施例のスイッチング電源装置の制御部５０ｂは、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の制御部５０ａが有する構成に対し、ＡＮＤ回路５８と判定回路５９とが追加された構成を有する。

ＡＮＤ回路５８は、ＢＳＴコンパレータ５５の出力端子とＯＲ回路５３の入力端子との間に設けられ、判定回路５９による出力信号とＢＳＴコンパレータ５９による出力信号とがいずれもＨレベルの信号である場合に、Ｈレベルの信号をＯＲ回路５３に対して出力する。

判定回路５９は、Ｖｃｃ端子とＡＮＤ回路５８の入力端子とに接続され、補助電源回路３０により制御部５０ｂに対して供給された電圧値（Ｖｃｃ端子電圧値）が所定電圧値以上であるか否かを判定する。判定回路５９は、定電圧源Ｒｅｇとスイッチング素子８３とツェナーダイオード８２とからなり、Ｖｃｃ端子電圧がツェナーダイオード８２の降伏電圧よりも低い場合にＡＮＤ回路５８に対してＨレベルの信号を出力する。ここで、ツェナーダイオード８２の降伏電圧をＶｃｃｂｉａｓとすると、Ｖｃｃｂｉａｓは、起動開始電圧値よりも小さく、最低動作電圧値よりも大きな値に設定するとよい。本実施例においては、起動開始電圧値が１６．５Ｖであり、最低動作電圧値が１０Ｖであるため、ツェナーダイオード８２の降伏電圧値は、例えば１１Ｖあるいは１２Ｖ程度となるように設定すべきである。

ＯＲ回路５３の入力端子には、ヒステリシスコンパレータ５４の反転出力とＡＮＤ回路５８の出力とが入力されている。すなわち、ＯＲ回路５３は、ヒステリシスコンパレータ５４によりＬレベルの信号が出力された場合、あるいはＡＮＤ回路５８によりＨレベルの信号が出力された場合に、Ｈレベルの信号を出力してスイッチ８１をオンさせる。

したがって、起動回路５７は、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号はＨレベル）において、判定回路５９による判定結果が所定電圧値以下である場合（判定回路５９の出力信号はＨレベル）にのみ補助電源回路３０のバックアップコンデンサ１２に電流を供給して充電し、Ｖｃｃ端子電圧を上昇させる。

その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。図４は、本実施例のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。Ｖｃｃの電圧が１６．５Ｖを超えて制御部５０ｂの動作が開始し、フィードバックによる２次側の出力電圧安定化を図る動作は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

次に軽負荷（無負荷）時における本実施例のスイッチング電源の動作を説明する。Ｖｏｕｔに接続された負荷が徐々に軽負荷になるに従い、エラーアンプ８で設定された基準電圧に対するＶｏｕｔ電圧の誤差に応じて、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、コンデンサ１０が放電され、ＦＢ端子の電圧は低下する。これにより、制御部５０ｂ内のＢＳＴコンパレータ５５は、Ｈレベルの信号を出力する。当該Ｈレベルの信号は、フリップフロップ５６のＲ端子に入力されてフリップフロップ５６をリセットし、スイッチング素子５の発振を停止する（例えば図４における時刻ｔ_３）。これと同時に、ＢＳＴコンパレータ５５により出力されたＨレベルの信号は、ＡＮＤ回路５８の入力端子に入力される。

その際に、判定回路５９による判定結果が所定電圧値（Ｖｃｃｂｉａｓ）以下である場合（判定回路５９の出力信号がＨレベル）には、ＡＮＤ回路５８は、Ｈレベルの信号を出力し、ＯＲ回路５３を介してスイッチ８１をオンさせる。しかしながら、図４の時刻ｔ_３−ｔ_４間において、Ｖｃｃ電圧値はＶｃｃｂｉａｓよりも高い値であるため、スイッチ８１はオフのままである。そのため、起動回路５７は、時刻ｔ_３−ｔ_４間においてＶｃｃ端子に電流（Ｉｓｔａｒｔｕｐ）を供給しない。

図４より、Ｖｃｃ端子電圧は、時刻ｔ_４においてＶｃｃｂｉａｓの値まで下がっている。そのため、判定回路５９は、Ｈレベルの信号をＡＮＤ回路５８に出力し、ＯＲ回路５３を介してスイッチ８１がオンに制御される。その結果、起動回路５７は、Ｖｃｃ端子に対して電流（Ｉｓｔａｒｔｕｐ）の供給を開始し、バックアップコンデンサ１２を充電する。これにより、Ｖｃｃ端子電圧の落ち込みは抑制される。

時刻ｔ_３においてＦＢ端子の電圧が低下してスイッチング素子５の発振が停止した後は、２次側の電圧が下がり、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が減少し、それに伴いフォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が減少する。これにより、定電流源６０からコンデンサ１０が充電され、ＦＢ端子の電圧は上昇する。

その結果、ＢＳＴコンパレータ５５がＬレベルの信号を出力する。これにより制御回路５０ａは、時刻ｔ_５においてスイッチング素子５のオン／オフ制御を再開する。それと同時に、ＡＮＤ回路５８は、Ｌレベルの信号を出力し、ＯＲ回路５３を介してスイッチ８１をオフにし、起動回路５７による電流供給を停止させる。

実施例１における起動回路５７は、軽負荷時にスイッチング素子５の制御がオフとなった場合に電流供給を行うものである。しかしながら、本実施例における起動回路５７は、実施例１における起動回路５７の動作条件に加え、さらにＶｃｃ端子電圧が所定電圧値以下の場合にのみＶｃｃ端子に対して電流の供給を行うので、実施例１の場合に比して動作時間の短縮を図ることができる。

上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係るスイッチング電源装置によれば、実施例１の効果に加え、起動回路５７のスイッチ８１オン時間を短縮することができる。起動回路５７は、損失の比較的大きなドロッパ回路であるため、スイッチ８１のオン時間を短縮することにより、損失を低減することができる。

また、本実施例の起動回路５７は、実施例１の場合と同様に、ＳｔａｒｔＵｐ端子を介してスイッチング素子５のドレイン端子に接続されており、スイッチング素子５と起動回路５７とが同時に動作することはないため、端子を共通化できるという利点も有する。

実施例２においても実施例１の場合と同様に、２つの変形例を考えることができる。１つの変形例として、起動回路５７内の定電流源８０は、ＡＮＤ回路５８の出力に基づき、当該出力がＨレベルの信号である場合にＶｃｃ端子に流す電流量を大きな値に切り替える構成とすることもできる。すなわち、起動回路５７は、制御回路５０ｂを起動する場合（ヒステリシスコンパレータ５４の出力信号がＬレベルの場合）に供給する電流量に対して、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフであり（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベル）且つＶｃｃ端子電圧が所定電圧値以下である（判定回路５９の出力信号がＨレベル）場合に供給する電流量を大きくする。

これにより、起動回路５７は、Ｖｃｃ端子電圧の落ち込みをより抑制することができるため、内部電源５１及び制御部５０ａの動作の安定に寄与することができる。また、実施例１の場合と同様に、制御部５０ｂのＶｃｃ端子とＧＮＤ端子とがショートを起こしたアブノーマル動作時について考えると、ＡＮＤ回路５８の出力信号がＨレベルの場合にのみ供給する電流量を大きくする本変形例の起動回路５７は、当該アブノーマル動作時における自己の起動回路５７の発熱を抑制できるという利点がある。さらに、スイッチング電源装置の出力端であるＶｏｕｔがＧｎｄにショートした場合を考えると、ＡＮＤ回路５８の出力信号がＨレベルの場合にのみ供給する電流量を大きくする本変形例の起動回路５７は、当該出力端ショート時におけるスイッチング素子５の発熱を抑制できるという利点がある。

また、別の変形例として、ヒステリシスコンパレータ５４は、ＡＮＤ回路５８の出力に基づき、当該出力がＨレベルの信号である場合にヒステリシスコンパレータ５４に設定された最低動作電圧Ｖｃｃｏｆｆを当初の最低動作電圧（本実施例では１０Ｖ）よりも小さい値に切り替える構成とすることもできる。すなわち、制御部５０ｂは、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合（ＢＳＴコンパレータ５５の出力信号がＨレベルの場合）且つＶｃｃ端子電圧が所定電圧値以下である（判定回路５９の出力信号がＨレベル）場合に、制御部５０ｂの動作を停止させる設定電圧値を予め設定された値（本実施例では１０Ｖ）よりも低く設定する（例えば８〜９Ｖ）。これにより、制御部５０ｂは、起動回路５７の不安定動作が起きた場合においても、Ｖｃｃ端子電圧が最低動作電圧Ｖｃｃｏｆｆを下回るのを防止し、内部電源５１及び制御部５０ａの動作の安定に寄与することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置は、スタンバイ機能を有する電気機器等に使用されるスイッチング電源装置に利用可能である。

本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の制御部の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２の形態のスイッチング電源装置の制御部の構成を示す回路図である。 本発明の実施例２の形態のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の制御部の構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の各部の動作を示す波形図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ ブリッジ整流器
３ コンデンサ
４ トランス
５ スイッチング素子
６ ダイオード
７ 出力コンデンサ
８ エラーアンプ
９ａ，９ｂ フォトカプラ
１０ コンデンサ
１１ ダイオード
１２ バックアップコンデンサ
３０ 補助電源回路
５０，５０ａ，５０ｂ 制御部
５１ 内部電源
５２ 反転回路
５３ ＯＲ回路
５４ ヒステリシスコンパレータ
５５ ＢＳＴコンパレータ
５６ フリップフロップ
５７ 起動回路
５９ 判定回路
６０ 定電流源
６１ トランジスタ
６２ ＦＢコンパレータ
６３ ＯＣＰコンパレータ
６４ ＯＲ回路
６５ ＡＮＤ回路
６６ 発振回路
６７ 反転回路
６８，６９ ドライブ回路
７０，７１ スイッチング素子
８０ 定電流源
８１ スイッチ
８２ ツェナーダイオード
８３ スイッチング素子

Claims (5)

1. トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子を有し、前記トランスの１次側に電圧が入力された場合に制御回路が前記スイッチング素子をオン／オフ制御することにより前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流平滑して負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
   前記トランスの補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するとともに自己の有するコンデンサに充電して前記制御回路に電力を供給する補助電源回路と、
   前記制御回路を起動させる場合及び前記負荷が軽負荷で且つ前記スイッチング素子がオフの場合に、前記補助電源回路のコンデンサに電流を供給する起動回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記補助電源回路により前記制御回路に対して供給された電圧値が所定電圧値以下であるか否かを判定する判定回路を備え、
   前記起動回路は、前記負荷が軽負荷で且つ前記スイッチング素子がオフの場合において、前記判定回路による判定結果が所定電圧値以下である場合にのみ前記補助電源回路のコンデンサに電流を供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記起動回路は、前記スイッチング素子のドレイン端子に接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記起動回路は、前記制御回路を起動させる場合に供給する電流量に対して、前記負荷が軽負荷で且つ前記スイッチング素子がオフの場合に供給する電流量を大きくすることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記制御回路は、前記負荷が軽負荷で且つ前記スイッチング素子がオフの場合に、当該制御回路の動作を停止させる設定電圧値を予め設定された値よりも低く設定することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

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