WO2011158282A1

WO2011158282A1 - スイッチング電源装置およびその制御用半導体装置

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Publication number: WO2011158282A1
Application number: PCT/JP2010/003942
Authority: WO
Inventors: 福井穣; 山下哲司
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2010-06-14
Filing date: 2010-06-14
Publication date: 2011-12-22

Abstract

停電などの瞬断時にも、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。そのスイッチング電源装置（１００）は、過負荷状態を検出し、負荷（６）への電力供給量を抑制する過負荷保護回路（２２）と、トランス（３）を介して負荷（６）に供給される出力電圧ＶＯを検出する出力電圧検出回路（誤差増幅器（１１））と、スイッチング素子（２５）に供給される入力電圧ＶＩＮを検出し、検出した入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になってから、出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になるまでの間、過負荷保護回路（２２）の機能を停止させる過負荷保護機能停止回路（誤差増幅器（１１）、出力電圧検出用比較器（３１）、基準電圧源（３２）、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路（１０））とを備える。

Description

スイッチング電源装置およびその制御用半導体装置

　本発明は、スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置に関し、特に、負荷短絡時などの過負荷状態に対する保護機能を有するスイッチング電源装置に関するものである。

　従来から、家電製品等の各種一般家庭用機器には、その電源装置として、小型軽量で高効率という特性を生かして、スイッチング素子によるスイッチング動作を利用して出力電圧などを制御するスイッチング電源装置が広く用いられ、各種家庭用機器に電源を供給するのに重要な役割を果たしている。

　一般的に、このようなスイッチング電源装置において、負荷側の短絡障害やスイッチング電源装置の出力側における短絡障害などの異常状態が発生した場合には、負荷側やスイッチング電源装置を保護するために、入力側から負荷側への電力供給を十分に低減する必要があり、電源回路内部で過負荷状態を検出し、入力側から負荷側への電力供給を十分に抑制することのできる過負荷保護回路を配置することが挙げられる。

　このような過負荷保護回路は、瞬間的な停電などにより入力電圧が一瞬低下するいわゆる瞬断時においても、正常に動作することが求められる。そのために、瞬断時において過負荷保護回路が誤動作により起こるスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定して電源を再起動することができる従来の技術として、例えば特許文献１に開示されているものがある。

　特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、図９に示すように、スイッチング電源装置９５を構成するスイッチング電源制御用半導体装置９０において、瞬断時にＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路９１にてスイッチング素子２５について予め設定されたオン時間以上のオン時間を検出すると、過負荷検出回路２２１とＲＳフリップフロップ回路２２３間に接続されたスイッチ２２４をオフさせる。これにより、過負荷検出回路２２１とＲＳフリップフロップ回路２２３とが非接続となり、スイッチング素子２５が発振器１７に応じて動作可能状態となってオン・オフを繰り返すことで、トランス３を介して出力端子（負荷６）にエネルギーを供給することができる。つまり、瞬断時においては、一定の条件の下で、過負荷保護回路の機能が停止されるので、スイッチング電源装置９５が立ち上がらないことやスイッチング電源装置９５の立ち上がりが遅れることが回避される。

　以下、従来のスイッチング電源装置９５の動作について、過負荷保護回路の動作を中心に、詳細に説明する。

　まず、トランス３の第１の一次巻線３ａに印加される電圧ＶＯＲは、一般的に反射電圧と呼ばれ、スイッチング素子２５がオフ時では、第１の一次巻線３ａの巻数Ｎｐ、二次巻線３ｃの巻数Ｎｓおよび出力電圧ＶＯを用いて、以下の式（１）のように表される。

　ＶＯＲ＝Ｎｓ／Ｎｐ×ＶＯ　　　（１）
　次に、スイッチング素子２５のオン時間の割合であるオンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧ＶＩＮと反射電圧ＶＯＲを用いて以下の式（２）のように表される。ただし、ここでは、スイッチング素子２５のオン電圧などは他に比べて小さいために無視している。

　ＤＯＮ＝ＶＯＲ／（ＶＩＮ＋ＶＯＲ）　　　（２）
　一定周波数でスイッチング動作を繰り返すＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の電源においては、一般的に、異常時において入力側からの過剰な電力供給やスイッチング素子のオン時間が長くなることによる発熱や破壊が起こらないように、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘが設定され、それ以上の値をとらないように制限がかけられている。

　瞬断時においては、図１０のタイミングチャートに示されるように、瞬間的に入力側からの電力供給がカットオフされるために入力電圧ＶＩＮが次第に低下する。ここで、入力電圧ＶＩＮが低下し始めてから、ゼロ近くになるまでの間は、入力側から出力側への電力供給は可能であるために、出力電圧ＶＯはしばらくの期間は低下しない。つまり瞬断直後は、入力電圧ＶＩＮは低下するが、出力電圧ＶＯが低下しない状態が発生しうる。

　この状態では、入力電圧ＶＩＮが低下し、出力電圧ＶＯ（つまり、出力電圧ＶＯと比例関係にある反射電圧ＶＯＲ）が不変であるために、上記式（１）および式（２）より、オンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧ＶＩＮの低下に従って次第に大きくなり、最終的には最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなる。その後、オンデューティーは、それ以上大きな値をとることができないために、負荷側から求められる電力を供給できなくなり、出力電圧ＶＯは次第に低下し始める。

　瞬断時に出力電圧ＶＯが低下すると、それに比例して第２の一次巻線３ｂの電圧が低下するため、過負荷状態が検出されるが、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路９１にて最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘでの動作を検出するため、上述したスイッチ２２４に対する制御により、過負荷保護機能がリセット（作動していないオフ状態に）されて通常の発振動作が行われるので、その後入力電圧ＶＩＮが通常に復帰した後には、出力電圧ＶＯが上昇することで、反射電圧ＶＯＲが上昇、つまり内部回路用の電源電圧ＶＣＣが上昇することで、発振が継続される。

　以上のように、従来のスイッチング電源装置９５によれば、入力電圧が低下することで、出力電圧が低下し過負荷保護機能が動作した状態でも、スイッチング素子のオン時間を検出することで過負荷保護機能がリセットされ、その後に入力電圧が通常に復帰した後には、発振器の出力信号に従いスイッチング素子が発振動作を行い出力電圧が上昇することができる。

特開２００９－１００４９８号公報

　しかしながら、従来のスイッチング電源装置９５においては、瞬断後に入力電圧ＶＩＮが復帰するタイミングによっては、過負荷保護回路が動作してしまうために、スイッチング電源装置９５が立ち上がらないことやスイッチング電源装置９５の立ち上がりが遅れるという不具合が発生し得る。つまり、従来のスイッチング電源装置９５では、図１１に示すように、入力電圧ＶＩＮが低下後復帰した時、過負荷保護回路２２が過負荷状態を検出してから実際に機能が動作するまでの時間に遅延時間があるために、入力電圧ＶＩＮがその遅延時間直前に上昇した場合は、一旦過負荷保護機能はリセットされるが、電源電圧ＶＣＣがすぐに上昇しない時に過負荷保護を検出するとスイッチング素子のスイッチング動作が停止し、出力電圧が低下してしまう。

　そこで、本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こるスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定してスイッチング電源装置を再起動することができるスイッチング電源装置等を提供する。

　上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置の一形態は、負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の発振動作により、入力される電力を磁気エネルギーとして充電し、前記負荷へ前記電力を放出するインダクタンス成分と、前記負荷の増減に応じて、前記スイッチング素子の発振動作を調整する制御回路と、当該スイッチング電源装置の過負荷状態を検出し、前記負荷への電力供給量を抑制する過負荷保護回路と、前記インダクタンス成分を介して前記負荷に印加される出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記スイッチング素子に供給される入力電圧を検出し、検出した入力電圧が所定の電圧以下になってから、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になるまでの間、前記過負荷保護回路の機能を停止させる過負荷保護機能停止回路とを備える。

　これにより、瞬断が発生すると過負荷保護機能が停止した状態となり、その後に入力電圧ＶＩＮが復帰しても、出力電圧ＶＯが復帰するまでは、その状態が維持される。よって、瞬断後においては、入力電圧ＶＩＮが復帰した時およびその直後においては、過負荷保護回路の機能が停止されているので、従来のスイッチング電源装置における問題、つまり、瞬断後に入力電圧が復帰するタイミングによっては過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れるという不具合が回避される。

　ここで、前記過負荷保護機能停止回路は、前記発振動作における前記スイッチング素子のオン時間を検出するデューティ検出回路を有し、前記デューティ検出回路で検出されたオン時間が所定の時間以上である場合に、前記入力電圧が所定の電圧以下であると判断してもよい。これにより、入力電圧が所定の電圧以下になったことがスイッチング素子のオン時間によって確実に検出される。

　ここで、前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧を検出することにより、前記出力電圧を検出してもよい。このとき、前記インダクタンス成分が少なくとも２つの一次巻線と一つの二次巻線とを有するトランスであり、前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧として、前記２つの一次巻線の一方から得られる交流電力を整流することにより生成された電圧を、検出する構成としたり、前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧と第１の基準電圧との差分を算出する誤差増幅器を有し、前記過負荷保護機能停止回路は、前記誤差増幅器からの出力信号と第２の基準電圧とを比較する出力電圧検出用比較器を有し、前記出力電圧検出用比較器で前記誤差増幅器からの出力信号が前記第２の基準電圧よりも小さいと判断されたときに、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になったと判断する構成としたりするのが好ましい。これにより、インダクタンス成分からの出力電圧によって間接的に出力電圧が検出されるので、出力電圧を検出するための回路が簡素化される。

　また、前記出力電圧検出回路は、前記出力電圧を検出し、検出した出力電圧を示す信号を前記過負荷保護機能停止回路にフィードバックするフォトカプラを有してもよい。これにより、直接、出力電圧を示す信号が過負荷保護機能停止回路にフィードバックされて用いられるので、より確実に出力電圧が検出され、瞬断時における過負荷保護機能に対する制御が確実に行われる。

　なお、前記過負荷保護回路は、前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、前記過負荷検出回路からの出力信号を伝達すること、および、遮断することを行うスイッチと、前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をするスイッチング動作停止回路とを有し、前記過負荷保護機能停止回路は、前記スイッチをオフさせることで、前記過負荷保護回路の機能を停止させる構成としてもよい。これにより、過負荷検出回路とスイッチング動作停止回路とを切り離すことで、過負荷保護回路の機能が停止される。

　ここで、前記スイッチング動作停止回路は、前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じてセットされ、前記過負荷状態が解除されたときにリセットされるフリップフロップであってもよい。これにより、ラッチ方式の過負荷保護回路であっても、瞬断時に過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらない等の不具合が回避される。

　また、前記スイッチング動作停止回路は、前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じて、予め定められた一定時間だけ前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をし、前記一定時間後に前記過負荷状態が解除されているか否かによって前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させるか停止を継続させるかを制御するタイマー間欠動作回路であってもよい。これにより、自己復帰方式の過負荷保護回路であっても、瞬断時に過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらない等の不具合が回避される。

　また、前記過負荷保護回路は、前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、前記過負荷検出回路からの出力信号によってセットされ、セットされると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をするフリップフロップとを有し、前記過負荷保護機能停止回路は、前記フリップフロップをリセットし続けることで、前記過負荷保護回路の機能を停止させる構成としてもよい。これにより、スイッチを用いることなく、入力電圧が所定の電圧以下になってから出力電圧が所定の電圧以上になるまでの間、過負荷保護回路の機能が停止される。

　なお、本発明は、以上のようなスイッチング電源装置として実現できるだけでなく、負荷に電力を供給するスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用半導体装置であって、上記スイッチング電源装置の制御回路、過負荷保護回路および過負荷保護機能停止回路を備えるスイッチング電源制御用半導体装置として実現してもよい。

　本発明に係るスイッチング電源装置およびその制御用半導体装置によれば、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こるスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定してスイッチング電源装置を再起動することができる。

図１は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２は、同スイッチング電源装置がもつ過負荷保護特性を示す図である。図３（ａ）～（ｆ）は、同スイッチング電源装置の瞬断時における動作を示すタイミングチャートである。図４は、本発明に係るスイッチング電源装置がもつ別の過負荷保護特性を示す図である。図５は、本発明の実施の形態１の変形例に係るスイッチング電源装置が備えるスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図である。図６は、本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図７（ａ）～（ｆ）は、同スイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。図８は、本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図９は、従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１０（ａ）～（ｆ）は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。図１１（ａ）～（ｆ）は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。

　以下、本発明に係るスイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置の実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。

　（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。

　図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置１００の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置１００は、出力電力に応じてオンデューティー幅を増減させるＰＷＭ方式のスイッチング電源装置であり、整流器１、入力コンデンサ２、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａ、トランス３、ダイオード４、および、コンデンサ５から構成される。なお、本図には、負荷６も併せて図示されている。

　このスイッチング電源装置１００は、主要な機能構成として、（１）２５スイッチング素子と、（２）スイッチング素子２５の発振動作により、入力される電力を磁気エネルギーとして充電し、負荷６へ電力を放出するインダクタンス成分であるトランス３と、（３）負荷６の増減に応じて、スイッチング素子２５の発振動作を調整する制御回路（誤差増幅器１１、ドレイン電流検出用比較器１２、ドレイン電流検出回路１３、ＲＳフリップフロップ回路１５、発振器１７、ＮＡＮＤ回路２３、ゲートドライバー２４）と、（４）その制御回路に電源を供給する内部電源供給回路（補助電源回路９、内部回路電流供給回路２０、起動／停止回路２１、スイッチ２１ａ）と、（５）スイッチング電源装置１００の過負荷状態を検出し、負荷６への電力供給量を抑制する過負荷保護回路２２と、（６）トランス３を介して負荷６に供給される出力電圧ＶＯを検出する出力電圧検出回路（誤差増幅器１１）と、（７）スイッチング素子２５に供給される入力電圧ＶＩＮを検出し、検出した入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になってから、出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になるまでの間、過負荷保護回路２２の機能を停止させる過負荷保護機能停止回路（誤差増幅器１１、出力電圧検出用比較器３１、基準電圧源３２、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０）とを有する。

　商用の交流電源がダイオードブリッジなどの整流器１により整流され、入力コンデンサ２にて平滑化されることにより、直流電圧ＶＩＮが生成される。また、入力側から負荷６側へエネルギーを伝達するインダクタンス成分であるトランス３は、第１の一次巻線３ａおよび第２の一次巻線３ｂと、二次巻線３ｃとで構成されており、直流電圧ＶＩＮは、第１の一次巻線３ａに印加される。

　トランス３の第１の一次巻線３ａに与えられた直流電力は、スイッチング素子２５のスイッチング動作によって、トランス３の第１の一次巻線３ａから二次巻線３ｃに伝達されるような構成となっている。

　また、二次巻線３ｃに接続されたダイオード４およびコンデンサ５によって、トランス３の二次巻線３ｃに伝達される電力は、整流および平滑化され、出力電圧ＶＯの直流電力として負荷６へ供給される。

　トランス３の第２の一次巻線３ｂにも、第１の一次巻線３ａから出力される電力が伝達され、第２の一次巻線３ｂから出力され、補助電源回路９であるダイオード７およびコンデンサ８により整流および平滑化されるよう接続される。なお、補助電源回路９は、上記制御回路に電源を供給する内部電源供給回路の一例である。より詳しくは、最初に入力電圧ＶＩＮが発生すると内部回路電流供給回路２０からコンデンサ８に電流が充電されて電源電圧ＶＣＣが上がる。起動開始電圧まで電源電圧ＶＣＣが上昇すると、その後は第２の一次巻線３ｂよりコンデンサ８に電流が充電されて電源電圧ＶＣＣが上昇する（この時スイッチ２１ａはオフされている）。

　スイッチング電源制御用半導体装置３０ａは、１チップの半導体集積回路であり、トランス３の第１の一次巻線３ａと入力コンデンサ２とトランス３の第２の一次巻線３ｂと接続されている。

　スイッチング電源制御用半導体装置３０ａは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子２５とそのスイッチング素子２５のスイッチング制御を行うための回路（上述した制御回路、内部電源供給回路、過負荷保護回路２２、出力電圧検出回路、過負荷保護機能停止回路）とで構成されており、スイッチング素子２５の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）とＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）および制御信号を入力するための制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子で構成されている。

　補助電源回路９から出力される電源電圧ＶＣＣは、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）に入力される電源電圧として用いられている。この電源電圧ＶＣＣは、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａ用の内部電源として用いられるだけでなく、トランス３の二次巻線３ｃから負荷６に供給される出力電圧ＶＯと比例する電圧であることから、出力電圧ＶＯを安定化させるための帰還信号としても用いられる。

　スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの誤差増幅器１１では、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの電源電圧ＶＣＣがマイナス入力として与えられ、この誤差増幅器１１のプラス入力端子には、予め設定された所定の基準電圧（第１の基準電圧）が与えられている。この誤差増幅器１１は、入力される電源電圧ＶＣＣと基準電圧とを比較して得られる誤差電圧信号ＶＥＡＯをドレイン電流検出用比較器１２のプラス入力となるように出力する。

　また誤差電圧信号ＶＥＡＯは出力電圧検出用比較器３１のプラス入力に接続され、出力電圧検出用比較器３１のもう一方の端子は基準電圧源３２が接続されている。誤差電圧信号ＶＥＡＯが基準電圧源３２の電圧（第２の基準電圧）以下になると出力電圧検出用比較器３１の出力信号が反転し、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０に信号が出力される。

　ドレイン電流検出用比較器１２のマイナス入力には、スイッチング素子２５のドレインに接続されたドレイン電流検出回路１３から出力される検出電圧ＶＣＬが与えられている。ドレイン電流検出回路１３は、スイッチング素子２５に流れるドレイン電流を検出し、検出したドレイン電流を電圧信号に変換して検出電圧ＶＣＬとして出力する。

　ドレイン電流検出用比較器１２は、スイッチング素子２５に流れる電流に対応する検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯとを比較して、両者の信号が等しくなったときに、出力信号をＲＳフリップフロップ回路１５のリセット（Ｒ）端子へ出力するように接続される。

　図２は、本実施の形態におけるスイッチング電源装置１００がもつ過負荷保護特性を示す図である。この図２に示されるように、誤差増幅器１１から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護回路１６によって、その誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大値が固定されるようになっており、その結果、この過電流保護回路１６によって、スイッチング素子２５に過電流が流れることが防止される。

　発振器１７は、スイッチング素子２５のスイッチング周波数を決定するためのクロック信号１９と、スイッチング素子２５の最大オンデューティーサイクルを決定するための最大オンデューティーサイクル信号（ＤＯＮｍａｘ）１８とをそれぞれ出力する。発振器１７から出力されるクロック信号１９は、ＲＳフリップフロップ回路１５のセット（Ｓ）端子に与えられており、ＲＳフリップフロップ回路１５の出力（Ｑ）は、ＮＡＮＤ回路２３へ出力されている。

　スイッチング素子２５のドレイン端子には、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの内部電源を供給するための回路として電源電流を供給する内部回路電流供給回路２０が接続されている。内部回路電流供給回路２０は、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの起動および停止を制御する起動／停止回路２１によって、電源投入時などに、内部回路へ電源供給するようになっている。起動／停止回路２１の出力は、ＮＡＮＤ回路２３にも入力されている。

　過負荷保護回路２２は、ラッチ方式の過負荷保護回路であり、少なくとも、過負荷状態を検出する過負荷検出回路２２１と、過負荷状態を検出した際に、過負荷保護状態からのリセット手段である再起動トリガー２２２、スイッチング素子２５のスイッチング動作を停止するスイッチング動作停止回路としてのラッチ回路であるＲＳフリップフロップ回路２２３、および過負荷検出回路２２１とＲＳフリップフロップ回路２２３の間に配置されたスイッチ２２４で構成される。

　過負荷検出回路２２１は、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの電源電圧ＶＣＣラインに接続され、電源電圧ＶＣＣが所定の電圧まで低下した場合には、ＲＳフリップフロップ回路２２３のセット（Ｓ）端子に信号を出力するように接続される。

　また、再起動トリガー２２２は、スイッチング電源制御用半導体装置３０ａの電源電圧ＶＣＣラインに接続され、過負荷保護の作動中に、電源電圧ＶＣＣが所定の電圧以下になっていることを検出した場合に、信号をＲＳフリップフロップ回路２２３のリセット端子に出力する。ＲＳフリップフロップ回路２２３は、ＮＡＮＤ回路２３へ出力される。

　ＮＡＮＤ回路２３には、ＲＳフリップフロップ回路１５の出力信号と、起動／停止回路２１から出力される信号と、ＲＳフリップフロップ回路２２３の出力信号と、発振器１７からの最大オンデューティーサイクル信号１８の４つが入力されており、その出力はＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０に入力されるとともに、スイッチング制御信号として、スイッチング素子２５用のドライブ回路であるゲートドライバー２４にも入力される。ゲートドライバー２４の出力はスイッチング素子２５に与えられている。ゲートドライバー２４は、与えられるスイッチング制御信号に基づいて、スイッチング素子２５をスイッチング制御する。

　ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０は、入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になってから出力電圧ＶＯが所定の電圧以上になるまでの間、過負荷保護回路２２の機能を停止させる過負荷保護機能停止回路の主要構成要素である。このＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０には、出力電圧検出用比較器３１の出力と最大オンデューティーサイクル信号１８とＮＡＮＤ回路２３の出力とが入力されている。ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０の出力はスイッチ２２４の制御端子と接続されている。

　このＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０は、瞬断時（入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になったとき）に過負荷保護回路２２の機能を停止させるために、ＮＡＮＤ回路２３からの出力信号に基づいて、スイッチング素子２５のスイッチング周期に対するオン時間の割合、いわゆるオンデューティーサイクルＤＯＮを検出する。入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になったとき（つまり、スイッチング素子２５の発振動作のための入力電圧ＶＩＮが低下している場合）には、オンデューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘに達するので、この場合に、スイッチ２２４は、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０からの制御信号により、オフ状態となる。これにより、過負荷保護回路２２の機能は停止される。その後、このＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０は、出力電圧検出用比較器３１からの出力信号に基づいて、瞬断後の出力電圧ＶＯが所定の電圧以上になったことを検出すると、過負荷保護回路２２を動作可能な状態にするために、スイッチ２２４をオン状態にする。

　このように構成された本実施の形態におけるスイッチング電源装置１００の瞬断時における動作について、図３のタイミングチャートを基に説明する。

　瞬断時には、瞬間的に入力側からの電力供給がカットオフされるために、入力電圧ＶＩＮが次第に低下する（図３（ａ））。また、入力電圧ＶＩＮが低下し始めてから、ゼロに近くなるまでの間は、入力側から出力側への電力供給は可能であるために、出力電圧ＶＯはしばらくの期間は低下しない。つまり瞬断直後の動作としては、入力電圧ＶＩＮは低下するが、出力電圧ＶＯが低下しない状態が発生しうる。

　この状態では、入力電圧ＶＩＮが低下し、出力電圧ＶＯ（つまり、出力電圧ＶＯと比例関係にある反射電圧ＶＯＲ）が不変であるために、上記式（１）および（２）より、オンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧ＶＩＮの低下に従って次第に大きくなり、最終的には最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなる。そして、その後はオンデューティーサイクルがそれ以上大きな値をとることができないように制限されているために、負荷側から求められる電力を供給できなくなり、出力電圧ＶＯは次第に低下し始める。この時、電源電圧ＶＣＣと誤差電圧信号ＶＥＡＯは、それぞれ、図３（ｃ）、（ｄ）に示される波形となる。

　ここで、本実施の形態の回路構成では、オンデューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘに到達したことを、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０で検出し（図３（ｅ））、そのＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０からの出力信号を受けてスイッチ２２４はオフする。これにより、ＲＳフリップフロップ回路２２３には、過負荷検出回路２２１からのセット信号が入力されないために、過負荷保護は作動しなくなる（図３（ｆ））。つまり、瞬断により入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になると、そのことが過負荷保護機能停止回路（ここでは、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０）によって間接的に検出され、スイッチ２２４がオフとなり、過負荷保護回路２２の機能は停止される。

　その後、入力電圧ＶＩＮが上昇し、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘ以下となっても、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０の出力は反転せずに、スイッチ２２４をオフした状態が保たれる。その後、出力電圧ＶＯが上昇し、トランス３の第２の一次巻線３ｂに接続されたＣＯＮＴＲＯＬ端子の電圧（電源電圧ＶＣＣ）が上昇し、これによって出力電圧検出回路である誤差増幅器１１から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯが低下することで、出力電圧検出用比較器３１の出力が反転する。その結果、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０の出力信号が反転し、これによってスイッチ２２４がオンとなり、再度、過負荷保護回路２２が過負荷保護動作できる状態となる。つまり、瞬断後の出力電圧ＶＯが所定の電圧以上になると、そのことが過負荷保護機能停止回路（ここでは、出力電圧検出用比較器３１およびＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０）によって検出され、スイッチ２２４がオンとなり、過負荷保護回路２２が動作可能な状態となる。

　このように、本実施の形態では、瞬断時には、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘまで大きくなることを利用して、これをＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０で検出し、過負荷保護動作を作動できなくし、瞬断の復帰後に出力電圧が上昇した後に過負荷保護機能が作動できる状態とすることで、従来技術における問題を回避することが可能となる。つまり、本実施の形態では、瞬断が発生すると過負荷保護機能が停止した状態となり、その後に入力電圧ＶＩＮが復帰しても、出力電圧ＶＯが復帰するまでは、その状態が維持される。よって、瞬断後においては、入力電圧ＶＩＮが復帰した時およびその直後においては、過負荷保護回路２２の機能が停止されているので、従来のスイッチング電源装置９５における問題、つまり、瞬断後に入力電圧ＶＩＮが復帰するタイミングによっては過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れるという不具合が回避される。

　以上の動作を行うことで、瞬断後、電源が停止状態のままで再起動されてしまう問題を確実に回避することが可能となる。

　なお、本実施の形態は、瞬断時にオン時間を検出する回路を特別に設ける必要もないために、回路の小型化に繋がるために好ましいが、本発明に係るスイッチング電源装置は、本実施の形態に限定されるものではない。たとえば、本実施の形態におけるＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０に代えて、オン時間を検出する別の回路を設けても構わない。

　また、本実施の形態１では、出力電力に応じてオンデューティー幅を増減させるＰＷＭ方式のスイッチング電源装置が例示されたが、本発明に係るスイッチング電源装置の制御方式は、瞬断時に入力電圧ＶＩＮが低下した場合に、オン時間が長くなる制御方式であるものならば、例えば負荷側が必要とする電力に応じて周波数を変化させるＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、スイッチングする回数を変化させる間欠発振制御方式でも構わない。

　また、オンデューティーサイクルは、スイッチング素子２５のスイッチング周期に対するオン時間の割合であり、これを検出するということはオン時間を検出するのと同義である。従って、例えばＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ－Ｃｈｏｋｅ－Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式のような周期が不定の自励式の電源においても、オン時間を検出し、オン時間が所定の値以上となった場合に、過負荷保護動作が作動しないようにすれば、同様の効果を得ることができる。

　また、図４に示すように、誤差電圧信号ＶＥＡＯ電圧の最大値を固定しないようにしてもよい。

　また、入力電圧が所定の電圧以下になったことを検出する方法として、入力電圧ＶＩＮをモニタして検出してもよい。たとえば、入力電圧ＶＩＮを抵抗分割し、得られた分圧と基準電圧とを比較器で比較することで、その検出をしてもよい。

　また、本実施の形態１において、過負荷検出回路２２１とＲＳフリップフロップ回路２２３との間にスイッチ２２４を設け、瞬断時にＲＳフリップフロップ回路２２３にセット信号が出力されない場合を例示したが、他の方法として、図５に示す変形例に係るスイッチング電源制御用半導体装置３０ｂの回路図のように、オンデューティーサイクルがＤＯＮｍａｘに到達したことをＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０で検出し、そのＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０からの出力信号を再起動トリガー２２２に入力することで、その度に（入力電圧ＶＩＮが低下してから出力電圧ＶＯが上昇するまでの間に）再起動トリガー２２２からＲＳフリップフロップ回路２２３にリセット信号を入力し続けることで、常にＲＳフリップフロップ回路２２３のラッチ状態（つまり、過負荷保護機能）を解除（停止）することによっても、同様の効果を得ることができる。

　（実施の形態２）
　次に、本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。

　本実施の形態２では、瞬断時に、過負荷保護機能の動作を自己復帰型のタイマー間欠動作に移行させないことで、瞬断があってから出力電圧が復帰するまでの間は過負荷保護機能を停止した状態を維持する。これにより、瞬断後に過負荷保護が作動してしまい保護動作からの復帰に時間がかかり起動が遅れるという不具合を回避できることを特徴とする。

　図６は本実施の形態２のスイッチング電源装置１０１の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００が備えるスイッチング電源制御用半導体装置３０ａに代えて、スイッチング電源制御用半導体装置４０を備える。なお、図６において、図１に示すスイッチング電源装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

　実施の形態２におけるスイッチング電源制御用半導体装置４０は、自己復帰方式の過負荷保護回路２６を有し、この過負荷保護回路２６により、スイッチング電源制御用半導体装置４０の電源電圧ＶＣＣが低下したことを検出すると、スイッチング素子２５のスイッチング期間を通常状態と比べ短くすることで、負荷側などへの電力供給を抑え、過負荷保護を実現する。また、過負荷状態が解除された場合には、それを検出し、通常動作へと復帰できるように構成されている。

　このスイッチング電源制御用半導体装置４０と、ラッチ方式での過負荷保護機能を有する実施の形態１におけるスイッチング電源制御用半導体装置３０ａとの違いは、過負荷検出回路２２１、ＲＳフリップフロップ回路２２３、スイッチ２２４および再起動トリガー２２２が内蔵されるラッチ方式の過負荷保護回路２２が取り除かれ、代わりに電源電圧ＶＣＣラインに接続される比較器２６１とスイッチ２６２とタイマー間欠動作回路２６３が内蔵される自己復帰方式の過負荷保護回路２６が配置されることである。

　この自己復帰方式の過負荷保護回路２６では、ラッチ方式での過負荷保護機能と異なるのは、過負荷検出回路として比較器２６１が用いられ、また、スイッチング素子２５のスイッチング動作を抑制するスイッチング動作停止回路としてタイマー間欠動作回路２６３が用いられることである。なお、タイマー間欠動作回路２６３には、リセット端子が設けられ、過負荷保護状態からのリセット手段としても用いられる。

　比較器２６１のプラス入力には電源電圧ＶＣＣが入力され、マイナス入力には、電源電圧ＶＣＣが予め設定された起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮまで上昇する期間には、その起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮが入力され、一方、電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮから予め設定された停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下する期間には、その停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦが入力される。このように、比較器２６１は、電源電圧ＶＣＣが一旦起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮまで上昇し、その後停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下した場合に、タイマー間欠動作回路２６３へ信号を出力するヒステリシス特性を有する。

　タイマー間欠動作回路２６３は、比較器２６１からの出力信号をカウントし、所定のカウント数ごとにＮＡＮＤ回路２３へ信号を出力する。

　このように構成された過負荷保護回路２６の動作は以下の通りである。

　まず、過負荷状態には出力電圧ＶＯが低下し（図７（ａ））、これに比例する電源電圧ＶＣＣが低下し始める。電源電圧ＶＣＣが、停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下した時、起動／停止回路２１の出力電圧ＶＣＨが反転し、これによってスイッチ２１ａがオンし、内部回路電流供給回路２０から供給される電流がスイッチ２１ａを介して、補助電源回路９のコンデンサ８に充電され、電源電圧ＶＣＣは再び起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮまで上昇する。

　一旦電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮまで上昇すると、起動／停止回路２１の出力電圧ＶＣＨが再び反転し、これによってスイッチ２１ａがオフとなり、内部回路電流供給回路２０からの充電電流はカットオフされる。このようにして、出力電圧ＶＯが低下した後に、電源電圧ＶＣＣは低下／上昇を繰り返す（図７（ｂ）および（ｃ））。

　また、比較器２６１は、電源電圧ＶＣＣが、起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮから停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下する度に、タイマー間欠動作回路２６３へパルス信号を出力する（図７（ｄ））。

　比較器２６１からの信号が入力されるようになると、タイマー間欠動作回路２６３の出力電圧ＶＴＩは反転し、スイッチング素子２５のスイッチング動作を停止にする信号が出力される。その後、電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮから停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下する度に、比較器２６１から入力される信号を受けた回数を、タイマー間欠動作回路２６３に内蔵されたカウンタで記憶する。

　その後、そのカウント数が所定の値を超え、再び電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ＿ＯＮに達した場合には、タイマー間欠動作回路２６３からは、スイッチング素子２５のスイッチング動作を再開する信号が出力され、再び電源電圧ＶＣＣが停止電圧ＶＣＣ＿ＯＦＦまで低下するまでの間、スイッチング素子２５はスイッチングする（図７（ｅ）および図７（ｆ））。この時、過負荷状態が解除されていなければ、出力電圧ＶＯは低下したままであるため、再び電源電圧ＶＣＣは、低下／上昇を繰り返し、これによって、スイッチング素子２５のスイッチング動作が停止され続ける。

　このようにして、本実施の形態における過負荷保護回路２６によれば、タイマー間欠動作回路２６３で計数されるカウント数のプリセット値（所定の値）に対応する時間ごとに出力電圧ＶＯが復帰しているか否かが検出され、復帰している場合には過負荷保護動作を解除するという自己復帰方式の過負荷保護機能が実現されている。

　ここで、瞬断時における過負荷保護回路２６の機能停止について説明する。入力電圧の瞬断時動作は、基本的には、実施の形態１と同じである。つまり、デューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなった場合に、スイッチ２６２をオフするように、過負荷保護回路２６の内部には、スイッチ２６２が比較器２６１の出力部とスイッチング動作停止回路用のタイマー間欠動作回路２６３の入力部の間に配置されている。そして、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０は、スイッチ２６２をオン・オフできるように接続されている。

　瞬断時には、入力電圧ＶＩＮが低下し、オンデューティーサイクルＤＯＮが最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘに到達すると、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０から出力される信号を受けてスイッチ２６２はオフする。これにより、この状態では、タイマー間欠動作回路２６３には信号が入力されないようになり、過負荷保護機能は作動しなくなる。つまり、瞬断により入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以下になると、そのことが過負荷保護機能停止回路（ここでは、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０）によって間接的に検出され、スイッチ２６２がオフとなり、過負荷保護回路２６の機能は停止される。

　その後、入力電圧ＶＩＮが上昇し、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘ以下となっても、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０の出力は反転せずに、スイッチ２６２をオフした状態が保たれる。その後、出力電圧ＶＯが上昇し、トランス３の第２の一次巻線３ｂに接続されたＣＯＮＴＲＯＬ端子の電圧（電源電圧ＶＣＣ）が上昇し、これによって出力電圧検出回路である誤差増幅器１１から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯが低下することで、出力電圧検出用比較器３１の出力が反転する。その結果、ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０の出力信号が反転し、これによってスイッチ２６２がオンとなり、再度、過負荷保護回路２６が過負荷保護動作できる状態となる。つまり、瞬断後の出力電圧ＶＯが所定の電圧以上になると、そのことが過負荷保護機能停止回路（ここでは、出力電圧検出用比較器３１およびＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０）によって検出され、スイッチ２６２がオンとなり、過負荷保護回路２６が動作可能な状態となる。

　このように瞬断時には、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘまで大きくなることを利用して、これをＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０で検出し、過負荷保護動作を作動できなし、瞬断の復帰後に出力電圧が上昇した後に過負荷保護機能が作動できる状態とすることで、問題を回避することが可能となる。つまり、本実施の形態では、瞬断が発生すると過負荷保護機能が停止した状態となり、その後に入力電圧ＶＩＮが復帰しても、出力電圧ＶＯが復帰するまでは、その状態が維持される。よって、瞬断後においては、入力電圧ＶＩＮが復帰した時およびその直後においては、過負荷保護回路２２の機能が停止されているので、従来のスイッチング電源装置９５における問題、つまり、瞬断後に入力電圧ＶＩＮが復帰するタイミングによっては過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れるという不具合が回避される。

　なお、上記の実施の形態２では、スイッチ２６２が比較器２６１の出力部とスイッチング動作停止回路用のタイマー間欠動作回路２６３の入力部の間に配置することを例示したが、比較器２６１の入力部にスイッチ２６２を配置しても、同様の効果を得られることは明らかである。

　また、本実施の形態は、瞬断時にオン時間を検出する回路を特別に設ける必要もないために、回路の小型化に繋がるために好ましいが、本発明に係るスイッチング電源装置は、本実施の形態に限定されるものではない。たとえば、本実施の形態におけるＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０に代えて、オン時間を検出する別の回路を設けても構わない。

　また、本実施の形態２では、出力電力に応じてオンデューティー幅を増減させるＰＷＭ方式のスイッチング電源装置１０１が例示されたが、本発明に係るスイッチング電源装置の制御方式は、瞬断時に入力電圧ＶＩＮが低下した際に、オン時間が長くなる制御方式であるものならば、例えば負荷側が必要とする電力に応じて周波数を変化させるＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、スイッチングする回数を変化させる間欠発振制御方式でも構わない。

　（実施の形態３）
　次に、本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置を説明する。

　本実施の形態３では、出力電圧ＶＯをシャントレギュレーターやツェナーダイオードで検出し、フォトカプラなどを用いてフィードバックし、そのフィードバックされた信号に基づいて過負荷保護動作する制御方式について説明する。

　図８は本実施の形態３のスイッチング電源装置１０２の一構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置１０２は、実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００が備えるスイッチング電源制御用半導体装置３０ａに代えて、スイッチング電源制御用半導体装置６０を備える。スイッチング電源制御用半導体装置６０は、実施の形態１におけるスイッチング電源制御用半導体装置３０ａにおける誤差増幅器１１に代えてフィードバック信号制御回路６３を備える。また、このスイッチング電源装置１０２は、実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００が備える補助電源回路９に代えて、出力電圧検出回路６１およびコンデンサ６２を備える。なお、図８において、図１に示すスイッチング電源制御用半導体装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

　出力電圧検出回路６１は、出力電圧ＶＯを検出してスイッチング電源制御用半導体装置６０（過負荷保護回路２２、制御回路および過負荷保護機能停止回路）にフィードバックする回路であり、シャントレギュレーター、ツェナーダイオードおよびフォトカプラで構成される。このスイッチング電源装置１０２の出力端子に接続された出力電圧検出回路６１により、出力電圧ＶＯに比例した信号が検出され、検出された信号がフィードバックされ、その信号がスイッチング電源制御用半導体装置６０のフィードバック端子（ＦＢ）に入力されている。このフィードバック信号は、出力電圧検出回路６１が有するフォトカプラから出力される。

　ＦＢ端子にはフィードバック信号制御回路６３が接続されており、フィードバック信号制御回路６３の出力は、ドレイン電流検出用比較器１２、過負荷検出回路２２１および出力電圧検出用比較器３１に接続されている。このフィードバック信号制御回路６３は、機能的には、出力電圧ＶＯを実施の形態１における誤差電圧信号ＶＥＡＯに変換する動作をする。

　過負荷検出回路２２１は、フィードバック信号制御回路６３からの出力信号により、過負荷状態を検出する。過負荷保護回路２２の動作は実施の形態１と同じである。

　なお、このスイッチング電源装置１０２は、実施の形態１における補助電源回路９を備えないが、内部回路電流供給回路２０からの電流がスイッチ２１ａを介してコンデンサ６２に充電されることで電源電圧ＶＣＣが生成されるので、実施の形態１と同様に、電源電圧ＶＣＣに基づいて動作する。よって、本実施の形態では、内部回路電流供給回路２０が、スイッチング電源制御用半導体装置６０（より厳密には、上述した制御回路）に電力を供給する内部電源供給回路の一例として、スイッチング電源装置１０２内に備えられている。

　過負荷保護回路２２の動作、および、瞬断時における過負荷保護機能の停止については、過負荷検出回路２２１、出力電圧検出用比較器３１およびドレイン電流検出用比較器１２の入力源がフィードバック信号制御回路６３（より厳密には、出力電圧検出回路６１）である点を除いて、実施の形態１と同じである。

　つまり、瞬断時には、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘまで大きくなることを利用して、これをＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路１０で検出し、過負荷保護動作を作動できなくし、瞬断の復帰後に出力電圧が上昇した後に過負荷保護機能が作動できる状態とすることで、従来技術における問題を回避している。よく詳しくは、本実施の形態では、瞬断が発生すると過負荷保護機能が停止した状態となり、その後に入力電圧ＶＩＮが復帰しても、出力電圧ＶＯが復帰するまでは、その状態が維持される。よって、瞬断後においては、入力電圧ＶＩＮが復帰した時およびその直後においては、過負荷保護回路２２の機能が停止されているので、従来のスイッチング電源装置９５における問題、つまり、瞬断後に入力電圧ＶＩＮが復帰するタイミングによっては過負荷保護回路が動作してしまうためにスイッチング電源装置が立ち上がらないことやスイッチング電源装置の立ち上がりが遅れるという不具合が回避される。

　以上の回路構成となることで、瞬停後、電源が停止状態のままで再起動されてしまう問題を確実に回避することができることに加えて、フィードバック信号にて過電流検出レベルを調整していることから、実施の形態１や実施の形態２の第２の一次巻線からの電圧で過電流値を制御する場合比べて出力電圧のばらつきを小さくすることが可能である。

　以上、本発明に係るスイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置について、実施の形態１～３およびその変形例を用いて説明したが、本発明は、これらの実施の形態および変形例に限定されるものではない。本発明の主旨を逸脱しない範囲で、これらの実施の形態および変形例に対して当業者が思いつく各種変形を施して得られる形態や、各実施の形態および変形例における構成要素を任意に組み合わせて実現される形態も、本発明に含まれる。

　たとえば、実施の形態３におけるスイッチング電源制御用半導体装置６０は、実施の形態１におけるスイッチング電源制御用半導体装置３０ａの誤差増幅器１１をフィードバック信号制御回路６３に置き換えたものに相当したが、図５に示されたスイッチング電源制御用半導体装置３０ｂ、あるいは、実施の形態２におけるスイッチング電源制御用半導体装置４０の誤差増幅器１１をフィードバック信号制御回路６３に置き換えたものであってもよい。

　また、実施の形態３におけるスイッチング電源装置１０２は、補助電源回路を備えていなかったが、実施の形態１等と同様の補助電源回路９を備えてもよい。つまり、本発明に係るスイッチング電源装置は、内部回路に電力を供給できる内部電源供給回路として、実施の形態１におる補助電源回路９および内部回路電流供給回路２０の少なくとも一方を備えればよい。

　本発明のスイッチング電源装置は、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こる電源が立ち上がらないことや電源の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができるもので、負荷短絡時などの過負荷状態に対する保護機能を有するスイッチング電源装置に適用できる。

　　　　１　　整流器
　　　　２　　入力コンデンサ
　　　　３　　トランス
　　　　３ａ　第１の一次巻線
　　　　３ｂ　第２の一次巻線
　　　　３ｃ　二次巻線
　　　　４　　ダイオード
　　　　５　　コンデンサ
　　　　６　　負荷
　　　　７　　ダイオード
　　　　８　　コンデンサ
　　　　９　　補助電源回路
　　　１０　　ＭＡＸ－ＤＵＴＹ検出回路
　　　１１　　誤差増幅器
　　　１２　　ドレイン電流検出用比較器
　　　１３　　ドレイン電流検出回路
　　　１５　　ＲＳフリップフロップ回路
　　　１６　　過電流保護回路
　　　１７　　発振器
　　　１８　　最大オンデューティーサイクル信号
　　　１９　　クロック信号
　　　２０　　内部回路電流供給回路
　　　２１　　起動／停止回路
　　　２１ａ　スイッチ
　　　２２、２６　　過負荷保護回路
　　　２３　　ＮＡＮＤ回路
　　　２４　　ゲートドライバー
　　　２５　　スイッチング素子
　　　３０ａ、３０ｂ、４０、６０　スイッチング電源制御用半導体装置
　　　３１　　出力電圧検出用比較器
　　　３２　　基準電圧源
　　　６１　　出力電圧検出回路
　　　６２　　コンデンサ
　　　６３　　フィードバック信号制御回路
　　１００、１０１、１０２　スイッチング電源装置
　　２２１　　過負荷検出回路
　　２２２　　再起動トリガー
　　２２３　　ＲＳフリップフロップ回路
　　２２４　　スイッチ
　　２６１　　比較器
　　２６２　　スイッチ
　　２６３　　タイマー間欠動作回路

Claims

　負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、
　スイッチング素子と、
　前記スイッチング素子の発振動作により、入力される電力を磁気エネルギーとして充電し、前記負荷へ前記電力を放出するインダクタンス成分と、
　前記負荷の増減に応じて、前記スイッチング素子の発振動作を調整する制御回路と、
　当該スイッチング電源装置の過負荷状態を検出し、前記負荷への電力供給量を抑制する過負荷保護回路と、
　前記インダクタンス成分を介して前記負荷に印加される出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
　前記スイッチング素子に供給される入力電圧を検出し、検出した入力電圧が所定の電圧以下になってから、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になるまでの間、前記過負荷保護回路の機能を停止させる過負荷保護機能停止回路と
　を備えるスイッチング電源装置。
　前記過負荷保護機能停止回路は、
　前記発振動作における前記スイッチング素子のオン時間を検出するデューティ検出回路を有し、
　前記デューティ検出回路で検出されたオン時間が所定の時間以上である場合に、前記入力電圧が所定の電圧以下であると判断する
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧を検出することにより、前記出力電圧を検出する
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記インダクタンス成分は、少なくとも２つの一次巻線と一つの二次巻線とを有するトランスであり、
　前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧として、前記２つの一次巻線の一方から得られる交流電力を整流することにより生成された電圧を、検出する
　請求項３記載のスイッチング電源装置。
　前記出力電圧検出回路は、前記電力を放出するインダクタンス成分から出力される電圧と第１の基準電圧との差分を算出する誤差増幅器を有し、
　前記過負荷保護機能停止回路は、前記誤差増幅器からの出力信号と第２の基準電圧とを比較する出力電圧検出用比較器を有し、前記出力電圧検出用比較器で前記誤差増幅器からの出力信号が前記第２の基準電圧よりも小さいと判断されたときに、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧が所定の電圧以上になったと判断する
　請求項３記載のスイッチング電源装置。
　前記出力電圧検出回路は、前記出力電圧を検出し、検出した出力電圧を示す信号を前記過負荷保護機能停止回路にフィードバックするフォトカプラを有する
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記過負荷保護回路は、
　前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、
　前記過負荷検出回路からの出力信号を伝達すること、および、遮断することを行うスイッチと、
　前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をするスイッチング動作停止回路とを有し、
　前記過負荷保護機能停止回路は、前記スイッチをオフさせることで、前記過負荷保護回路の機能を停止させる
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記スイッチング動作停止回路は、前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じてセットされ、前記過負荷状態が解除されたときにリセットされるフリップフロップである
　請求項７記載のスイッチング電源装置。
　前記スイッチング動作停止回路は、前記過負荷検出回路から前記スイッチを介して伝達されてきた前記出力信号に応じて、予め定められた一定時間だけ前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をし、前記一定時間後に前記過負荷状態が解除されているか否かによって前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させるか停止を継続させるかを制御するタイマー間欠動作回路である
　請求項７記載のスイッチング電源装置。
　前記過負荷保護回路は、
　前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、
　前記過負荷検出回路からの出力信号によってセットされ、セットされると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御をするフリップフロップとを有し、
　前記過負荷保護機能停止回路は、前記フリップフロップをリセットし続けることで、前記過負荷保護回路の機能を停止させる
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　負荷に電力を供給するスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用半導体装置であって、
　請求項１記載の制御回路、過負荷保護回路および過負荷保護機能停止回路を備える
　スイッチング電源制御用半導体装置。