WO2012164613A1

WO2012164613A1 - スイッチング電源装置および半導体装置

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Publication number: WO2012164613A1
Application number: PCT/JP2011/003048
Authority: WO
Inventors: 政信天野; 一大村田
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2011-05-31
Filing date: 2011-05-31
Publication date: 2012-12-06

Abstract

　スイッチング電源装置は、瞬断時に発生する出力電圧のオーバーシュートを低減できる装置であり、入力直流電圧が供給されるスイッチング素子（３）と、スイッチング素子（３）によりスイッチングされた入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部（２００）と、出力直流電圧の電圧値を検出し、出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部（５）と、入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定回路（１０）と、フィードバック信号に応じてスイッチング素子（３）のスイッチング動作を制御する制御回路（１４０）と、入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、制御回路（１４０）に入力されるフィードバック信号を予め定められた信号値を上回らない又は下回らない値に制御する信号制御部（１６０）とを備える。

Description

スイッチング電源装置および半導体装置

　本発明は、入力電圧に対してスイッチング素子を通じてスイッチングすることにより出力電圧を制御するスイッチング電源装置および半導体装置に関するものである。

　従来から、家電製品等の一般家庭用機器には、その電源装置として、消費電力の低減化による電力効率の向上等の目的から、半導体（トランジスタなどのスイッチング素子）によるスイッチング動作を利用して出力電圧を制御（安定化など）する半導体装置を有するスイッチング電源装置が広く用いられている。

　たとえば特許文献１には、消費電力を削減して電源効率を向上させるスイッチング電源装置が記載されている。

　図４０は、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。同図において、スイッチング電源装置の制御回路５１５は、補助電源電圧Ｖｃｃと基準電圧との差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成する誤差増幅器５２２と、素子電流検出回路５２３により検出される素子電流検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯとを比較する素子電流検出用比較器５２４とを有している。さらに、制御回路５１５は、誤差電圧信号ＶＥＡＯが下限電圧値よりも小さい場合に、スイッチング信号制御回路５２５に対してスイッチング素子５１４へのスイッチング信号の出力を停止し、誤差電圧信号ＶＥＡＯが上限電圧値よりも大きい場合に、スイッチング信号制御回路５２５に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負荷検出回路５４０を有している。

　これにより、同図のスイッチング電源装置は、簡単な構成で、軽負荷時のスイッチング損失を減らすことにより、消費電力を削減してスイッチング電源装置における電源効率を確実に向上させている。

特開２００１－２２４１６９号公報

　しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、瞬断時に出力電圧のオーバーシュートが発生するという問題がある。出力電圧のオーバーシュートは、負荷の回路にストレスを与え、負荷の回路の寿命劣化や誤動作を引き起こす可能性がある。

　図４１は、瞬断時におけるタイムチャートを示す。同図において、Ｖｉｎはトランス５１３に入力される直流電圧である。Ｖｏは出力電圧生成回路５１６から出力される出力電圧である。Ｖｃｃは電源回路５１９により生成され、制御回路５１５の制御端子Ｔｃに印加される補助電源電圧である。ＩＤはスイッチング素子５１４を流れるドレイン電流である。スイッチング素子５１４は、周波数固定のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が行われる。

　時刻ｔ１において、瞬断が発生して、入力直流電圧Ｖｉｎが低下しはじめる。

　スイッチング素子５１４の素子電流ＩＤは、入力直流電圧Ｖｉｎが低下したときにも、負荷へ供給される出力電力を一定にするために、ドレイン電流ピークＩＤＰが一定のままスイッチング素子のオン時間は長くなっていく。

　時刻ｔ２では、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣまで、スイッチング素子５１４のオンデューティー（オン時間と発振周波数の積）が長くなる。

　ＭＡＸＤＣは、一般的に一定周波数のスイッチング動作を繰り返すＰＷＭ制御では、スイッチング素子５１４のオン時間が長くなりすぎることによって、負荷に過剰な電力供給がされたり、スイッチング素子５１４やその周辺部品での発熱や破壊が起こらないように、オン時間を制限するために設けられている。

　時刻ｔ３において、入力直流電圧Ｖｉｎの低下が止まり、再び上昇を開始する。入力直流電圧Ｖｉｎが上昇しても、スイッチング素子５１４のオンデューティーは、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣで発振しつづける。

　図４１において、ｔ２～ｔ４の期間、ドレイン電流ＩＤは、スイッチング素子５１４のオンデューティーがＭＡＸＤＣで制限されており、ＶＣＣによって制御されない。すなわち、図４１におけるドレイン電流ＩＤは、通常動作時には、ＶＣＣに応じて、点線のように変化するが、入力電圧が低下し、ｔ２～ｔ４の期間は、オンデューティーはＭＡＸＤＣで発振を行っている。

　入力直流電圧Ｖｉｎが下記の式を満たしている間、スイッチング素子５１４は、ＭＡＸＤＣで発振する。ＶＯＲは、反射電圧であり、Ｖｏ×Ｎｐ／Ｎｓ（Ｎｐ：一次側巻数、Ｎｓ：二次側巻数）で表され、スイッチング素子５１４がオフし、二次側巻線に電流が流れるときに一次側に発生する電圧である。

　　　　　ＭＡＸＤＣ＜ＶＯＲ／（Ｖｉｎ＋ＶＯＲ）・・・（Ａ）
　その後、入力電圧が上昇し、下記の式を満たすようになると、ドレイン電流ＩＤは制御端子Ｔｃのレベルによって決まる。

　　　　　ＭＡＸＤＣ＞ＶＯＲ／（Ｖｉｎ＋ＶＯＲ）・・・（Ｂ）
これらの式より、
（１）入力電圧が上昇しても、式（Ａ）を満たす間は、ＭＡＸＤＣで発振する。
（２）入力電圧がさらに上昇し、式（Ｂ）の範囲になると、スイッチング素子５１４は、過電流保護レベル、もしくは、デューティー制御され、ドレイン電流ＩＤは制御端子Ｔｃのレベルによって決まる。

　時刻ｔ４において、入力直流電圧Ｖｉｎが上昇し、式（Ｂ）の範囲に入ると、オンデューティーは最大オンデューティーＭＡＸＤＣに制限されずに、２次側からのフィードバック信号に応じたドレイン電流で発振を行うことができる。

　ここで、負荷状態をフォトカプラを使って、制御端子Ｔｃにフィードバックを行うときや、制御端子Ｔｃに容量がついているとき、これらが遅延要素となり、制御端子Ｔｃの電圧上昇が遅くなり、また、その遅延の間に、制御端子Ｔｃの電圧は低下する。このとき、制御端子Ｔｃの電圧が、Ｖｃｃ（過電流保護レベル）より低い電圧になっていることで、スイッチング素子５１４は過電流保護レベルで発振し続ける。

　その結果、出力電圧が上昇し、フォトトランジスタに電流が供給されて、制御端子Ｔｃの電圧がＶｃｃ（過電流保護レベル）まで上昇する間に、負荷３０には過大な出力電力Ｐｏが供給されてしまうので、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが発生する。

　このようなオーバーシュートは、負荷回路にとって好ましいものではなく、負荷回路にストレスがかかり、負荷回路の寿命劣化や誤動作の可能性がある。

　本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、スイッチング電源装置において、瞬断時に発生する出力電圧のオーバーシュートを低減するスイッチング電源装置および半導体装置を提供することを目的とする。

　上記の課題を解決するため本発明の一形態に係るスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置であって、入力直流電圧が供給されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部と、前記出力直流電圧の電圧値を検出し、前記出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部と、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定部と、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記制御回路に入力される前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御する信号制御部とを備える。

　この構成によれば、瞬断から復帰するときの出力電圧のオーバーシュートを低減することができる。その結果、負荷装置の回路にかかるストレスであって、負荷装置の回路の寿命劣化や誤動作させる可能性があるストレスを低減することができる。

　ここで、前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有し、前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値を下回らない値に制御し、前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値であってもよい。

　ここで、前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を、前記予め定められた値を下回らない値、かつ、前記予め定められた値より高い上限値未満の値に制御し、前記上限値は、前記スイッチング動作の停止電圧値であってもよい。

　この構成によれば、復帰遅れをわずかに発生しながらも、出力オーバーシュートを抑制できる。

　ここで、前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値とし、前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値であってもよい。

　この構成によれば、瞬断からの復帰遅れを発生させなくすることができる。

　ここで、前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有し、前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値を上回らない値に制御し、前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値であってもよい。

　ここで、前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を、前記予め定められた値を上回らない値、かつ、前記予め定められた値より低い下限値より高い値に制御し、前記下限値は、前記スイッチング動作の停止電圧値であってもよい。

　ここで、前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有し、前記信号制御部は、前記出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、前記出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより高い第２レベルとしてもよい。

　一般に、フィードバック信号は負荷が大きければ低くなり、負荷が小さければ高くなる。従って、この構成によれば、負荷の大きさに応じて出力オーバーシュート及び復帰遅れ対策を最適化することができる。

　ここで、前記第２閾値および前記第１レベルはそれぞれ、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値であってもよい。

　この構成によれば、重負荷時には、ＰＷＭ制御にすぐに移行できる電圧に保持することで、オーバーシュートを抑えることができる。

　ここで、前記第２レベルは、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下になった時の前記フィードバック信号の電圧値であってもよい。

　この構成によれば、軽負荷時の出力電圧のオーバーシュートを抑えることができる。

　ここで、前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有し、前記信号制御部は、前記出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、前記出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより低い第２レベルとしてもよい。

　一般に、フィードバック信号は負荷が大きければ高くなり、負荷が小さければ低くる。従って、この構成によれば、負荷の大きさに応じて出力オーバーシュート及び復帰遅れ対策を最適化することができる。

　ここで、前記信号制御部は、前記入力直流電圧から電流を取り出して供給する第１電流供給回路と、前記第１電流供給回路と前記制御回路のフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチと、前記第１スイッチのオン及びオフを制御するスイッチ制御回路とを備え、前記スイッチ制御回路は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にするように、前記第１スイッチのオンおよびオフを制御してもよい。

　ここで、前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、前記信号制御部は、さらに、前記スイッチング電源装置の起動時に前記第１スイッチをオンにする起動制御回路を備えてもよい。

　この構成によれば、第１スイッチは、フィードバック信号のレベル制御に用いられるだけでなく、起動時の電源電圧供給用にも用いられる。つまり、第１スイッチは、フィードバック信号のレベル制御用のスイッチと、起動時の電源電圧供給用スイッチとを兼用するので、２つのスイッチも備える必要がなく、回路面積を小さくすることができる。

　ここで、前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、前記信号制御部は、さらに、前記第１電流供給回路と前記フィードバック信号入力端子との間に介在する第２スイッチと、前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路とを備えてもよい。

　この構成によれば、第１電流供給回路は、第１スイッチと第２スイッチの双方に電流を供給することを兼用するので、２つの電流供給回路を備える必要がなく、回路面積を小さくすることができる。

　ここで、前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、前記信号制御部は、さらに、前記入力直流電圧から電流を取り出して供給する第２電流供給回路と、前記第２電流供給回路と前記制御回路のフィードバック信号入力端子との間に介在する第２スイッチと、前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路とを備えてもよい。

　この構成によれば、２つのスイッチと２つの電流供給回路を供えるので、フィードバック信号のレベル制御と、起動時の電源電圧供給とのそれぞれに必要な電流、スイッチ特性を個別に設定でき、回路設計を容易にすることができる。

　ここで、前記入出力変換部は、１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、前記制御回路は、前記制御回路および前記信号制御部へ電源電圧を供給する第１電源端子と、前記補助巻線に接続され、前記スイッチング電源装置の起動時以外の時に第１電源端子へ電源電圧を供給するための第２電源端子とを有し、前記信号制御部は、さらに、前記第１電流供給回路と前記第１電源端子との間に介在する第２スイッチと、前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路とを備えてもよい。

　この構成によれば、起動時以外（つまりスイッチング電源装置が定常動作するとき）は、補助巻線から第２電源端子を介して第１電源端子に電源電圧が供給される。通常、補助巻線は１次巻線よりも低電圧なので、定常動作時における消費電力を低減することができる。また、第１電流供給回路は、第１スイッチと第２スイッチに兼用されるので２つの電流供給回路を備える必要がなく、回路面積を小さくすることができる。また、フィードバックの応答性が速くなり、オーバーシュートを抑制できる。

　ここで、前記制御回路は、前記制御回路および前記信号制御部へ電源電圧を供給する電源端子を有し、前記第１電流供給回路は、前記電源端子に電圧を供給してもよい。

　この構成によれば、フィードバックの応答性が速くなり、オーバーシュートを抑制できる。

　ここで、前記入力電圧判定部は、（ａ）前記スイッチング動作における前記スイッチング素子のオン時間を検出し、検出したオン時間が所定の時間以上であるか否か、（ｂ）前記スイッチング動作における前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合が所定値以上であるか否かのいずれかを判定することによって、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定してもよい。

　この構成によれば、入力電圧を直接測定する必要がないので、入力電圧を測定するための、抵抗などの部品追加や入力端子の追加、入力電圧が高い場合であっても耐圧の高い部品を用いる必要がなくなり、コストダウンできる。

　ここで、前記入力電圧判定部は、前記入力直流電圧を測定することにより、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定してもよい。

　入力電圧を検出するために入力検出端子を設ける場合には、検出したい入力電圧を自由に設定することができるので、電源回路設計での自由度が向上し、また、入力電圧を精度よく検出することが可能となる。

　ここで、前記フィードバック信号の変動は、前記出力直流電圧の変動に対して遅延してもよい。

　ここで、前記スイッチング電源装置は、（ａ）前記出力電圧検出部に備えられ、前記フィードバック信号を出力するフォトカプラ、および、（ｂ）前記出力電圧検出部で生成された前記フィードバック信号を前記制御回路に伝達するためのフィードバック配線と、一端が前記フィードバック配線に接続された容量素子、の少なくとも一方を備えてもよい。

　また、本発明の一形態における半導体装置は、入力直流電圧が供給されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部と、前記出力直流電圧の電圧値を検出し、前記出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部とを備えるスイッチング電源装置に備えられる半導体装置であって、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定部と、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記制御回路に入力される前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない値に制御する信号制御部とを備える。

　この構成によれば、この半導体装置をスイッチング電源装置に適用することで、上記スイッチング電源装置と同様の効果が奏される。

　本発明のスイッチング電源装置および半導体装置によれば、瞬断からの復帰するときの出力電圧のオーバーシュートを低減することができる。その結果、負荷装置の回路にかかるストレスであって、負荷装置の回路の寿命劣化や誤動作させる可能性があるストレスを低減することができる。

図１Ａは、本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図１Ｂは、本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置における、信号制御部の構成例とその周辺回路とを示すブロック図である。図２は、同実施の形態１の半導体装置における信号制御部の構成例を示すブロック図である。図３Ａは、本実施の形態２のスイッチング電源装置の一構成例を示す詳細な回路図である。図３Ｂは、図３Ａ中の半導体装置の詳細な構成例を示す回路図である。図４Ａは、コントロール端子電圧とスイッチング素子に流れるドレイン電流ＩＤの関係を示した図である。図４Ｂは、同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるＩＤの波形を示す図である。図５Ａは、実施の形態２の半導体装置における入力電圧判定回路の一構成例を示す回路図である。図５Ｂは、図５Ａにおける各信号が変化したときの波形を表した図である。図６は、実施の形態２の半導体装置における入力電圧判定回路の別の一構成例を示す回路図である。図７Ａは、同実施の形態２のスイッチング電源装置における瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図７Ｂは、同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるＩＤの波形を示す図である。図８は、同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるＶＣ（保持電圧）の説明図である。図９は、同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるＶＲ１を変えたときの瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図１０は、同実施の形態２の変形例２のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図１１は、同実施の形態２の変形例２のスイッチング電源装置における瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図１２は、実施の形態３に係るスイッチング電源装置の概略構成を示すブロック図である。図１３は、実施の形態３に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図１４Ａは、同実施の形態３のスイッチング電源装置におけるＶｉｎが第１閾値以下になったときのコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧との関係を示す図である。図１４Ｂは、同実施の形態３のスイッチング電源装置におけるＶｉｎが第１閾値以下になったときのコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧との関係を示す図である。図１５は、同実施の形態３のスイッチング電源装置における図１４Ａの関係をまとめた表である。図１６は、同実施の形態４のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図１７は、同実施の形態４におけるフィードバック電圧に対するスイッチング素子の発振周波数を示す模式図である。図１８は、同実施の形態４における、負荷が変化したときのフィードバック電流に対するスイッチング素子の発振周波数を示す模式図である。図１９は、同実施の形態４のスイッチング電源装置における瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図２０Ａは本実施の形態５のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２０Ｂは、図２０Ａ中の半導体装置の構成例を示す回路図である。図２１は、実施の形態５におけるコントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子３のドレイン電流ＩＤとの関係を示した図である。図２２は、実施の形態５における、負荷が変化したときのコントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子３のドレイン電流ＩＤとの関係を示した図である。図２３は、同実施の形態５のスイッチング電源装置における瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図２４は、同実施の形態５のスイッチング電源装置におけるＶＲ２を変えたときの瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図２５は、同実施の形態５のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２６は、同実施の形態５のスイッチング電源装置における瞬断時の動作を示すタイミングチャートである。図２７は、同実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図２８Ａは、同実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２８Ｂは、図２８Ａ中の同実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２８Ｃは、補助電流供給回路および内部回路電流供給回路と、１次巻線との接続例を示す図である。図２８Ｄは、補助電流供給回路および内部回路電流供給回路と、１次巻線との接続例を示す図である。図２８Ｅは、補助電流供給回路および内部回路電流供給回路と、１次巻線との接続例を示す図である。図２９Ａは、同実施の形態７におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源の一例を示す回路図である。図２９Ｂは、図２９Ａ中の半導体装置の構成を示す回路図である。図３０は、変形例Ａにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３１は、変形例Ａにおける入力電圧判定回路の構成例を示すブロック図である。図３２は、変形例Ａにおける入力電圧判定回路の他の構成例を示すブロック図である。図３３Ａは、変形例Ｂにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３３Ｂは、図３３Ａ中の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図３４は、変形例Ｃにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３５は、変形例Ｄにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３６は、変形例Ｅにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３７は、変形例Ｆにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３８は、変形例Ｇにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３９Ａは、変形例Ｈにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３９Ｂは、図３９Ａ中の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図４０は、従来技術におけるスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。図４１は、従来技術における瞬断時の動作を示すタイムチャートである。

　（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置について図１Ａ、図１Ｂに基づいて概略説明する。

　図１Ａは、実施の形態１に係るスイッチング電源装置の概略的な構成例を示すブロック図である。同図のようにスイッチング電源装置は、入力直流電圧が供給されるスイッチング素子３と、スイッチング素子３によりスイッチングされた入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧に変換する入出力変換部２００と、出力直流電圧の電圧値を検出し、出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部５と、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定回路１０と、フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子３のスイッチング動作を制御する制御回路１４０とを備える。なお、入力電圧判定回路１０、制御回路１４０および信号制御部１６０は、１チップの半導体装置１５内に形成されていてもよい。出力直流電圧は単に出力電圧とも呼ぶ。

　入出力変換部２００は、変圧器２および出力電圧生成回路４を備え、スイッチング素子３によりスイッチングされた入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧に変換する。

　制御回路１４０は、フィードバック制御回路８およびスイッチング制御回路９を備え、フィードバック信号に応じて、出力直流電圧が一定になるようにスイッチング素子３のスイッチング動作を制御する。

　信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、制御回路１４０に入力されるフィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御する。ここで、信号値は、フィードバック信号が電圧信号である場合は電圧値をいい、フィードバック信号が電流信号である場合は電流値をいう。フィードバック信号は、半導体装置１５のコントロール端子（同図のＣＯＮＴＲＯＬ端子）に入力され、その電圧をコントロール端子電圧ＶＣと呼び、特に、フィードバック信号の元の電圧とは異なる値に保持された電圧をＶＣ（保持電圧）と呼ぶ。

　以上の構成によれば、入力電圧判定回路１０によって、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であるか否か、つまり、瞬断が発生しているか否かが判定される。瞬断が発生していると判定される期間（入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間）制御回路１４０に入力されるフィードバック信号は前記予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御される。ここで、前記予め定められた値は、スイッチング素子３に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値であることが望ましい。

　また、フィードバック信号は、出力電圧検出部５の構成に依存して、出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有する場合と、出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有する場合とがある。

　図８は、前者の場合の前記予め定められた値の説明図である。つまり、スイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰとコントロール端子電圧ＶＣとの関係および前記予め定められた値を示す説明図である。

　同図において、コントロール端子電圧ＶＣ（ｍｉｎ）は、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰが最小となるときのコントロール端子電圧ＶＣの電圧値である。ＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）は、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰが過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴになるときのコントロール端子電圧ＶＣの電圧値、つまり、スイッチング素子３に過電流が流れることを防止するための電圧値である。ＶＣ（ＯＦＦ）は、これ以上電圧が低くなると、制御回路１４０の動作が停止するコントロール端子電圧（スイッチング素子３の発振が停止するコントロール端子電圧）である。同図では、ＶＣ（ｍｉｎ）、ＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）、ＶＣ（ＯＦＦ）がそれぞれ６．２Ｖ、５．９Ｖ、５．１Ｖである例を示している。

　ＦＢ制御エリア（I）では、コントロール端子電圧ＶＣの変化に応じてドレイン電流ピーク値ＩＤＰが変化する。ＩＬＩＭＩＴ固定エリア（II）では、コントロール端子電圧ＶＣが変化してもスイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰは過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）で固定される。

　前記予め定められた値は、例えば、同図の（Ｃ）であり、スイッチング素子３に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である。ここでいう実質的に等しい電圧値は、プラスマイナス２０％の範囲内が望ましく、さらには、プラスマイナス１０％がもっと望ましい。

　前者の場合、つまり出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有する場合、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を前記予め定められた値を下回らない信号値（つまり、図８の（Ｃ）を下回らない値）に制御する。

　好ましくは、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を、前記予め定められた値を下回らない値、かつ、前記予め定められた値より高い上限値未満の値（図８の（Ｃ）と（Ｂ）の範囲内）に制御することが望ましい。この上限値は、スイッチング動作の停止電圧値（ＶＣ（ｍｉｎ））であることが望ましい。

　また、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を上記の予め定められた値としてもよい。

　一方、後者の場合つまり出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有する場合、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を前記予め定められた値を上回らない値に制御する。このとき、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を、前記予め定められた値を上回らない値、かつ、前記予め定められた値より低い下限値より高い値に制御することが望ましい。この下限値は、スイッチング動作の停止電圧値であることがのぞましい。なお、信号制御部１６０は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を前記予め定められた値としてもよい。

　以上の構成によれば、瞬断から復帰するときの出力電圧のオーバーシュートを低減することができる。その結果、負荷装置の回路にかかるストレスであって、負荷装置の回路の寿命劣化や誤動作させる可能性があるストレスを低減することができる。

　図１Ｂは、実施の形態１のスイッチング電源装置における信号制御部１６０の構成例とその周辺の回路とを示すブロック図である。

　信号制御部１６０は、電圧源（補助電源ともいう）１２と、補助電源１２とフィードバック信号ラインにパスを形成するスイッチ１３と、入力電圧判定回路１０からの信号を受けたときにスイッチ１３を制御するスイッチ制御回路１４とを有している。

　スイッチ制御回路１４は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、スイッチ１３のオンおよびオフを制御することによって、フィードバック信号が前記予め定められた値を上回らない値または下回らない値にする。

　図１Ａ、図１Ｂの実施の形態１のスイッチング電源装置において、瞬断時の動作について説明する。

　瞬断が発生した場合、入力直流電圧Ｖｉｎが低下すると、入力電圧判定回路１０において、入力電圧が設定された第１閾値より低くなったときに、信号制御部１６０に信号を出力する。

　信号制御部１６０において、入力電圧判定回路１０からの出力信号をスイッチ制御回路１４が受け取ると、補助電源１２とフィードバック信号ラインにパスを形成するスイッチ１３をオンして、出力電圧検出部５からフィードバック制御回路８に入力されるフィードバック信号を、設定された電圧（上記の信号値）に保持するように制御する。フィードバック信号が設定された電圧になると、出力電圧検出部５によって制御されなくなり、出力電圧Ｖｏに対して変化しなくなる。このとき、フィードバック制御回路８から出力される誤差電圧信号も、所定の電圧で保持される。

　瞬断から復帰し、入力直流電圧Ｖｉｎが所定の電圧まで上昇すると、入力電圧判定回路１０からの出力信号を停止する。

　これにより、補助電源１２とフィードバック信号ラインにパスを形成するスイッチ１３はオフするので、再びフィードバック信号は出力電圧検出部５によって出力電圧Ｖｏに応じて制御されようになり、フィードバック制御回路８から出力される誤差電圧信号もフィードバック信号に応じて変化する。

　このように、入力直流電圧Ｖｉｎが低下している間、前記予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にフィードバック信号を予め設定された電圧に保持するように信号制御部１６０が制御することで、瞬断復帰時には出力電圧Ｖｏに対するフィードバック信号の応答性の遅れに対して、瞬時に半導体装置１５のスイッチング制御回路９は、スイッチング素子３を制御できるようになるので、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐことができる。

　なお、フィードバック信号が信号制御部１６０によって保持される電圧は出力電圧の立ち上がり遅れが発生しない程度の電圧が望ましい。

　なお、上述の実施の形態１のスイッチング電源装置では、フィードバック信号は出力電圧が低下する際には低下することを特徴としたが、出力電圧Ｖｏが低下する際にフィードバック信号が上昇するような構成にした場合でも、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートに対して同様の効果がある。

　（実施の形態２）
　本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を、図面に基づいて説明する。

　図２は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置の概略的な構成例を示すブロック図である。同図は、図１Ａ、図１Ｂと比べて信号制御部１６０の代わりに信号制御部１６１を備える点、信号制御部１６１が起動回路７を有している点が主に異なっている。同じ構成要素には同じ符号を付しているので説明を省略し、以下異なる点を中心に説明する。

　起動回路７は、スイッチング電源装置の起動時に起動電圧を生成する回路であり、半導体装置１５１の電源端子ＶＤＤの電圧が、スイッチング素子３が発振を開始する起動電圧に達するまで、電源端子ＶＤＤに接続されたコンデンサ６ａを充電する。同図では、起動回路７は、入力直流電圧Ｖｉｎから起動電圧を生成する例を示している。

　図３Ａは本実施の形態２のスイッチング電源装置の一構成例を示す詳細な回路図である。また、図３Ｂは、図３Ａ中の半導体装置１５１の詳細な構成例を示す回路図である。

　図３Ａに示されるように、入出力変換部２００は、変圧器２（１次巻線２１ａ、補助巻線２１ｂ、２次巻線２１ｃ）と、ダイオード２２と、出力コンデンサ２３とから構成される。また、出力電圧検出部５は、抵抗２４～２６と、コンデンサ２８、３２及び４９と、シャントレギュレータ２９と、フォトカプラ２７（フォトダイオード２７ａ、フォトトランジスタ２７ｂ）と、ダイオード３１とから構成される。

　また、図３Ｂに示されるように、半導体装置１５１は、制御回路１４０と、信号制御部１６１と、入力電圧判定回路１０と、過電流保護基準電源４３とを備える。ここで、制御回路１４０は、フィードバック制御回路８（誤差増幅器３３、抵抗）と、発振器３４と、素子電流検出用比較器３６と、スイッチング制御回路４０（ＲＳフリップフロップ回路３７、ＮＡＮＤ回路３８、ゲートドライバ３９）と、素子電流検出回路３５とから構成される。また、信号制御部１６１は、第１の基準電源４４と、スイッチ制御回路１４（ＶＥＡＯ用比較器４１、ＡＮＤ回路４２）と、起動回路７（起動制御回路７ａ、スイッチ７ｂ）と、内部回路電流供給回路７ｃと、スイッチ１３とから構成される。

　ここで説明するスイッチング電源装置においては、フォトカプラ２７を用いた出力電圧検出回路の構成をとっている。これは、従来技術では、特にフォトカプラを使った構成において、瞬断時の出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが発生しやすいため、本実施形態では、あえてこのような構成をとったスイッチング電源装置で説明を行う。

　以下、前記のように構成されたスイッチング電源装置の動作について説明する。

　図３Ａ、図３Ｂにおいて、まず、入力電源１から入力直流電圧Ｖｉｎが入力され、変圧器２の１次巻線２１ａに印加される。このとき、入力直流電圧Ｖｉｎは、信号制御部１６１に含まれる内部回路電流供給回路７ｃを介して電流供給され、半導体装置１５１のコントロール端子（ＣＯＮＴＲＯＬ）に接続されたコンデンサ４９が充電される。

　その後、半導体装置１５１のコントロール端子電圧ＶＣが起動電圧に達すると、半導体装置１５１が動作を開始する。これにより、スイッチング素子３へのスイッチング動作の制御が開始されるとともに、起動制御回路７ａがスイッチ７ｂを停止する。

　半導体装置１５１は、負荷３０に対する出力電圧Ｖｏが所定の電圧で安定化するように、半導体装置１５１のコントロール端子電圧ＶＣに基づいて、スイッチング素子３によるスイッチング動作する。すなわち、負荷３０が必要とする出力電流Ｉｏに応じて、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰを決めるコントロール端子電圧ＶＣ電圧が変化する。

　ここで、図３Ａ、図３Ｂにおけるコントロール端子は、ＶＤＤ端子の役割を持っており、半導体装置１５１の内部回路にバイアス電流を供給するものとする。

　図４Ａは、コントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰの関係を示した図である。図４Ａにおいて、領域（I）では、コントロール端子電圧ＶＣの変化に応じてドレイン電流ピーク値ＩＤＰが変化する。例えば、負荷３０が軽くなるときには、出力電圧Ｖｏが上昇して、フォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が上昇すると、コントロール端子電圧ＶＣも上昇するので、半導体装置１５１は、図４Ａのようにスイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰを下げるように制御し、負荷３０へ供給するエネルギーが低減する。負荷３０が重くなるときは、逆に、出力電圧Ｖｏが低下して、フォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が減少すると、コントロール端子電圧ＶＣも減少するので、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰを上昇するように制御する。このような帰還がなされることで、出力電流Ｉｏに応じた、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰが制御される。

　図４Ａの領域（II）では、コントロール端子電圧ＶＣが変化してもスイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰは過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）で固定されている。過電流保護レベルは、スイッチング素子３に流れる電流が、流れすぎてスイッチング素子３の劣化や破壊を起こさないようにするために、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰの上限値として設定されている。負荷３０が重負荷になり、出力電圧Ｖｏが低下して下がるときに、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰが過電流保護レベルまでコントロール端子電圧ＶＣが低下したとしても、コントロール端子電圧ＶＣが領域（II）にある間はスイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰは過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）で保持される。

　図４Ｂ上段は、負荷が変動したときのコントロール端子電圧ＶＣの変化を、図４Ｂ下段は、負荷が変動したときのドレイン電流ＩＤの変化を示す図である。図４Ａにおいて、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ピーク値ＩＤＰが最小となるときの半導体装置１５１のコントロール端子電圧ＶＣ（ｍｉｎ）、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰが過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴになるときのコントロール電圧ＶＣをＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）と定義する。

　次に、スイッチング電源装置において、従来技術において、瞬断が発生するときの動作を図７Ａのタイミングチャートを用いて、より詳しく説明する。

　図７Ａのはじめの状態では、入力直流電圧Ｖｉｎがあらかじめ印加されており、スイッチング素子３のスイッチング動作により、負荷３０が必要としているエネルギーが負荷に供給され、出力電圧Ｖｏは所定の値で安定化しているとする。

　図７Ａにおいて、ｔ１～ｔ４の順で、スイッチング電源装置の動作を説明する。ここでは、非連続モード時の動作で説明する。

　ｔ１：瞬断が発生して、入力直流電圧Ｖｉｎが低下しはじめる。

　スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤは、入力直流電圧Ｖｉｎと変圧器２のインダクタンスＬと、スイッチング素子３がオンしている時間Ｔｏｎを使って、下記の通り表わせる。

　ＩＤ＝Ｖｉｎ／Ｌ＊Ｔｏｎ・・・（１）

　また、スイッチング素子３の発振周波数ｆｏｓｃ、電源効率η、トランスのインダクタンスＬを使って、スイッチング素子３のスイッチング動作によって負荷３０へ供給される出力電力Ｐｏは次の通りである。

　Ｐｏ＝（Ｌ＊ＩＤ＾２＊η＊ｆｏｓｃ）／２・・・（２）

　例えば、一定周波数でスイッチング動作を繰り返すＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の電源においては、スイッチング素子３に流れるドレイン電流ＩＤを変化させることで、出力電力Ｐｏを制御する。

　次に、入力電圧が低下したときに供給される出力電力Ｐｏについて考える。

　今、入力直流電圧Ｖｉｎが低下したときにも、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは変化せず、負荷３０へ供給される出力電力は一定になるように制御される。

　このとき、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは変化しないが、式（１）より、入力直流電圧Ｖｉｎが低下するときには、スイッチング素子３のオン時間が比例して、長くなっていく。

　今、入力直流電圧Ｖｉｎが低下したときにも、負荷３０へ供給される出力電力は一定であり、式（２）より、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは変化しない。すると、式（２）において、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは一定なので、入力直流電圧Ｖｉｎの低下にともない、スイッチング素子３のオン時間Ｔｏｎは長くなっていく（図７Ｂの（ａ））。

　ｔ２：スイッチング素子３のオンデューティーＤｏｎは、オン時間Ｔｏｎと発振周波数ｆｏｓｃの積で表わすことができるので（Ｄｏｎ＝Ｔｏｎ×ｆｏｓｃ）、入力電圧が低下することでオン時間が長くなると、オンデューティーＤｏｎも大きくなる。

　そして、オンデューティーＤｏｎは、半導体装置１５１の内部で設定されている、最大デューティーサイクルＭＡＸＤＣまで大きくなる。なお、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣを有する信号をＭＡＸＤＣ信号と呼ぶ。

　最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣは、一般的に一定周波数のスイッチング動作を繰り返すＰＷＭ制御において、スイッチング素子３のオン時間が長くなりすぎることによって、負荷３０に過剰な電力供給がされたり、スイッチング素子３やその周辺部品での発熱や破壊が起こらないように、オン時間を制限するために設けられている。

　最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣは、最大オン時間ＴｏｎｍａｘとＰＷＭ制御の発振周波数ｆｏｓｃ、および周期Ｔには下記の関係がある。

　ＭＡＸＤＣ＝Ｔｏｎｍａｘ／Ｔ＝Ｔｏｎｍａｘ＊ｆｏｓｃ　　（３）
　すなわち、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣが設定されることで、同時に最大となるときのオン時間Ｔｏｎｍａｘが決まる。

　これにより、入力直流電圧Ｖｉｎが低下しても、オン時間Ｔｏｎはこれ以上長くならないので、スイッチング素子３に流れる電流波形の傾きが小さくなり、式（１）より、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは低下する。（図７Ｂ（ｂ））

　ドレインＩＤが低下すると、式（２）にもとづき、出力電力Ｐｏが減り、出力電圧Ｖｏが低下しはじめる。出力電圧Ｖｏが低下すると、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が流れなくなり、コントロール端子への電流供給がなくなるので、コントロール端子電圧Ｖｃも低下していく。

　ｔ３：入力直流電圧Ｖｉｎの低下が止まり、再び上昇を開始する。

　入力直流電圧Ｖｉｎが上昇しても、図７Ａの第１の閾値以上になるまで、コントロール端子電圧Ｖｃに応じたＰＷＭ制御は行われず、オンデューティーは、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣで発振しつづける。

　図７Ａにおいて、ｔ２～ｔ４の期間、ドレイン電流ＩＤは、スイッチング素子３のオンデューティーがＭＡＸＤＣで制限されており、コントロール端子電圧ＶＣによって制御されない。すなわち、図４１におけるドレイン電流ＩＤは、通常動作時には、ＶＣＣに応じて、点線のように変化するが、入力電圧が低下し、ｔ２～ｔ４の期間は、オンデューティーはＭＡＸＤＣでの発振になっている。

　ｔ４：入力電圧が上昇し、前述した式（Ｂ）を満たす入力電圧以上になると、制御回路１４０は、ＰＷＭ制御を再び開始する。

　　　　　ＭＡＸＤＣ＞ＶＯＲ／（Ｖｉｎ＋ＶＯＲ）・・・（Ｂ）
　ｔ４になると、制御回路１４０はＰＷＭ制御を開始するが、コントロール端子電圧ＶＣはＶＣ（ＬＩＭＩＴ）よりも低いので、ドレイン電流ＩＤは過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）に固定された状態で、スイッチング素子３は発振する。（図７Ｂ（ｃ））

　その後、入力直流電圧Ｖｉｎは初期状態にまで戻っても、出力電圧Ｖｏは所定の出力電圧Ｖｏに達するまで、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに電流が流れないので、すぐにコントロール端子電圧ＶＣは上昇しない。

　このため、スイッチング素子３は、過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）に固定された状態で、スイッチング素子３は発振し、負荷３０に電力が供給され、出力電圧Ｖｏは所定の電圧に達する。

　出力電圧Ｖｏが所定の電圧付近に達すると、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに電流が流れ出すので、コントロール端子電圧も上昇しはじめるが、コントロール端子電圧ＶＣがＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）に達するまでは（図７Ａの破線）、過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）に固定された状態で、スイッチング素子３は発振を続ける。その結果、負荷３０には過剰な出力電力Ｐｏが供給されてしまうので、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが発生する。

　コントロール端子電圧ＶＣがＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）以上になり、図４Ａにおける、領域（Ｉ）になると、コントロール端子電圧ＶＣの変化に応じてドレイン電流ピーク値ＩＤＰが変化しはじめ、瞬断が発生する前のドレイン電流ピーク値ＩＤＰに戻る（図７Ｂ（ｄ））。

　通常、半導体装置１５１のコントロール端子には、大きな容量のコンデンサ４９が接続されている。これは、コントロール端子電圧ＶＣが低下する時間を遅くすることで、起動不良を起こさないようにするためである。

　図３Ａのように出力電圧検出部５にフォトカプラ２７が使用されているとき、補助巻線電圧ＶＣＣが立ち上がっても、出力電圧Ｖｏが所定の電圧付近に達するまでは、フォトダイオード２７ａに電流が流れずに、コントロール端子電圧Ｖｃが上昇するのに遅延時間が発生する。

　また、出力電圧Ｖｏが立ち上がり、フォトダイオード２７ａに電流が流れ、フォトトランジスタ２７ｂに電流が流れはじめても、半導体装置１５１のコントロール端子には大きな容量のコンデンサ４９が接続されているため、コントロール端子電圧ＶＣはすぐに持ち上がらない。スイッチング電源装置の半導体装置１５１内部において、誤差増幅器３３ではコントロール端子電圧ＶＣを検出するため、出力電圧Ｖｏに対して、コントロール端子電圧ＶＣに遅延時間が発生する。

　これらのことが原因となり、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが発生する。

　上記では、非連続モードの例を用いて説明したが、連続モードの場合も、入力電圧が低下するときには、同様に、オンデューティーがＭＡＸＤＣまで変化し、出力電圧の低下が発生するので、連続モードのときも非連続モードと同様に、出力電圧のオーバーシュートが発生する。

　連続モードとは、スイッチング電源において、スイッチング素子３がオン・オフ動作しているときに、トランスに常にスイッチング電流が流れているモードのことをいい、このときのスイッチング素子３のオンデューティーＤｏｎは、Ｄｏｎ＝ＶＯＲ／（Ｖｉｎ＋ＶＯＲ）となる。

　非連続モードは、スイッチング電源において、スイッチング素子３がオン・オフ動作しているときに、トランスにスイッチング電流が流れない期間が存在するモードのことをいい、このとき、スイッチング素子３のオンデューティーＤｏｎは、負荷によって変化する。

　これに対して、本実施の形態におけるスイッチング電源装置では、信号制御部１６１が、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間（図７Ａの最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになる期間）、フィードバック信号を前記予め定められた値を下回らない値に制御することにより、上記述べた遅延時間を短縮するので、オーバーシュートの発生を低減することができる。

　図３Ａ、図３Ｂの各部の構成は以下の通りである。

　この半導体装置１５１は、スイッチング素子３の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）とＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）および制御信号を入力するためのコントロール端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子で構成されている。

　誤差増幅器３３は、入力されるコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧とを比較して得られる誤差電圧信号ＶＥＡＯを、素子電流検出用比較器３６のマイナス入力に与えられる。もう一方の素子電流検出用比較器３６のマイナス入力には、過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴが与えられている。

　素子電流検出用比較器３６のプラス入力には、スイッチング素子３のドレインに接続された素子電流検出回路３５から出力される検出電圧ＶＣＬが与えられている。素子電流検出回路３５は、スイッチング素子３に流れる電流を検出し、検出した電流を電圧信号に変換して、検出電圧ＶＣＬとして出力する。

　素子電流検出用比較器３６は、素子電流検出信号ＶＣＬが過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴと誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧のうちの低い方の電圧に達すると、出力信号をＲＳフリップフロップ回路３７のリセット端子へ出力する。

　スイッチング制御回路４０は、セット端子Ｓに発振器３４からのクロック信号ＣＬＫを受け、リセット端子Ｒに素子電流検出用比較器３６からの出力信号を受けるＲＳフリップフロップ回路３７と、第１の入力端子に起動制御回路７ａからの出力信号を受け、第２の入力端子に発振器３４からの出力信号（最大オンデューティサイクルＭＡＸＤＣ）を受け、第３の入力端子にＲＳフリップフロップ回路２６の出力端子Ｑからの出力信号を受けるＮＡＮＤ回路３８と、ＮＡＮＤ回路３８の出力信号を受け、受けた出力信号を反転増幅した制御信号をスイッチング素子３のゲートに出力するゲートドライバ３９とから構成されている。このスイッチング制御回路４０は、ＮＡＮＤ回路３８を備えることにより、起動制御回路７ａからスイッチング電源装置の起動を示すＨ信号が入力され、かつ、発振器３４から最大オンデューティサイクルＭＡＸＤＣを示すＨ信号が入力され、かつ、ＲＳフリップフロップ回路３７の出力端子ＱからＨ信号が入力されているときにだけスイッチング素子３をオンにし、それ以外のときにはスイッチング素子３をオフにする。

　誤差増幅器３３から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴによって、その誤差電圧信号ＶＥＡＯがこの過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴ以上になっても、素子電流検出用比較器３６では、このＶＬＩＭＩＴによって、スイッチング素子３に過電流が流れることが防止される。

　信号制御部１６１の補助電源１２には、内部回路電流供給回路７ｃを通じて、スイッチング素子３のドレイン端子の電位が利用される。信号制御部１６１のスイッチ１３は、補助電源１２として利用されるスイッチング素子３のドレイン端子に接続される内部回路電流供給回路７ｃとコントロール端子の間に配置され、スイッチ制御回路１４によって制御される。

　内部回路電流供給回路７ｃは、内部回路に電流を供給できるよう、ドレイン端子に印加される高電圧を低電圧に変換する役割を果たす。

　スイッチ制御回路１４は、ＶＥＡＯ用比較器４１とＡＮＤ回路４２で構成されている。ＶＥＡＯ用比較器４１の入力のプラス側には、誤差増幅器３３から出力された信号が入力され、マイナス側には、第１の基準電源４４の電圧ＶＲ１が与えられている。これにより、スイッチ制御回路１４は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、制御回路１４０に入力されるフィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御する。すなわち、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰがＩＬＩＭＩＴを超えないようにコントロール端子電圧ＶＣの電圧をＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）を下らないように維持する機能も有する。

　ＡＮＤ回路４２には、ＶＥＡＯ用比較器４１の出力信号と入力電圧判定回路１０から出力された信号が入力される。ＡＮＤ回路４２の出力信号が、スイッチ制御回路１４の出力信号として、信号制御部１６１のスイッチ１３のオンオフを制御する。

　入力電圧判定回路１０は、スイッチング素子３のゲート信号と発振器３４から出力されるＭＡＸＤＣ信号を入力信号とし、それらの信号から入力電源１の入力直流電圧Ｖｉｎが低下し、予め設定された電圧まで低下したことを検出した際にはＨの信号を、スイッチ制御回路１４のＡＮＤ回路４２の入力端子に出力する。

　図５Ａは、実施の形態２の半導体装置における入力電圧判定回路１０の一構成例を示す回路図である。

　スイッチング素子３のゲート信号は、遅れ時間発生回路６７に入力される。ＡＮＤ回路６８ｂの入力には、発振器３４からのＭＡＸＤＣ信号をインバータ６８ａにより反転させた信号、と、スイッチング素子３のゲート信号が遅れ時間発生回路６７により遅れて出力された信号が入力される。

　図５Ｂは、図５Ａにおける信号を波形で表したタイムチャートである。Ａ信号は、ＭＡＸＤＣ信号をインバータにより反転させた信号であり、Ｂ信号はスイッチング素子３のゲート信号が遅れ時間発生回路６７により遅れて出力された信号である。Ｃ信号はＡＮＤ回路６８ｂの出力信号である。

　入力電圧が低下し、スイッチング素子３のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣに達すると、図５Ｂのように、ＡＮＤ回路からの出力信号ＣからＨが出力される。

　ＡＮＤ回路６８ｂから出力された信号は、ＲＳフリップフロップ回路６６のセット信号として入力される。これにより、スイッチング素子３のゲート信号のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣであるときには、ＡＮＤ回路６８ｂの出力からはこの遅れ時間をパルスとした出力信号がＲＳフリップフロップ回路６６のセット信号に入力される。

　ＲＳフリップフロップ回路６６のリセット信号には、ここでは図示しないが、スイッチング素子３のゲート信号のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣではないときに、発振器３４の周期に合わせて、Ｈのパルス信号が出力される。

　このような構成にすることで、スイッチング素子３のゲート信号のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣであるときには、ＲＳフリップフロップ回路６６のＱ信号にはＨの信号が出力され、そのオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣでないときには、Ｑ信号にはＬの信号が出力される。

　図６は、実施の形態２の半導体装置における入力電圧判定回路１０の別の一構成例を示す回路図である。図５Ａの入力電圧判定回路１０との違いは、発振器３４のＭＡＸＤＣ信号の代わりにオン時間生成回路６９によって生成されるオン時間Ｔｏｎ１の正パルス幅を有するＴｏｎ１信号が使われている。

　図５Ａのときの入力電圧判定回路１０と同じ考え方で、スイッチング素子３のゲート信号のオン時間がオン時間生成回路６９により生成されたオン時間Ｔｏｎ１になると、ＲＳフリップフロップ回路６６のＱ信号にはＨの信号が出力される。このように、オン時間生成回路のオン時間Ｔｏｎ１を設定することで、オン時間によって、入力電源１の入力直流電圧Ｖｉｎを検出する閾値を設定することが可能である。

　なお、スイッチング素子３のゲート信号は最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣであるときのオン時間以上に長くはならないので、オン時間生成回路６９によって生成されるオン時間Ｔｏｎ１は最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣであるときのオン時間以下に設定する必要がある。

　また、オン時間生成回路６９をオンデューティー生成回路に置き換えることで、ＭＡＸＤＣではない閾値で、入力直流電圧Ｖｉｎの閾値を設定することが可能である。

　このように、入力直流電圧が第１閾値以下になったことを、オンデューティーもしくはオン時間が広くなることを利用することで、入力電圧測定用の検出端子や部品を追加しなくてもよい。

　次に、本実施の形態２の半導体装置１５１を備えたスイッチング電源装置における瞬断時の動作について、図７Ａのタイミングチャートを基により詳細に説明する。

　ここでは、入力電源１の入力直流電圧Ｖｉｎが印加され、半導体装置１５１の起動回路７により、図３Ｂにおいて、半導体装置１５１のコントロール端子に接続されたコンデンサ４９は充電され、コントロール端子電圧ＶＣは起動電圧にまで達し、スイッチング素子３が発振を開始している状態とする。

　ｔ１：瞬断が発生して、入力電源１の入力直流電圧Ｖｉｎが低下しはじめる。入力直流電圧Ｖｉｎが低下したときも、負荷３０へ供給される同じ出力電力になるように制御されるので、スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤは変化せずに、式（１）より、入力直流電圧Ｖｉｎの低下に伴い、スイッチング素子３のオンデューティーは大きくなる。

　ｔ２：スイッチング素子３のオンデューティーが大きくなり、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣに達すると、それ以上大きくならないように制限されるので、スイッチング素子３に流れる電流波形の傾き（＝Ｖｉｎ／Ｌ）が小さくなり、スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤは低下していく（図７Ｂ（ｂ）参照）。

　ドレイン電流ピーク値ＩＤＰが低下すると、負荷３０に供給される出力電力Ｐｏが減るので、出力電圧Ｖｏが低下しはじめる。出力電圧Ｖｏが低下すると、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が流れなくなり、半導体装置１５１のコントロール端子に電流供給がなくなるので、コントロール端子電圧ＶＣは、半導体装置１５１で消費される電力により低下していく。

　ｔ３：入力直流電圧Ｖｉｎは低下が止まり、上昇しはじめる。入力直流電圧Ｖｉｎが上昇することで、スイッチング素子３の電流波形の傾き（＝Ｖｉｎ／Ｌ）は大きくなるが、スイッチング素子のオンデューティーは、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣで制限されたまま発振しつづける。

　ｔ２～ｔ４において、実施の形態２においては、入力電圧判定回路１０ではスイッチング素子３のオンデューティーは最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになっているので、Ｈの信号をＡＮＤ回路４２に入力する。

　図３Ｂにおいて、スイッチ制御回路１４のＶＥＡＯ用比較器４１では、コントロール端子電圧ＶＣが低下して、誤差増幅器３３によりコントロール端子電圧ＶＣから変換された誤差電圧信号ＶＥＡＯが第１の基準電源４４の電圧ＶＲ１に達すると、ＶＥＡＯ用比較器４１はＨの出力信号をＡＮＤ回路４２に入力する。

　ＡＮＤ回路４２の二つの入力端子にＨ信号が入力されることで、ＡＮＤ回路４２からＨの出力信号が出力され、信号制御部１６１のスイッチ１３はオンする。すなわち、スイッチ制御回路１４は、スイッチ１３をオンし、スイッチング素子３のドレイン端子から、内部回路電流供給回路７ｃを経由して、コントロール端子に充電電流を流すパスを形成する。

　これにより、コントロール端子電圧ＶＣは上昇するが、誤差増幅器３３の働きにより、誤差電圧信号ＶＥＡＯを下げるので、ＶＥＡＯ用比較器４１の出力信号はＬに反転する。このため、ＡＮＤ回路４２からＬの信号が出力され、再びスイッチ１３はオフするので、スイッチング素子３のドレイン端子からコントロール端子に流れる充電電流はカットされ、コントロール端子電圧ＶＣは再び低下し始める。しかし、再び、誤差電圧信号ＶＥＡＯが第１の基準電源４４の電圧ＶＲ１に達すると、信号制御部１６１のスイッチ１３はオンし、コントロール端子に充電電流を流すパスが形成され、コントロール端子電圧ＶＣは上昇する。

　このような動作を繰り返しながら、入力電圧判定回路１０がＨ信号を出力している間は、前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない値に制御する（コントロール端子電圧ＶＣをＶＣ（保持電圧）で保持する。図７ＡのＶＣ波形を参照）。

　ｔ４：さらに、入力直流電圧Ｖｉｎが上昇することで、スイッチング素子３のオンデューティーは最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣ以下になり、制御回路１４０はＰＷＭ制御を行うようになる。スイッチング素子３のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣでなくなることで、入力電圧判定回路１０はＬの信号を出力する。これにより、ＡＮＤ回路４２にはＬが入力されるので、ＡＮＤ回路４２からＬが出力され、スイッチ１３はオフされる。

　信号制御部１６１の働きにより、コントロール端子電圧ＶＣは、ＶＣ（ＬＩＭＩＴ）よりも低いが、破線で示した従来のコントロール端子電圧ＶＣよりも高い電圧になっている。

　図７Ａで、ｔ４の後、入力直流電圧Ｖｉｎは所定の電圧まで戻っても、出力電圧Ｖｏは所定の出力電圧まで達しておらず、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに電流が流れず、すぐにコントロール端子電圧ＶＣは上昇しない。しかし、スイッチング素子３はドレイン電流ピーク値ＩＤＰが過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）で発振するので、すぐに出力電圧Ｖｏは所定の電圧に達する。出力電圧Ｖｏが所定の電圧に達すると、フォトダイオード２７ａに電流が流れることで、フォトトランジスタ２７ｂに電流が流れ出すので、コントロール端子電圧ＶＣも上昇しはじめる。

　このとき、コントロール端子電圧ＶＣは、従来のスイッチング電源装置のコントロール端子電圧ＶＣより高い電圧になっているので、スイッチング素子３は過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）に固定された状態で発振する時間が短くなる。

　その結果、負荷３０に供給される出力電力Ｐｏが従来よりも小さく抑えることができるので、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが抑制することができる。

　なお、従来の回路のようにフォトカプラを使用していないときも、コントロール端子に容量などの遅延を発生させる要素がある場合、出力電圧のオーバーシュートは起こりえるので、この実施の形態にすることで、課題を解決できる。

　（実施の形態２の変形例１）
　実施の形態２の変形例１に係るスイッチング電源装置は、ほぼ実施の形態２のスイッチング電源装置と同じであるが、実施の形態１と比較して、ＶＣ（保持電圧）をＶＬＩＭＩＴ近傍より高い電圧とした点が異なる。図９は、ＶＥＡＯ用比較器４１の第１の基準電圧ＶＲをＶＬＩＭＩＴより高く設定した場合、すなわち、ＶＣ（保持電圧）つまり前記予め定められた値をＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）より高い電圧に設定したときのタイミングチャートを示している。

　図９に示すとおり、ｔ２でオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになると、次のように動作する。

　オンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣなので、ＡＮＤ回路４２の片側にはＨが入力されているが、例えば、オンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになったときに、誤差電圧信号ＶＥＡＯがＶＲよりも低いときには、ＶＥＡＯ用比較器４１からＨ信号が出力され、ＡＮＤ回路４２のもう一方にもＨの信号が入力され、その結果、ＡＮＤ回路４２の出力からＨの信号により、スイッチ１３をオンし、コントロール端子電圧ＶＣが上昇する。

　この信号制御部１６１の働きによりコントロール端子電圧ＶＣが上昇すると、スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤは下がるように制御される。ここで、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰが下がることで、スイッチング素子３のオンデューティーは最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣではなくなり、再びＰＷＭ制御が行われる。しかし、入力直流電圧Ｖｉｎが低下していくので、スイッチング素子３の電流波形の傾き（＝Ｖｉｎ／Ｌ）は小さくなり、再びオンデューティーは最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになる。このような動作を繰り返した結果、図９のＶＣの波形のように、設定されたＶＣ（保持電圧）まで上昇していく。

　ｔ４で、入力直流電圧Ｖｉｎが上昇して、スイッチング素子３のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣで制御されなくなり、スイッチング素子３はＰＷＭ制御が可能となる。このとき、出力電圧Ｖｏは低下しているので、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂの電流供給が行われず、半導体装置１５１で消費される電力によりコントロール端子電圧ＶＣは低下していく。コントロール端子電圧ＶＣが高いことで、スイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰは低くなっているので、負荷３０に供給される出力電力Ｐｏも小さい。

　その後、出力電圧Ｖｏが上昇し、所定の電圧まで立ち上がると、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂの電流供給が行われるようになりコントロール端子電圧ＶＣは上昇していき、通常動作時のコントロール端子電圧ＶＣに復帰する。

　このように、ＶＣ（保持電圧）をＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）よりも高く設定することで、瞬断から復帰するとき、スイッチング素子３のドレイン電流が低い状態で発振をスタートするので、過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）に固定された状態で発振する時間が短くなる、もしくは、なくなる。その結果、瞬断からの復帰時、出力電圧Ｖｏの立ち上がりにわずかに遅れが発生するが、負荷３０に供給される出力電力Ｐｏは従来よりも小さく抑えることができ、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制することができる。

　なお、ＶＣ（保持電圧）がスイッチング素子３のドレイン電流が最小であるコントロール端子電圧ＶＣで設定される場合（図４ＡのＶＣ（ｍｉｎ）にあたる場合）でも、出力電圧Ｖｏの立ち上がり遅れ時間は数ｍｓｅｃ程度であり、出力電圧Ｖｏの立ち上がり遅れの問題にならないレベルである。よって、ＶＣ（保持電圧）がコントロール端子電圧ＶＣの通常動作範囲内に設定されているときには、出力電圧Ｖｏの立ち上がり遅れ時間は問題とならない。

　（実施の形態２の変形例２）
　実施の形態２の変形例２に係るスイッチング電源装置は、ほぼ実施の形態２のスイッチング電源装置と同じであるが、実施の形態２と比較して、ＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力に第１の基準電源４４の電圧ＶＲ１に代わり過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴが入力されている点が異なる。

　図１０は本実施の形態２の変形例２のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。

　図１０における実施の形態２の変形例２のスイッチング電源装置と、実施の形態２のスイッチング電源装置との違いは、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６２を備える点と、スイッチ制御回路１４におけるＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力になっている点とであり、これは、実施の形態２の変形例２では素子電流検出用比較器３６の過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴと共通になっている。入力電圧判定回路１０からのＨの信号が出力され、誤差電圧信号ＶＥＡＯがＶＬＩＭＩＴより低くなって、ＶＥＡＯ用比較器４１よりＨの信号が出力されることで、ＡＮＤ回路４２からＨ信号が出力される。このとき、スイッチ１３はオンする。このため、信号制御部１６２により誤差電圧信号ＶＥＡＯをＶＬＩＭＩＴで保持するような制御がかかる。

　次に、実施の形態２の変形例２のタイミングチャートに基づいて、瞬断時の動作を説明する。図１１では、ＶＣ（保持電圧）はＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）と実質的に等しい値になっている。

　実施の形態２ではコントロール端子電圧ＶＣは、入力電圧が低下し、オンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣになることで、予め定められたＶＣ（保持電圧）で保持されていたのに対し、実施の形態２の変形例２ではＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力が過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴになっていることで、コントロール端子電圧ＶＣはＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）で保持される。

　図１１において、ｔ４で入力直流電圧Ｖｉｎが上昇し、スイッチング素子３のオンデューティーが最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣでなくなると、入力電圧判定回路１０からの出力信号がＬに切り替わる。

　その後、スイッチング素子３はドレイン電流ピーク値ＩＤＰがＩＬＩＭＩＴで発振を続け、負荷３０に電力が供給されて、出力電圧Ｖｏが所定の出力電圧まで上昇する。

　このとき、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂから電流供給が行われるまで、半導体装置１５２で消費される電力によりコントロール端子電圧ＶＣが低下する。出力電圧Ｖｏが所定の電圧まで立ち上がると、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂから電流供給が行われるようになり、コントロール端子電圧ＶＣが上昇しはじめる。

　ここで、ＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）から出力電圧Ｖｏが立ち上がるまでの間、コントロール端子電圧ＶＣは低下するが、出力電圧Ｖｏが立ち上がった後は、コントロール端子電圧ＶＣは直ちにＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）まで上昇し、ＰＷＭ制御に移行できる。

　これにより、瞬断復帰時に、出力電圧Ｖｏの立ち上がり遅れがなく、負荷３０に過剰な出力電力Ｐｏが供給されなくなり、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐことができる。

　（実施の形態３）
　実施の形態３に係るスイッチング電源装置は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置とほぼ同じであるが、実施の形態２に係るスイッチング電源装置と比較して、負荷の大きさに応じてＶＣ（保持電圧）のレベルを変更する点が異なる。

　具体的には、フィードバック信号は前記出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有するものとし、信号制御部は、出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより高い第２レベルとする）。

　より具体的には、第２閾値および第１レベルはそれぞれ、スイッチング素子３に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である。

　図１２は、実施の形態３に係るスイッチング電源装置の概略構成を示すブロック図である。同図は、図１Ａ、図１Ｂと比べて、ほぼ同じ構成であるが、半導体装置１５の代わりに半導体装置１５３を備える点と、信号制御部１６０の代わりに信号制御部１６３を備える点とが異なる。半導体装置１５３内の信号制御部１６３が、出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより高い第２レベルとする点が異なっている。

　図１３は、実施の形態３に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一構成例を示す回路図である。同図は、図３Ｂと比べて、第１の基準電源４４の代わりに電圧保持回路２１０を備える点が異なる。

　電圧保持回路２１０は、常に誤差電圧信号ＶＥＡＯのレベルを監視しており、入力電圧判定回路１０により瞬断が検出された時（入力直流電圧Ｖｉｎが第１閾値をなったとき）に、当該検出時の直前の誤差電圧信号ＶＥＡＯのレベルに応じた基準電位を生成する。言い換えると、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣを検出した場合に、当該検出時の誤差電圧信号ＶＥＡＯのレベルに応じた基準電位を生成する。これにより、例えば、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣを検出したときのフィードバック信号のレベルを、上記の信号値とすることができる。

　図１４Ａは、フィードバック信号が出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有する場合の、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣ検出時（つまり入力直流電圧Ｖｉｎが第１閾値になったとき）のコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧との関係を示す図である。同図の縦軸は、ＶＣ維持レベルつまり前記信号値を示す。横軸は、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣ検出時（つまり入力直流電圧Ｖｉｎが第１閾値になった時）のコントロール端子電圧ＶＣの値を示す。

　Ａの線およびＢの線共に、信号制御部１６３は、出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより高い第２レベルとすることを示す。

　Ｂの線では、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣを検出したときのフィードバック信号のレベルを、前記信号値としている。ここで、第２閾値および第１レベルはそれぞれ、スイッチング素子３に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値としてもよい。

　図１５は、図１４Ａにおける「負荷」の大きさと、「コントロール端子電圧ＶＣ」、「誤差電圧信号ＶＥＡＯ」および「基準電位ＶＲ」との関係をまとめた表である。この表では、入力直流電圧Ｖｉｎが第１閾値になる直前の負荷が小さいとき（コントロール端子電圧ＶＣは高くなり、誤差電圧信号ＶＥＡＯは低くなっているとき）、ＶＥＡＯ用比較器４１の基準電位ＶＲは、低いレベルで維持されることを表している。また、入力直流電圧Ｖｉｎが第１閾値になる直前の負荷が大きいとき（コントロール端子電圧ＶＣは低くなり、誤差電圧信号ＶＥＡＯは高くなっているとき）、ＶＥＡＯ用比較器４１の基準電位ＶＲは、高いレベルで維持される。

　このように、本実施形態におけるスイッチング電源装置は、入力直流電圧Ｖｉｎが第１の閾値になったときの負荷の大きさに応じて、基準電位ＶＲひいてはＶＣ（保持電圧）のレベルを変更することができる。

　負荷が軽いときにオーバーシュートが起きやすいので、負荷状態に応じてオーバーシュートを抑えるように制御する必要がある。図１４Ａによれば、入力直流電圧Ｖｉｎが第１の閾値になったときの負荷の大きさに応じて、ＶＣ（保持電圧）のレベルを最適化することができる。

　また、図１４Ｂはフィードバック信号が出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有する場合の、最大オンデューティーサイクルＭＡＸＤＣ検出時のコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧との関係を示す図である。同図は、図１４Ａに対して、コントロール端子電圧ＶＣの増加方向が逆である点が異なっている。

　（実施の形態４）
　実施の形態４に係るスイッチング電源装置は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置とほぼ同じであるが、実施の形態２に係るスイッチング装置と比較して、スイッチング素子のスイッチング制御方法が異なる。具体的には、スイッチング素子の制御方法が、実施の形態２ではＰＷＭ制御であったが、本実施の形態４ではＰＦＭ制御である点が異なる。

　本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置を、図面に基づいて説明する。

　図１６は本実施の形態４のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。

　図３Ｂのスイッチング電源装置と比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５４を備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６４を備える点とが異なり、その他は同様の構成である。なお、信号制御部１６４は信号制御部１６１と同じでよい。

　誤差増幅器３３により、コントロール端子電圧ＶＣと基準電圧とを比較して得られる誤差電圧信号ＶＥＡＯは、発振周波数調整回路４５に入力される。

　発振周波数調整回路４５は、誤差増幅器３３から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧が、ここでは図示されない発振周波数調整回路４５内部で設定された基準電圧を越えた差分に応じてクロック信号ＣＬＫの発振周波数を変化させる。

　素子電流検出回路３５は、スイッチング素子３に流れる電流を検出して素子電流検出信号ＶＣＬを出力する。素子電流検出用比較器４６は、電流保護基準電源の電圧ＶＬＩＭＩＴと素子電流検出信号ＶＣＬとを比較して、両者の信号が等しくなったときに、出力信号をＲＳフリップフロップ回路３７のリセット端子へ出力する。

　図１７は、コントロール端子電圧ＶＣと発振周波数の関係を示した図である。図１７において、ｆｏｓｃ＿ｍａｘはドレイン電流ピーク値ＩＤＰがＩＬＩＭＩＴになるときの発振周波数である。ＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍａｘ）は図４ＡのＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）に、ＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍｉｎ）は図４ＡのＶＣ（ｍｉｎ）に対応している。領域（III）では、コントロール端子電圧ＶＣの変化に応じて発振周波数が変化する。例えば、負荷３０が軽くなるときには、出力電圧Ｖｏが上昇して、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が増えると、コントロール端子電圧ＶＣが上昇するので、半導体装置１５４は、図１７のように発振周波数を低下するように制御し、負荷３０へ供給する電力を低減する。負荷３０が重くなるときは、逆に、出力電圧Ｖｏが低下して、フォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が減少すると、コントロール端子電圧ＶＣも減少するので、発振周波数を上昇させるように制御する。このような帰還がなされることで、スイッチング素子３の発振周波数が制御されて、これにより、負荷３０が重くなっても出力電圧Ｖｏを一定値に安定化できる。

　図１７の領域（IV）では、コントロール端子電圧ＶＣが変化しても、発振周波数が最大周波数ｆｏｓｃ＿ｍａｘで固定されている。

　図１８は負荷３０が変化したときの、コントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子３の発振周波数の波形の様子を示している。図１８からわかるように、コントロール端子電圧ＶＣが低下することで発振周波数を増加させ、重負荷時にコントロール端子電圧ＶＣがＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍａｘ）以下では最大発振周波数になる。コントロール端子電圧ＶＣが上昇してＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍａｘ）を越えると、発振周波数は最大発振周波数ｆｏｓｃ＿ｍａｘから低下していく。このとき、スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤは、素子電流検出用比較器４６の過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴによって決まり、コントロール端子電圧ＶＣが変化しても、固定された状態としている。

　すなわち、前述の式（２）に基づき、実施の形態２ではスイッチング素子３のドレイン電流ＩＤを制御していたが、実施の形態４ではスイッチング素子３の発振周波数ｆｏｓｃを制御することで、出力電力Ｐｏを調整している。

　図１９は、実施の形態４のスイッチング電源装置における、瞬断時の動作を説明するためのタイミングチャートである。

　実施の形態２と実施の形態４では、負荷３０に供給する出力電力Ｐｏを調整するパラメータがスイッチング素子３のドレイン電流ＩＤか、発振周波数ｆｏｓｃかだけの違いである。すなわち、図１９では、図７Ａのスイッチング素子のドレイン電流ピーク値ＩＤＰの波形が発振周波数ｆｏｓｃの波形に変わっているだけで、実施の形態２と同じメカニズムで出力電圧Ｖｏのオーバーシュートに効果がある。

　また、ＶＣ（保持電圧）をＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍａｘ）以上に設定した場合にも、負荷３０に供給する出力電力Ｐｏを調整するパラメータがスイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰか、発振周波数ｆｏｓｃかの違いだけであり、瞬断からの復帰時には、発振周波数ｆｏｓｃが変化できるように変化し、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが防止できる。

　また、ＶＣ（保持電圧）をＶＣ（ｆｏｓｃ＿ｍａｘ）になるように、図１６においてＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力の電圧を設定するときには、図１１において、スイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰの波形が発振周波数ｆｏｓｃの波形に変わるだけで、オーバーシュートに対して同じように効果を得られる。よって、出力電圧Ｖｏの立ち上がり遅れ時間がなく、負荷３０に供給される過大な出力電力Ｐｏを抑制でき、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制することができる。

　（実施の形態５）
　実施の形態５に係るスイッチング電源装置は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置と比較して、フィードバック信号の制御方向が逆である点が異なっている。言い換えると、フィードバック信号は、出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有する。信号制御部は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を前記予め定められた値を上回らない値に制御する。予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値でよい。。

　本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置を、図面に基づいて説明する。

　図２０Ａは本実施の形態５のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。また、図２０Ｂは、図２０Ａ中の半導体装置１５５の構成例を示す回路図である。図２０Ｂは、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５５を備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６５を備える点とが異なる。実施の形態５において、実施の形態２のスイッチング電源装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

　定電流源４７はコントロール端子に接続され、コントロール端子から定電流が流れ出す。

　フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂは、ダイオード３１のカソードとコンデンサ４９と半導体装置１５５のコントロール端子に接続されている。

　４８は誤差増幅器であり、半導体装置１５５のコントロール端子電圧ＶＣがプラス入力として与えられる。この誤差増幅器４８のマイナス入力端子には、予め設定された所定の基準電圧が与えられており、誤差増幅器４８は、入力されるコントロール端子電圧ＶＣと基準電圧とを比較して得られる誤差電圧信号ＶＥＡＯを、素子電流検出用比較器３６のマイナス入力に出力する。

　図２１、図２２は、実施の形態５におけるコントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子３のドレイン電流ＩＤとの関係を示した図である。実施の形態５では、図４Ａ、図４Ｂに対して、コントロール端子電圧ＶＣの向きが異なる。

　領域（VI）では、コントロール端子電圧ＶＣの変化に応じてスイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰが変化する。例えば、負荷３０が軽くなるときには、出力電圧Ｖｏが上昇して、フォトカプラ２７のフォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が増えると、コントロール端子電圧ＶＣが下降するので、半導体装置１５５は、図２２のようにドレイン電流ピーク値ＩＤＰを低下するように制御し、負荷３０へ供給するエネルギーを低減する。負荷３０が重くなるときは、逆に、出力電圧Ｖｏが低下して、フォトトランジスタ２７ｂに流れる電流が減少すると、コントロール端子電圧ＶＣが上昇するので、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰを上昇させるように制御する。このような帰還がなされることで、スイッチング素子３のドレイン電流ＩＤが制御されて、これにより、負荷３０が重くなっても出力電圧Ｖｏを一定値に安定化できる。

　図２１、図２２の領域（Ｖ）では、コントロール端子電圧ＶＣが変化しても、スイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰがＩＬＩＭＩＴで固定されている。負荷３０が重負荷になり、出力電圧Ｖｏが低下して、スイッチング素子３のドレイン電流ピーク値ＩＤＰが過電流保護レベルになるまでコントロール端子電圧ＶＣが低下した後、コントロール端子電圧が領域（Ｖ）にある間は過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）で固定されたままである。

　さらに、図２２は負荷３０が変化したときの、コントロール端子電圧ＶＣとスイッチング素子のドレイン電流ＩＤの波形の様子を示している。図２２からわかるように、コントロール端子電圧ＶＣが上昇することでドレイン電流ピーク値ＩＤＰを増加させ、重負荷時にコントロール端子電圧ＶＣがＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）以下では過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴになる。コントロール端子電圧ＶＣが下降してＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）を越えると、ドレイン電流ピーク値ＩＤＰは過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴから低下していく。

　次に、実施の形態５のスイッチング電源装置における瞬断時の動作について、図２３に示すタイミングチャートに基づいて説明する。

　図２３の実施の形態５のタイミングチャートと図７Ａの実施の形態１のタイミングチャートの違いは、コントロール端子電圧ＶＣが負荷変動に対して単調増加するか、単調減少するかだけである。すなわち、実施の形態２では、負荷が重くなり、出力電圧Ｖｏが低下するときには、コントロール端子電圧ＶＣが上昇していたのに対し、実施の形態５では負荷が重くなり、出力電圧Ｖｏが低下するときには、コントロール端子電圧ＶＣが上昇する。

　よって、図２３のＶＣ波形において、コントロール端子電圧ＶＣを予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御することで、図７Ａの実施の形態１のように、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐのに同じ効果がある。

　（実施の形態５の変形例１）
　また、図２０Ａのスイッチング電源装置において、ＶＣ（保持電圧）をＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）より低くなるように設定することで、図２４の瞬断発生時のタイミングチャートでは、図９に示した実施の形態２変形例１のように、出力電圧Ｖｏのわずかな立ち上がり遅れ時間は発生するが、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを抑制することができる。

　（実施の形態５の変形例２）
　図２５は実施の形態５の変形例２のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２５における実施の形態５のスイッチング電源装置と、実施の形態５のスイッチング電源装置との違いは、半導体装置１５５の代わりに半導体装置１５６を備える点と、信号制御部１６５の代わりに信号制御部１６６を備える点とが異なる。半導体装置１５６中のスイッチ制御回路１４におけるＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力だけが異なり、このＶＥＡＯ用比較器４１のマイナス入力は、実施の形態５の変形例２では素子電流検出用比較器３６の過電流保護基準電源４３の電圧ＶＬＩＭＩＴと共通になっている。スイッチ制御回路１４が、入力電圧判定回路１０の信号を受け取ったときには、信号制御部１６６により誤差電圧信号ＶＥＡＯをＶＬＩＭＩＴで保持するような制御がかかる。

　図２５のスイッチング電源装置における瞬断時の動作について、図２６のタイミングチャートは、図２３のタイミングチャートと比べて、ＶＣ（保持電圧）だけが異なる。図２６において、ＶＣ（保持電圧）はＶＣ（ＩＬＩＭＩＴ）である。

　また、図１０に対してコントロール端子電圧ＶＣが単調減少であるか、単調増加であるかが異なるのみで、出力電圧のオーバーシュートに対して図１０と同じ効果がある。

　（実施の形態６）
　実施の形態６では、入力直流電圧Ｖｉｎを利用して、第１スイッチのオン及びオフを制御することにより、フィードバック信号のレベルを制御する構成について説明する。

　図２７は、実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。

　スイッチ１３は、フィードバック信号ラインと、補助電流供給回路１３ａを介して入力端子ＶＩｎに接続されている。

　図２８Ａは実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図２８Ｂは、図２８Ａ中の半導体装置１５８の一構成例を示す回路図である。図２８Ｂは、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５８を備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６７を備える点とが異なる。実施の形態６において、実施の形態２のスイッチング電源装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

　半導体装置１５８は、ＤＲＡＩＮ端子とＳＯＵＲＣＥ端子およびコントロール端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子に加え、入力端子（Ｖｉｎ端子）を併せ持つ。

　図２８Ａの実施の形態６において、図３Ａの実施の形態２との違いは、信号制御部１６７において、スイッチ１３に接続される補助電源１２のみである。図２８Ｂにおいて、補助電源１２として入力電圧Ｖｉｎ供給ラインは、半導体装置１５８の入力端子Ｖｉｎに接続され、半導体装置１５８の内部の補助電流供給回路１３ａを介してスイッチ１３に接続されている。

　信号制御部１６７は、入力直流電圧ＶｉｎからＶｉｎ端子を介して電流を取り出して供給する補助電流供給回路（第１電流供給回路）１３ａと、補助電流供給回路１３ａと制御回路１４０のフィードバック信号入力端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）との間に介在する第１スイッチ１３と、第１スイッチ１３のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１４とを備える。

　スイッチ制御回路１４は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にするように、第１電流供給回路とフィードバック信号入力端子との間の第１スイッチをオンおよびオフ制御する。

　制御回路１４０および信号制御部１６７は、フィードバック信号入力端子ＣＯＮＴＲＯＬから供給される電圧を電源電圧として動作する。

　信号制御部１６７は、さらに、入力直流電圧ＶｉｎからＤＲＡＩＮ端子を介して電流を取り出して供給する内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃと、内部回路電流供給回路７ｃと制御回路１４０のフィードバック信号入力端子ＣＯＮＴＲＯＬとの間に介在する第２スイッチ７ｂと、スイッチング電源装置の起動時に第２スイッチ７ｂをオンにする起動制御回路７ａとを備える。

　この構成によれば、２つのスイッチと２つの電流供給回路を供えるので、フィードバック信号のレベル制御と、起動時の電源電圧供給とのそれぞれに必要な電流（電流駆動能力）およびスイッチ特性を個別に設定でき、回路設計を容易にすることができる。

　なお、図２８Ｂでは、補助電流供給回路（第１電流供給回路）１３ａがＶｉｎ端子に、内部回路電流供給回路７ｃがＤＲＡＩＮ端子に接続されているが、この逆でもよい。つまり、図２８Ｃに示すように、補助電流供給回路（第１電流供給回路）１３ａが１次巻線２１ａの一端に、内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃが１次巻線２１ａの他端に接続されていてもよい。

　また、図２８Ｄに示すように、補助電流供給回路（第１電流供給回路）１３ａおよび内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃの両者が、１次巻線２１ａの一端または他端に接続されていてもよい。

　また、図２８Ｅのように、補助電流供給回路（第１電流供給回路）１３ａおよび内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃの両者が、共通の端子（ＶｉｎまたはＤＲＡＩＮ）を介して１次巻線２１ａの一端または他端に接続されていてもよい。

　（実施の形態７）
　実施の形態７では、ＲＣＣ方式（Ｒｉｎｇｉｎｇ－Ｃｈｏｋｅ－Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）のスイッチング電源の一例について説明する。

　実施の形態７のスイッチング電源装置を、図面に基づいて説明する。

　図２９Ａは、本発明のＲＣＣ方式（Ｒｉｎｇｉｎｇ－Ｃｈｏｋｅ－Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）のスイッチング電源の一例を示す回路図である。図２９Ｂは、図２９Ａ中の半導体装置１５９の構成を示す回路図である。

　半導体装置１５９は、ＤＲＡＩＮ端子とＳＯＵＲＣＥ端子およびコントロール端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子に加え、トランスリセット検出端子（ＴＲ端子）を併せ持つ。

　トランスリセット検出端子の電圧を検出し、トランスリセット検出回路７６から出力される信号が、トランスリセットパルス発生回路７７に与えられている。

　変圧器２の補助巻線２１ｂには、ダイオード３１およびフォトカプラ２７を介して、半導体装置１５９のコントロール端子に接続されている。

　スイッチング素子３の入出力間に接続されたコンデンサ７２は変圧器２による共振の大きさおよび周期を決定するためのものである。

　ツェナーダイオード８３はトランスリセット検出端子がマイナス電圧となることを防止する役割を果たし、バイアス巻線電圧の抵抗８０と８１によって抵抗分割された電圧が、トランスリセット検出端子に印加され、コンデンサ８２はバイアス巻線電圧の振動の位相を遅らせる役割をする。

　変圧器２のインダクタンスとコンデンサ７２およびスイッチング素子３の寄生容量で決定される共振動作により、スイッチング素子３のドレイン端子電圧が低下し、変圧器２のバイアス巻線である２１ｂの電圧が正から負になるとき、トランスリセット検出回路７６により検出されトランスリセットパルス発生回路７７からの、ワンショットパルスの出力がＲＳフリップフロップ回路３７のセット端子にＨが入力され、スイッチング素子３はターンオンする。

　実施の形態２と比較したとき、大きな違いは下記の２点である。

　１点目の違いとしては、ＲＳフリップフロップ回路３７のセット側に、発振器３４のクロック信号が入力されるか、トランスリセット発生回路からの７７ワンショットパルスの信号が入力されるだけの違いだけであり、瞬断時に発生するオーバーシュートへの効果は、実施の形態２と同じである。

　２点目の違いは、図２９Ｂでは、ＭＡＸＤＣ信号を生成する回路がない代わりに、最大オン時間生成回路７８が設けられていることである。これは、回路構成を簡単にするために、ＭＡＸＤＣ信号の変わりに、任意に設定されるパルス幅を有する最大オン時間信号生成する最大オン時間生成回路７８を設けているが、この最大オン時間信号はＭＡＸＤＣ信号と同じ役割を果たす。

　図２９Ａの実施の形態８について、図６の入力電圧判定回路１０のオン時間生成回路６９を、この最大オン時間生成回路７８と置き換えて、考えることができる。

　以上説明してきたように、本発明に係るスイッチング電源装置によれば、擬似共振動作を行う場合でも、入力電圧判定回路１０が入力電源の入力電圧が低下したことを検出すると、信号制御部１６１に信号を出力する。信号制御部１６１は、入力電圧判定回路１０からの出力信号を受け取ると、フィードバック制御回路８の入力電圧信号を、出力電圧の立ち上がり遅れが発生しない程度の電圧に保持するように、スイッチ制御回路１４がフィードバック制御回路８の入力信号ラインと補助電源１２の間のスイッチ１３を制御する。これにより、瞬断から復帰するとき、スイッチング素子３のスイッチング動作によって供給される出力電力を抑制できるので、出力電圧のオーバーシュートを防ぐことができる。

　また、信号制御部１６１における補助電源１２には、スイッチング素子３の高電位側や入力電源を使用することで、容易に補助電源を形成することができるが、図２９Ｂでは、図３Ｂのように、スイッチ１３は、内部回路電流供給回路７ｃを介して、ＤＲＡＩＮ端子に接続されている。

　また、入力電圧判定回路１０において、スイッチング素子３のオン時間が広がったことから入力電圧の低下を検出するようにすることで、スイッチング電源用半導体装置の端子数を増やすことなく、入力電圧が第１の閾値になったことを検出できる。

　これまでに述べたように、信号制御部１６１は、出力電圧検出部５から出力されたフィードバック信号を補助電源により制御するため、固定周波数のＰＷＭ制御やＰＦＭ制御、そして、スイッチング素子のボトムでオンする擬似共振制御のように、制御方式によらず、応用することができる。

　以上により、スイッチング電源装置において瞬断時の課題であった、出力電圧のオーバーシュートを簡単な構成で、かつ容易に低減することができる。

　なお、各実施の形態におけるスイッチング電源装置は、種々の変形が可能であって、例えば、以下のような変形を施してもよい。

　（変形例Ａ）
　上記の各実施の形態における入力電圧判定回路１０では、スイッチング素子３のオンデューティーがＭＡＸＤＣとなる期間を測定することによって、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定する構成を説明した。この代わりに、入力電圧判定回路１０は、前記入力直流電圧Ｖｉｎを測定することにより、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定するようにしてもよい。

　図３０は、変形例Ａにおけるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。同図の半導体装置１５ａ中の入力電圧判定回路１０は、入力直流電圧Ｖｉｎラインに接続されている。図３１は、図３０中の入力電圧判定回路１０の構成例を示す回路図である。図３１において、抵抗６４と抵抗６５により、Ｖｉｎから抵抗分割した電圧が、入力電圧検出用比較器６２のプラス側に入力され、第２の基準電源６３の電圧ＶＲ２がマイナス側に入力されている。瞬断時、入力直流電圧Ｖｉｎが低下し、抵抗６４と抵抗６５により抵抗分割された電圧が第２の基準電源６３の電圧ＶＲ２の閾値を下回ったとき、入力電圧検出用比較器６２をスイッチ制御回路１４へ出力する。

　このような構成にすることで、入力電圧の低下を、ＭＡＸＤＣを使わずに検出できるので、ＭＡＸＤＣで決まる閾値とは異なる、閾値を設けることが出来る。

　なお、図３１の代わりに図３２の構成とすることができる。このような構成にすることで、入力電圧判定回路１０の閾値を半導体装置１５ａの外部で設定でき、また、入力電圧の検出の精度も良くなる。

　（変形例Ｂ）
　図３Ｂでは、第１スイッチ１３と第２スイッチ７ｂとが別々に設けられているが、変形例Ｂでは、これらのスイッチを１つのスイッチで兼用にする構成例について説明する。

　図３３Ａは、第１スイッチ１３と第２スイッチ７ｂとを共用化したスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図３３Ｂは、図３３Ａ中の半導体装置１５ｂの一構成例を示す回路図である。図３３Ｂは、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５ｂを備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６８を備える点とが異なる。

　図３３Ａ、図３３Ｂにおいて、信号制御部１６８は、入力直流電圧Ｖｉｎから電流を取り出して供給する内部回路電流供給回路７ｃと、内部回路電流供給回路７ｃと半導体装置１５ｂのフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチ１３と、第１スイッチ１３のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１４とを備える。

　スイッチ制御回路１４は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にするように、第１スイッチのオンおよびオフを制御する。

　制御回路１４０および信号制御部１６８は、フィードバック信号入力端子から供給される電圧を半導体装置１５ｂの電源電圧として動作する。

　信号制御部１６８は、スイッチング電源装置の起動時に第１スイッチをオンおよびオフを制御する起動制御回路７ａを備える。

　このように、起動回路７が動作する起動時はスイッチング素子３が発振する前の状態であり、スイッチ制御回路１４が動作する瞬断時はスイッチング素子３が継続して発振している状態であり、それぞれ制御のタイミングが異なるので、これらのスイッチを１つのスイッチで兼用にすることも可能である。

　兼用のスイッチには、例えば、図３３Ｂの回路において、起動制御回路７ａとスイッチ制御回路１４からのそれぞれの出力信号を、入力信号として受け取るＯＲ回路を追加し、そのＯＲ回路からの出力信号で共通のスイッチをオンオフするようにすることで、実現可能である。第１スイッチ１３を第２スイッチ７ｂと兼用にすることで、一つスイッチを減らすことができ、回路構成が簡単になり、半導体装置１５ｂの回路面積を小さくすることができる。

　また、２つの電流供給回路を備える必要がないので、この点でも回路面積を小さくすることができる。

　（変形例Ｃ）
　変形例Ｃでは、図３３Ａ、図３３Ｂの構成に対して、第１スイッチ１３と第２スイッチ７ｂとが別々に設けられ、２つのスイッチが内部回路電流供給回路７ｃを兼用する構成例について説明する。

　図３４は、２つのスイッチが内部回路電流供給回路７ｃを兼用するスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図３４は、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５ｃを備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６９を備える点とが異なる。

　同図において、半導体装置１５ｃ中の信号制御部１６９は、入力直流電圧Ｖｉｎから電流を取り出して供給する内部回路電流供給回路７ｃと、内部回路電流供給回路７ｃと半導体装置１５ｂのフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチ１３と、第１スイッチ１３のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１４とを備える。

　スイッチ制御回路１４は、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にするように、第１スイッチ１３のオンおよびオフを制御する。

　制御回路１４０および信号制御部１６９は、フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作する。

　信号制御部１６９は、さらに、内部回路電流供給回路７ｃとフィードバック信号入力端子との間に介在する第２スイッチ７ｂと、スイッチング電源装置の起動時に第２スイッチ７ｂをオンにする起動制御回路７ａとを備える。

　変形例Ｃによれば、第１電流供給回路は、第１スイッチと第２スイッチの双方に電流を供給することを兼用するので、２つの電流供給回路を備える必要がなく、回路面積を小さくすることができる。

　（変形例Ｄ）
　変形例Ｄでは、図３４に対して、電源端子ＶＤＤを有し、起動回路を簡略化した構成例について説明する。

　図３５は、電源端子ＶＤＤを有し、起動回路を簡略化したスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３５は、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５ｄを備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６ａを備える点とが異なる。

　同図において、半導体装置１５ｄ中の信号制御部１６ａは、入力直流電圧Ｖｉｎから電流を取り出して供給する内部回路電流供給回路７ｃと、内部回路電流供給回路７ｃと半導体装置１５ｄのフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチ１３と、第１スイッチ１３のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１４とを備える。

　制御回路１４０は、制御回路１４０および信号制御部１６ａへ電源電圧を供給する電源端子ＶＤＤを有し、内部回路電流供給回路（第１電流供給回路）７ｃは、電源端子ＶＤＤに直接接続され、制御回路１４０に電力を供給する。電源端子ＶＤＤにコンデンサ６ａが接続される。起動時には、コンデンサ６ａは、内部回路電流供給回路７ｃから供給される電流により充電され、コンデンサ６ａが起動電圧に達すると制御回路１４０および信号制御部１６ａの動作が開始する。

　制御回路１４０および信号制御部１６ａは、フィードバック信号入力端子からの電圧ではなく電源端子ＶＤＤから供給される電圧を電源電圧として動作する。

　変形例Ｄによれば、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１の閾値と判定されている期間、ＶＤＤ端子の電圧を電圧源として、フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御を行うが、電源端子ＶＤＤとフィードバック信号入力端子を分ける場合には、フィードバック信号を電流値で制御することができ、応答性を速くすることができ、瞬断からの復帰を早くすることができる。

　（変形例Ｅ）
　変形例Ｅでは、図３４の構成に対して、２つの電源端子ＶＣＣ、ＶＤＤを備える構成例について説明する。

　図３６は、２つの電源端子ＶＣＣ、ＶＤＤを有するスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。図３５は、図３Ｂと比べて、半導体装置１５１の代わりに半導体装置１５ｅを備える点と、信号制御部１６１の代わりに信号制御部１６ｂを備える点とが異なる。

　同図において、半導体装置１５ｅ中の信号制御部１６ｂは、入力直流電圧Ｖｉｎから電流を取り出して供給する内部回路電流供給回路７ｃと、内部回路電流供給回路７ｃと半導体装置１５ｅのフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチ１３と、第１スイッチ１３のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１４とを備える。

　変圧器２は、１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有する。補助巻線は、スイッチング素子３のスイッチング動作開始前の起動時には電圧が生じず、スイッチング素子３のスイッチング動作開始後に電圧を発生させる。補助巻線に生じる電圧は、１次巻線、２次巻線と比べて低電圧である。

　半導体装置１５ｅは、内部回路電流供給回路１７０を備える。

　制御回路１４０（半導体装置１５ｅ）は、第１電源端子ＶＤＤと第２電源端子ＶＣＣを備える。

　第１電源端子ＶＤＤは、内部回路電流供給回路１７０から供給される電圧を、電源電圧として制御回路１４０および信号制御部１６ｂへ供給するための端子である。第１電源端子ＶＤＤには、コンデンサ６ａが接続される。

　第２電源端子ＶＣＣは、ここでは図示されていない整流平滑用のダイオードとコンデンサを介して、補助巻線に接続され、スイッチング電源装置の起動時以外の時に、内部回路電流供給回路１７０を介して第１電源端子ＶＤＤへ電圧を供給するための端子である。

　信号制御部１６ｂは、さらに、内部回路電流供給回路（第１電流供給回路）７ｃと第１電源端子ＶＤＤとの間に介在する第２スイッチ７ｂと、スイッチング電源装置の起動時に第２スイッチ７ｂをオンにする起動制御回路７ａとを備える。

　制御回路１４０および信号制御部１６ｂは、フィードバック信号入力端子からの電圧ではなく電源端子ＶＤＤから供給される電圧を電源電圧として動作する。

　この構成によれば、スイッチング電源装置の起動時には、起動回路７によって第１電源端子ＶＤＤの電圧が生成される。起動後の動作時における第１電源端子ＶＤＤの電圧は、補助巻線の電圧を整流平滑された電圧が、内部回路電流供給回路１７０を通して供給される。これにより、入力電圧よりも低い補助巻線の電圧から、ＶＤＤ端子の電圧が生成されるので、省電力化を図ることができる。

　また、第１電源端子ＶＤＤは、フィードバック信号入力端子と分離されることにより、遅延要素となる大きな容量は電源端子ＶＤＤに接続されるので、フィードバック信号の応答性が速くなり、瞬断からの復帰に、フォトトランジスタ２７ｂに電流が流れるとコントロール端子はすぐに応答し、出力電圧のオーバーシュートを抑えることができる。

　また、内部回路電流供給回路７ｃは、第１スイッチ１３と第２スイッチ７ｂとに共用されるので、２つの流供給回路を備える場合と比べて半導体装置１５ｅの回路面積を小さくすることができる。

　なお、図３６では、第１スイッチ１３の一端は、内部回路電流供給回路７ｃに接続されているが、半導体装置１５ｅの内部回路における、ＶＤＤ端子につながるラインや、ＶＣＣ端子につながるラインに接続する構成としてよい。

　（変形例Ｆ）
　変形例Ｆでは、図３５に対して、電流供給部をもう１つ追加した構成例について説明する。

　図３７は、２つの電流供給部を備えるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。同図は、図３５と比べて、半導体装置１５ｆにおいて信号制御部１６ｃ中の補助電流供給回路が追加されている。この点以外は、図３５と同じなので、以下異なる点を中心に説明する。

　信号制御部１６ｃは、入力直流電圧Ｖｉｎから電流を取り出して供給する補助電流供給回路（第２電流供給回路）を備える。

　制御回路１４０は、内部回路電流供給回路（第１電流供給回路）７ｃから電源電圧の供給を受ける電源端子ＶＤＤを備える。電源端子ＶＤＤにはコンデンサ６ａが接続される。

　変形例Ｆによれば、電源電圧供給用の内部回路電流供給回路７ｃと、フィードバック信号のレベル制御用の補助電流供給回路１３ａとが個別に備えられるので、それぞれの供給電流または供給電圧を最適化することができ、設計を容易にする。また、変圧器２に補助巻線が不要なので、トランスの簡略化およびスイッチング、装置の小型化に適している。

　なお、補助電流供給回路１３ａと内部回路電流供給回路７ｃと、変圧器２の１次巻線との接続形態は、図２８Ｃ、図２８Ｄ、図２８Ｅのいずれかでもよい。

　（変形例Ｇ）
　変形例Ｇでは、図３６に対して、電流供給部をもう１つ追加した構成例について説明する。

　図３８は、２つの電流供給部を備えるスイッチング電源装置の構成例を示すブロック図である。同図は、図３６と比べて、半導体装置１５ｇにおいて信号制御部１６ｄ中の補助電流供給回路１３ａが追加されている。この点以外は、図３６と同じなので、以下異なる点を中心に説明する。

　変圧器２は、１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有する。

　半導体装置１５ｇ中の信号制御部１６ｄは、さらに、補助巻線から、整流平滑用のダイオードとコンデンサを通して電力を受ける電源端子ＶＣＣと、電源端子ＶＣＣの電圧を電源端子ＶＤＤに供給する内部回路電流供給回路１７０と、制御回路１４０および信号制御部１６ｄを動作させる電源電圧として、内部回路電流供給回路１７０から安定化された電圧の供給を受ける電源端子ＶＤＤと、１次巻線から電流を取り出して第２スイッチ７ｂに供給する内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃと、内部回路電流供給回路（第２電流供給回路）７ｃと第２電源端子との間に介在する第２スイッチ７ｂと、スイッチング電源装置の起動時に第２スイッチ７ｂをオンにする起動制御回路７ａとを有する。第２スイッチ７ｂと起動制御回路７ａにより、起動回路７を構成している。

　制御回路１４０および信号制御部１６ｄは、フィードバック信号入力端子からの電圧ではなく電源端子ＶＤＤから供給される電圧を電源電圧として動作する。

　起動後の動作時における第１電源端子ＶＤＤの電圧は、補助巻線の低電圧から生成されるので、省電力化を図ることができる。

　変形例Ｇによれば、電源電圧供給用の内部回路電流供給回路７ｃと、フィードバック信号のレベル制御用の補助電流供給回路１３ａとが個別に備えられるので、それぞれの供給電流または供給電圧を最適化することができ、設計を容易にする。

　（変形例Ｈ）
　変形例Ｈでは、フィードバック信号が電圧信号ではなく電流信号である場合の構成例について説明する。

　図３９Ａは、フィードバック信号が電流信号であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図３９Ｂは、図３９Ａ中の半導体装置１５ｈの一構成例を示す回路図である。図３９Ａ、図３９Ｂは、例えば図３７と比べて、半導体装置１５ｆ」の代わりに半導体装置１５ｇを備える点と、信号制御部１６ｃの代わりに信号制御部１６ｄを備える点とが異なり、主にフィードバック信号が電圧信号ではなく電流信号である点が異なっている。この点に関連する構成要素以外は、基本的に図３７と同じなので、以下異なる点を中心に説明する。

　図３９Ａにおける出力電圧検出部５は、出力電圧Ｖｏに応じて電流値が増加するフィードバック信号を生成するよう構成されている。出力電圧Ｖｏが増加すればフィードバック信号の電流も増加する。

　信号制御部１６ｄは、図３７の補助電流供給回路１３ａの代わりに電流源１２ａを備える点が異なる。これにより、信号制御部１６ｄは、入力直流電圧Ｖｉｎの電圧値が第１閾値以下であると判定されている期間、制御回路１４０に入力されるフィードバック信号の電流値を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号レベル（電流値）に制御する。具体的には、スイッチ１３のオンおよびオフを制御することにより、フィードバック信号に電流を重畳して信号レベル（電流値）を制御する。

　制御回路１４０は、例えば図３７のフィードバック制御回路８の代わりにＩＶ変換回路８ａを備えている。ＩＶ変換回路は、フィードバック信号の電流を電圧に変換することにより誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成する。

　変形例Ｈによれば、フィードバック信号が電流信号であっても、フィードバック信号が電圧信号である場合と同様に発明を実施することができる。

　なお、上記の各実施形態において、スイッチング素子３は、半導体装置１５ｈに内蔵されていてもよいし、半導体装置１５ｈに外付けされる構成であってもよい。

　以上、本発明に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。

　本発明のスイッチング電源装置は、入力直流電圧が供給されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部と、前記出力直流電圧の電圧値を検出し、前記出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部と、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定部と、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記制御回路に入力される前記フィードバック信号を予め定められた信号値を上回らない又は下回らない値に制御する信号制御部とを備える。これにより、瞬断からの復帰時に、スイッチング素子のスイッチング動作によって負荷に供給される出力電力を抑制できるので、出力電圧のオーバーシュートを防ぐことができ、ＡＣ－ＤＣコンバータやＤＣ－ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置等に有効に適応できる。

１　入力電源
２　変圧器
３　スイッチング素子
４　出力電圧生成回路
５　出力電圧検出部
６ａ、２８、３２、４９、７２、８２　コンデンサ
７　起動回路
７ａ　起動制御回路
７ｃ、１７０　内部回路電流供給回路
８　フィードバック制御回路
９　スイッチング制御回路
１０　入力電圧判定回路
１２　補助電源
１３、７ｂ　スイッチ
１３ａ　補助電流供給回路
１４　スイッチ制御回路
１５、１５１～１５９、１５ａ～１５ｈ　半導体装置
１６ａ～１６ｄ、１６０～１６９　信号制御部
２１ａ　１次巻線
２１ｂ　補助巻線
２１ｃ　２次巻線
２２、３１　ダイオード
２３　出力コンデンサ
２４、２５、２６、６４、６５、８０、８１　抵抗
２７　フォトカプラ
２７ａ　フォトダイオード
２７ｂ　フォトトランジスタ
２９　シャントレギュレータ
３０　負荷
３３、４８　誤差増幅器
３４　発振器
３５　素子電流検出回路
３６、４６　素子電流検出用比較器
３７、６６　ＲＳフリップフロップ回路
３８　ＮＡＮＤ回路
３９　ゲートドライバ
４０　スイッチング制御回路
４１　ＶＥＡＯ用比較器
４２、６８ｂ　ＡＮＤ回路
４３　過電流保護基準電源
４４　第１の基準電源
４５　発振周波数調整回路
４７　定電流源
６２　入力電圧検出用比較器
６３　第２の基準電源
６７　遅れ時間発生回路
６８ａ　インバータ
６９　オン時間生成回路
７６　トランスリセット検出回路
７７　トランスリセットパルス発生回路
７８　最大オン時間生成回路
８３　ツェナーダイオード
１４０　制御回路
２００　入出力変換部
２１０　電圧保持回路

Claims

　スイッチング電源装置であって、
　入力直流電圧が供給されるスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部と、
　前記出力直流電圧の電圧値を検出し、前記出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部と、
　前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定部と、
　前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
　前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記制御回路に入力される前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値に制御する信号制御部と
　を備えるスイッチング電源装置。
　前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有し、
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値を下回らない値に制御し、
　前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を、前記予め定められた値を下回らない値、かつ、前記予め定められた値より高い上限値未満の値に制御し、
　前記上限値は、前記スイッチング動作の停止電圧値である
　請求項２記載のスイッチング電源装置。
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値とし、
　前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項２又は３記載のスイッチング電源装置。
　前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有し、
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値を上回らない値に制御し、
　前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を、前記予め定められた値を上回らない値、かつ、前記予め定められた値より低い下限値より高い値に制御し、
　前記下限値は、前記スイッチング動作の停止電圧値である
　請求項５記載のスイッチング電源装置。
　前記信号制御部は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を前記予め定められた値とし、
　前記予め定められた値は、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項５又は６記載のスイッチング電源装置。
　前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調増加する電圧値を有し、
　前記信号制御部は、
　前記出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、
　前記出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより高い第２レベルとする
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記第２閾値および前記第１レベルはそれぞれ、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項８記載のスイッチング電源装置。
　前記第２レベルは、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下になった時の前記フィードバック信号の電圧値である
　請求項８または９記載のスイッチング電源装置。
　前記フィードバック信号は、前記出力直流電圧に対して単調減少する電圧値を有し、
　前記信号制御部は、
　前記出力直流電圧の電圧値が第２閾値未満の場合、前記信号値を第１レベルとし、
　前記出力直流電圧の電圧値が前記第２閾値以上の場合、前記信号値を前記第１レベルより低い第２レベルとする
　請求項１記載のスイッチング電源装置。
　前記第２閾値および前記第１レベルはそれぞれ、前記スイッチング素子に過電流が流れることを防止するための電圧値と実質的に等しい電圧値である
　請求項１１記載のスイッチング電源装置。
　前記第２レベルは、前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下になった時の前記フィードバック信号の電圧値である
　請求項１１または１２記載のスイッチング電源装置。
　前記信号制御部は、
　前記入力直流電圧から電流を取り出して供給する第１電流供給回路と、
　前記第１電流供給回路と前記制御回路のフィードバック信号入力端子との間に介在する第１スイッチと、
　前記第１スイッチのオン及びオフを制御するスイッチ制御回路と
を備え、
　前記スイッチ制御回路は、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない信号値にするように、前記第１スイッチのオンおよびオフを制御する
　請求項１～１３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
　前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、
　前記信号制御部は、さらに、
　前記スイッチング電源装置の起動時に前記第１スイッチをオンにする起動制御回路を備える
　請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、
　前記信号制御部は、さらに、
　前記第１電流供給回路と前記フィードバック信号入力端子との間に介在する第２スイッチと、
　前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路と
を備える
　請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記制御回路および前記信号制御部は、前記フィードバック信号入力端子から供給される電圧を電源電圧として動作し、
　前記信号制御部は、さらに、
　前記入力直流電圧から電流を取り出して供給する第２電流供給回路と、
　前記第２電流供給回路と前記制御回路のフィードバック信号入力端子との間に介在する第２スイッチと、
　前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路と
を備える
　請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記入出力変換部は、１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、
　前記制御回路は、前記制御回路および前記信号制御部へ電源電圧を供給する第１電源端子と、
　前記補助巻線に接続され、前記スイッチング電源装置の起動時以外の時に第１電源端子へ電源電圧を供給するための第２電源端子とを有し、
　前記信号制御部は、さらに、
　前記第１電流供給回路と前記第１電源端子との間に介在する第２スイッチと、
　前記スイッチング電源装置の起動時に前記第２スイッチをオンにする起動制御回路と
を備える
　請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記制御回路は、前記制御回路および前記信号制御部へ電源電圧を供給する電源端子を有し、
　前記第１電流供給回路は、前記電源端子に電圧を供給する
　請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記入力電圧判定部は、
　（ａ）前記スイッチング動作における前記スイッチング素子のオン時間を検出し、検出したオン時間が所定の時間以上であるか否か、
　　（ｂ）前記スイッチング動作における前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合が所定値以上であるか否か
　のいずれかを判定することによって、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定する
　請求項１～１９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
　前記入力電圧判定部は、前記入力直流電圧を測定することにより、前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であるか否かを判定する
　請求項１～２０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
　前記フィードバック信号の変動は、前記出力直流電圧の変動に対して遅延する
　請求項１～２１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
　前記スイッチング電源装置は、次の（ａ）および（ｂ）の少なくとも一方を備える
　（ａ）前記出力電圧検出部に備えられ、前記フィードバック信号を出力するフォトカプラ
　（ｂ）前記出力電圧検出部で生成された前記フィードバック信号を前記制御回路に伝達するためのフィードバック配線と、一端が前記フィードバック配線に接続された容量素子
　請求項１～２２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
　入力直流電圧が供給されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換する入出力変換部と、
　前記出力直流電圧の電圧値を検出し、前記出力直流電圧の電圧値に対応するフィードバック信号を生成する出力電圧検出部とを備えるスイッチング電源装置に備えられる半導体装置であって、
　前記入力直流電圧の電圧値が第１閾値以下であるか否かを判定する入力電圧判定部と、
　前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
　前記入力直流電圧の電圧値が前記第１閾値以下であると判定されている期間、前記制御回路に入力される前記フィードバック信号を予め定められた値を上回らない又は下回らない値に制御する信号制御部とを備える
　半導体装置。