JP2009100498A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】停電などの瞬断時にも、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】瞬断時には、オン時間が大きくなることを利用して、そのオン時間をＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０で検出して、過負荷保護回路１５０による過負荷保護機能を作動できなくする。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置であり、負荷短絡時などの過負荷状態に対する保護機能を有するスイッチング電源装置に関するものである。

従来から、家電製品等の各種一般家庭用機器には、その電源装置として、小型軽量で高効率という特性を生かして、スイッチング素子によるスイッチング動作を利用して出力電圧などを制御するスイッチング電源装置が広く用いられ、各種家庭用機器に電源を供給するのに重要な役割を果たしている。

一般的に、このようなスイッチング電源装置において、負荷側の短絡障害やスイッチング電源装置の出力側における短絡障害などの異常状態が発生した場合には、負荷側やスイッチング電源装置を保護するために、入力側から負荷側への電力供給を十分に低減する必要がある。これを実現する方法としては、負荷側出力段にヒューズを設けることなどが考えられるが、この場合は、過負荷時状態においてヒューズが切れてしまうため、その後に負荷側が正常な状態に回復したとしても、ヒューズを交換しないかぎり再び電源を動作させることはできなくなってしまう。

そこで、ヒューズを用いない方法として、電源回路内部で過負荷状態を検出し、入力側から負荷側への電力供給を十分に抑制することのできる過負荷保護回路を配置することが挙げられる。

このような過負荷保護回路としては、一旦保護動作が作動すると所定のリセット信号が入力されるまで保護状態が保持されるラッチ方式のものと、過負荷状態から正常な状態に回復した場合には、自動的に保護動作状態が解除され、通常動作へと復帰する自己復帰方式のものなどが挙げられる。

まず、ラッチ方式の過電流保護回路を有するスイッチング電源装置の従来例を、図９の簡易図を基に説明する。
図９は従来のスイッチング電源装置に用いられるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図９に示すスイッチング電源制御用半導体装置２０１では、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子１０１とスイッチング素子１０１のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、スイッチング素子１０１の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）とＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）および制御信号を入力するための制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子で構成されている。

図９において、１０２は誤差増幅器で、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の電源電圧ＶＣＣがマイナス入力として与えられ、この誤差増幅器１０２のプラス入力端子には、予め設定された所定の基準電圧が与えられており、誤差増幅器１０２は、入力される電源電圧ＶＣＣと基準電圧とを比較して得られる誤差電圧信号ＶＥＡＯをドレイン電流検出用比較器１０３のプラス入力となるように出力する。

ドレイン電流検出用比較器１０３のマイナス入力には、スイッチング素子１０１のドレインに接続されたドレイン電流検出回路１０４から出力される検出電圧ＶＣＬが与えられている。ドレイン電流検出回路１０４は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出し、検出した電流を電圧信号に変換して検出電圧ＶＣＬとして出力する。

ドレイン電流検出用比較器１０３は、スイッチング素子１０１に流れる電流に対応する検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯとを比較して、両者の信号が等しくなったときに、その出力信号をＲＳフリップフロップ回路１０５のリセット（Ｒ）端子へ出力するように接続される。

誤差増幅器１０２から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護回路１０６によって、その誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大値を固定されるようになっており、この過電流保護回路１０６によって、スイッチング素子１０１に過電流が流れることを防止している。

発振器１０７は、スイッチング素子１０１のスイッチング周波数を決定するためのクロック信号１０８と、スイッチング素子１０１の最大オンデューティーサイクルを決定するための最大オンデューティーサイクル信号１０９とをそれぞれ出力する。発振器１０７から出力されるクロック信号１０８は、ＲＳフリップフロップ回路１０５のセット（Ｓ）端子に与えられており、ＲＳフリップフロップ回路１０５の出力（Ｑ）は、ＮＡＮＤ回路１１０へ出力されている。発振器１０７から出力される最大オンデューティーサイクル信号１０９は、ＮＡＮＤ回路１１０に直接入力される。

スイッチング素子１０１のドレイン端子には、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の内部電源を供給するための回路として電源電流を供給する内部回路電流供給回路１１１が接続されている。内部回路電流供給回路１１１は、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の起動および停止を制御する起動／停止回路１１２によって、電源投入時などに、内部回路へ電源供給するようになっている。起動／停止回路１１２の出力は、ＮＡＮＤ回路１１０にも入力されている。

また、過負荷保護回路１５５は、少なくとも、過負荷状態を検出する過負荷検出回路１１３と、過負荷状態を検出した際に、過負荷保護状態からのリセット手段である再起動トリガー１１５、およびスイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止するスイッチング動作停止回路としてのラッチ回路であるＲＳフリップフロップ回路１１４で構成され、過負荷検出回路１１３は、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の電源電圧ＶＣＣラインに接続され、電源電圧ＶＣＣが所定の電圧まで低下した場合には、ＲＳフリップフロップ回路１１４のセット（Ｓ）端子に信号を出力するように接続される。

また、再起動トリガー１１５は、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の電源電圧ＶＣＣラインに接続され、過負荷保護の作動中に、電源電圧ＶＣＣが所定の電圧以下になっていることを検出した場合に、信号をＲＳフリップフロップ回路１１４のリセット端子に出力する。ＲＳフリップフロップ回路１１４は、ＮＡＮＤ回路１１０へ出力される。

ＮＡＮＤ回路１１０には、ＲＳフリップフロップ回路１０５の出力信号と、発振器１０７から与えられるスイッチング素子１０１の最大オンデューティーサイクル信号１０９と、起動／停止回路１１２から出力される信号と、ＲＳフリップフロップ回路１１４の出力信号の４つが入力されており、その出力はスイッチング素子１０１のスイッチング制御信号としてスイッチング素子１０１のドライブ回路（ゲートドライバー）１１６に与えられている。ドライブ回路１１６は、与えられるスイッチング制御信号に基づいて、スイッチング素子１０１をスイッチング制御する。

従来のスイッチング電源装置の一例は、図２に示すスイッチング電源装置の回路図におけるスイッチング電源制御用半導体装置２０２を、図９に示すスイッチング電源制御用半導体装置２０１に置き換えて構成した回路図で表され、この場合の構成についての説明を以下に記す。

このスイッチング電源装置においては、商用の交流電源がダイオードブリッジなどの整流器１２０により整流され、入力コンデンサ１２１にて平滑化されることにより、直流電圧ＶＩＮとされるよう配置される。また、入力側から負荷側へエネルギーを伝達するインダクタンス成分であるトランス１２２は、第１の一次巻線１２２ａおよび第２の一次巻線１２２ｂと、二次巻線１２２ｃとで構成されており、直流電圧ＶＩＮは、第１の一次巻線１２２ａに印加される。

トランス１２２の第１の一次巻線１２２ａに与えられた直流電力は、スイッチング素子１０１のスイッチング動作によって、トランス１２２の第１の一次巻線１２２ａから二次巻線１２２ｃに伝達されるような構成となっている。

また、二次巻線１２２ｃに接続されたダイオード１２３およびコンデンサ１２４によって、トランス１２２の二次巻線１２２ｃに伝達される電力は、整流および平滑化され、出力電圧ＶＯの直流電力として負荷１２５へ供給される。

トランス１２２の第２の一次巻線１２２ｂにも、第１の一次巻線１２２ａから出力される直流電力が伝達され、第２の一次巻線１２２ｂから出力され、補助電源部であるダイオード１２６およびコンデンサ１２７により整流および平滑化されるよう接続される。そして、補助電源部から出力される補助電源電圧ＶＣＣが、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）に入力され、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の電源電圧として用いられている。この電源電圧ＶＣＣは、トランス１２２の二次巻線１２２ｃから負荷１２５に供給される出力電圧ＶＯと比例する電圧であり、出力電圧ＶＯを安定化させるための帰還信号としても用いられる。

このように構成されたスイッチング電源装置の動作を以下に説明する。
整流器１２０に商用電源からの交流電源が入力されると、整流器１２０とコンデンサ１２１とにより、整流および平滑化されて、直流電圧ＶＩＮに変換される。この直流電圧ＶＩＮがトランス１２２の第１の一次巻線１２２ａに印加される。また、直流電圧ＶＩＮは、スイッチング電源制御用半導体装置２０１内の内部回路電流供給回路１１１を介して、電源電圧ＶＣＣ用のコンデンサ１２７を充電する。

その後、電源電圧ＶＣＣがスイッチング電源制御用半導体装置２０１内の起動／停止回路１１２で設定された起動電圧に達すると内部回路が起動し、スイッチング素子１０１によるスイッチング動作の制御が開始される。また、これと同時に、起動／停止回路１１２によって、内部回路電流供給回路１１１が停止し、スイッチング電源制御用半導体装置２０１の内部回路電流は、トランス１２２の第２の一次巻線１２２ｂを介して供給されるようになる。

また、スイッチング電源制御用半導体装置２０１は、負荷１２５への出力電圧ＶＯが、所定の電圧にて安定化するように、電源電圧ＶＣＣに基づいて、スイッチング素子１０１によるスイッチング動作を制御している。負荷１２５への出力電圧ＶＯと、電源電圧ＶＣＣとは、トランス１２２の第２の一次巻線１２２ｂと二次巻線１２２ｃの巻数比に比例した電圧になっている。

すなわち、図１０のタイムチャートに示すように、従来のスイッチング電源装置の出力部に接続された負荷１２５への電流供給が小さくなる場合において、負荷１２５への供給電流が低下すると（図１０（ａ））、負荷１２５への出力電圧ＶＯが上昇し（図１０（ｂ））、これに比例して電源電圧ＶＣＣが上昇し（図１０（ｃ））、誤差増幅器１０２の出力電圧ＶＥＡＯが低下する（図１０（ｄ））。

そして、この誤差増幅器１０２の出力電圧ＶＥＡＯとスイッチング素子１０１を流れる電流検出電圧ＶＣＬが等しくなると、ドレイン電流検出用比較器１０３から、ＲＳフリップフロップ回路１０５のリセット端子へリセット信号が出力される。これにより、ＮＡＮＤ回路１１０からは、スイッチング素子１０１をオフにする信号が出力される。その結果、スイッチング素子１０１は、スイッチング制御においてオン時間が短くなり、スイッチング素子１０１を流れる電流ＩＤが低下する（図１０（ｅ））。

このように、通常動作時のスイッチング電源制御用半導体装置２０１は、従来のスイッチング電源装置の出力部に接続された負荷１２５に供給される電流に応じて、スイッチング素子１０１に流れる電流の大きさが制御される電流モード制御方式になっている。

次に、負荷側の短絡障害やスイッチング電源装置の出力側における短絡障害など、いわゆる過負荷状態での動作を、図１１のタイミングチャートを基に説明する。
ラッチ方式の過負荷保護回路では、以下のような動作でスイッチング電源制御用半導体装置２０１の電源電圧ＶＣＣが低下したことを制御回路電圧検出手段にて検出し、スイッチング素子１０１のスイッチングを停止し、保護を実現する。

そこで、この時の動作について以下に説明する。
過負荷状態には出力電圧ＶＯが低下し（図１１（ａ））、これに比例して電源電圧ＶＣＣが低下し始める。

次に、電源電圧ＶＣＣが、ＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下した時、起動／停止回路１１２の出力電圧ＶＣＨが反転し、内部回路電流供給回路１１１を介して、補助電源電圧ＶＣＣ用のコンデンサ１２７を充電し、電源電圧ＶＣＣは再びＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇する。一旦ＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇すると、起動／停止回路１１２の出力電圧ＶＣＨが再び反転し、内部回路電流供給回路１１１を介した充電電流はカットオフされる。このようにして、その後も電源電圧ＶＣＣは低下／上昇を繰り返す（図１１（ｂ）および（ｃ））。

ここで、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下した時には、過負荷検出回路１１３の出力電圧ＶＤＥＴは反転し、ＲＳフリップフロップ回路１１４のセット端子へセット信号を出力し（図１１（ｄ））、セット信号を受け取ったＲＳフリップフロップ回路１１４からは、スイッチング素子１０１をオフにする信号が出力される。その結果、スイッチング素子１０１がスイッチングをしない停止状態となり（図１１（ｅ））、１次側から負荷側への電力供給がなくなることで、負荷の短絡障害やスイッチング電源装置の出力側における短絡障害発生時の過負荷状態からの保護を実現することができる。

また、前記ラッチ状態での保護動作を解除するには、再起動トリガー１１５に入力される電源電圧ＶＣＣをラッチリセット電圧ＶＣＣ（ＲＥＳ）まで低下させ、再起動トリガー１１５からＲＳフリップフロップ回路１１４のリセット（Ｒ）端子へリセット信号を入力する必要がある。ここで、ラッチリセット電圧ＶＣＣ（ＲＥＳ）は、ＶＣＣ（ＯＦＦ）よりも小さい値に設定されており、過負荷保護時に、入力電圧ＶＩＮが所定の電圧以上であり、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）とＶＣＣ（ＯＮ）の間を上下する図１１（ｂ）の動作中においては、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）より小さくなることはないために、過負荷保護状態がリセットされることはない。

従って、前記のような過負荷保護状態から通常状態に電源を復帰させるためには、一旦入力電圧ＶＩＮを落とす必要がある。
このような、ラッチ方式の過負荷保護回路（例えば、特許文献１を参照）では、ヒューズ等を用いずとも負荷短絡時などの過負荷状態からの保護を実現でき、過負荷状態が取り除かれた場合、電源を一旦落とすなどすれば再び電源を起動することが可能である。

一方、前記ラッチ方式の過負荷保護とは異なり、過負荷保護状態から復帰した場合には自動的に保護が解除される、いわゆる自己復帰方式の過負荷保護も一般的によく用いられる。

自己復帰方式の過負荷保護回路（図１２を参照）では、以下のような動作で、スイッチング電源制御用半導体装置３０１の電源電圧ＶＣＣが低下したことを制御回路電圧検出手段にて検出し、スイッチング素子１０１のスイッチング期間を通常状態と比べ短くすることで、負荷側などへの電力供給を抑え、過負荷保護を実現する。また、過負荷状態が解除された場合には、それを検出し、通常動作へと復帰できるように構成される。

図１２は自己復帰方式の過負荷保護機能を有するスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図であり、図１２において、図９に示すスイッチング電源制御用半導体装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

従来のラッチ方式での過負荷保護機能を有するスイッチング電源制御用半導体装置との違いは、過負荷検出回路１１３、ＲＳフリップフロップ回路１１４、および再起動トリガー１１５が内蔵されるラッチ方式の過負荷保護回路１５５が取り除かれ、代わりに電源電圧ＶＣＣラインに接続される比較器１１７とタイマー間欠動作回路１１８が内蔵される過負荷保護回路１５６が配置されることである。

つまり、従来のラッチ方式での過負荷保護機能と異なるのは、過負荷保護検出手段として比較器１１７が、また、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を抑制するスイッチング動作停止回路としてタイマー間欠動作回路１１８が用いられることである。なお、タイマー間欠動作回路１１８には、リセット端子が設けられ、過負荷保護状態からのリセット手段として用いられる。

比較器１１７のプラス入力には電源電圧ＶＣＣが入力され、マイナス入力には電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇する期間には起動電圧ＶＣＣ（ＯＮ）が、ＶＣＣ（ＯＮ）からＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する期間には、停止電圧ＶＣＣ（ＯＦＦ）が入力される。

また、電源電圧ＶＣＣが一旦ＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇し、その後ＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下した場合には、タイマー間欠動作回路１１８へ信号を出力するように接続される。タイマー間欠動作回路１１８は、比較器１１７からの出力信号をカウントし、所定のカウント数ごとにＮＡＮＤ回路１１０へ信号を出力するように配置される。

ここで、図１２に示すスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成した従来のスイッチング電源装置は、図２のスイッチング電源制御用半導体装置２０２を図１２に示すスイッチング電源制御用半導体装置３０１と置き換えたものとなる。

次に、このようなスイッチング電源装置の短絡障害発生などの過負荷状態が発生した場合の動作について、図１３のタイミングチャートを基に説明する。図９のラッチ方式の過負荷保護機能を有するスイッチング電源制御用半導体装置との動作とは、この過負荷保護時の動作が異なる。

まず、過負荷状態には出力電圧ＶＯが低下し（図１３（ａ））、これに比例する電源電圧ＶＣＣが低下し始める。電源電圧ＶＣＣが、ＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下した時、起動／停止回路１１２の出力電圧ＶＣＨが反転し、内部回路電流供給回路１１１を介して、補助電源電圧ＶＣＣ用のコンデンサ１２７を充電し、電源電圧ＶＣＣは再びＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇する。

一旦電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＮ）まで上昇すると、起動／停止回路１１２の出力電圧ＶＣＨが再び反転し、内部回路電流供給回路１１１を介した充電電流はカットオフされる。このようにして、その後に電源電圧ＶＣＣは低下／上昇を繰り返す（図１３（ｂ）および（ｃ））。
また、比較器１１７は、電源電圧ＶＣＣが、ＶＣＣ（ＯＮ）からＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する度に、タイマー間欠動作回路１１８へパルス信号を出力する（図１３（ｄ））。
比較器１１７からの信号が入力されるようになると、タイマー間欠動作回路１１８の出力電圧ＶＴＩは反転し、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止にする信号が出力される。その後、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＮ）からＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する度に、比較器１１７から入力される信号を受けた回数を、タイマー間欠動作回路１１８に内蔵されたカウンタで記憶する。

その後、そのカウント数が所定の回数を超え、再び電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＮ）に達した場合には、タイマー間欠動作回路１１８からは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を再開する信号が出力され、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下するまでの間、スイッチング素子１０１はスイッチングする（図１３（ｅ）および図１３（ｆ））。この時、過負荷状態が解除されていなければ、出力電圧ＶＯは低下したままであるため、再び電源電圧ＶＣＣは、低下／上昇を繰り返す。

一方、過負荷状態が取り除かれている場合は、スイッチング素子１０１がスイッチングする期間に、負荷側へエネルギーが供給され、出力電圧ＶＯが再び上昇するため、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下することはなく、過負荷保護状態から通常の電源動作へ復帰することができる。

このような自己復帰方式の過負荷保護回路（例えば、特許文献２を参照）には、負荷側の短絡障害やスイッチング電源装置の出力側における短絡障害発生時に、スイッチング素子のスイッチング時間を短縮することで過負荷保護を実現しており、過負荷状態が取り除かれた場合は、自動的に通常動作へと復帰することができる。
特開平９−１８２２７７号公報 特開２０００−３２４８１７号公報

しかしながら、従来例に示すスイッチング電源装置においては、例えば瞬間的な停電などにより入力電圧が一瞬低下するいわゆる瞬断時にも、過負荷保護が作動してしまい、電源が停止状態で起動したり、電源の立ち上がりが遅れたりするという問題点がある。

以下に、ラッチ方式、自己復帰方式のそれぞれの場合における上記の問題点について、詳細に説明する。
まず、トランスの第１の一次巻線１２２ａに印加されるＶＯＲは一般的に反射電圧と呼ばれ、スイッチング素子がオフ時は、第１の一次巻線１２２ａの巻数Ｎｐ、二次巻線１２２ｃの巻数Ｎｓおよび出力電圧ＶＯを用いて、以下のように表される。

ＶＯＲ＝Ｎｓ／Ｎｐ×ＶＯ （１）

次に、スイッチング素子１０１のオン時間の割合であるオンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧ＶＩＮと反射電圧ＶＯＲを用いて以下のように表される。ただしここでは、スイッチング素子のオン電圧などは他に比べ小さいために無視している。

ＤＯＮ＝ ＶＯＲ／（ＶＩＮ＋ＶＯＲ） （２）

また、従来例に示すような一定周波数でスイッチング動作を繰り返すＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の電源においては、一般的に、異常時において入力側からの過剰な電力供給やスイッチング素子のオン時間が長くなることによる発熱や破壊が起こらないように、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘが設定され、それ以上の値をとらないように制限がかけられている。

次に瞬断時の動作については、瞬間的に入力側からの電力供給がカットオフされるために入力電圧ＶＩＮが次第に低下する。また、入力電圧ＶＩＮが低下し始めてから、ゼロ近くになるまでの間は、入力側から出力側への電力供給は可能であるために、出力電圧ＶＯはしばらくの期間は低下しない。つまり瞬断直後は、入力電圧ＶＩＮは低下するが、出力電圧ＶＯが低下しない状態が発生しうる。

この状態では、入力電圧ＶＩＮが低下し、出力電圧ＶＯ（∝反射電圧ＶＯＲ）が不変であるために、式（１）、（２）より、オンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧の低下に従って次第に大きくなり、最終的には最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなる。その後、オンデューティーは、それ以上大きな値をとることができないために、負荷側から求められる電力を供給できなくなり、出力電圧ＶＯは次第に低下し始める。

従来例に示した構成では、瞬断時に出力電圧ＶＯが低下すると、それに比例して第２の一次巻線１２２ｂの電圧が低下し、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）に到達したことを検出し、過負荷状態でないにもかかわらず過負荷保護が作動してしまう。

ここで、従来のラッチ方式での過負荷保護機能を有するスイッチング電源回路では、瞬断後にラッチ回路がリセットされる前に電源が再投入されるために、過負荷保護が作動した状態が保持されるため、瞬停時には電源が停止した状態のまま起動され、電源が立ち上がらないことが起こる。

一方、従来例の自己復帰方式での過負荷保護機能を有するスイッチング電源回路の場合は、ラッチ方式の場合と異なり、過負荷保護状態から自動的に復帰することはできるが、瞬断時に同様の動作で過負荷保護が作動する。しかしこの場合も通常動作への復帰に時間がかかってしまい、電源の立ち上がりが遅れることになる。

例えば、上記の従来例では、タイマー回路の所定のカウント数になるまでは、スイッチング素子がスイッチングせず、その間は、入力側から負荷側へ電力が供給されないために電源の再起動が遅れ、例えば１ｓ〜２ｓ程度の時間を要してしまうなど、電源動作が不安定になる可能性がある。

本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こる電源が立ち上がらないことや電源の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。

上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、入力側から供給される電力を、スイッチング素子のスイッチング動作により、インダクタンス成分に磁気エネルギーとして充電し、その磁気エネルギーを基に前記インダクタンス成分から負荷側へ前記電力を供給するスイッチング電源装置であって、負荷の増減に応じて、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を調整制御する制御回路を有し、前記制御回路は、その内部回路に電源を供給する内部電源供給回路と、過負荷状態を検出し、前記負荷側への電力供給量を抑制する過負荷保護回路と、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作におけるオン時間を検出するオン時間検出回路とを備え、前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記過負荷保護回路を作動させないことを特徴とする。

これにより、瞬断時には過負荷保護の動作を無効にして、過負荷保護が作動することにより起こる電源停止状態のまま再起動されることや、再起動の時間が遅延することを、確実に回避することができる。

また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記オン時間検出回路が、前記オン時間の最大値を決定することを特徴とする。

これにより、瞬断時以外の動作として入力側からの過剰な電力供給やスイッチング素子のオン時間が長くなるなどの異常時においても装置の発熱や破壊が起こらないように、スイッチング素子の最大オン時間を規定することができる。

また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が一定に固定されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、少なくとも、前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、前記過負荷検出回路が前記過負荷状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止もしくは抑制するスイッチング動作停止回路とを具備することを特徴とする。

また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項４に記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記過負荷検出回路と前記スイッチング動作停止回路がスイッチを介して接続され、前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記スイッチがオフされることを特徴とする。

また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項４に記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記スイッチング動作停止回路には、リセット手段が内蔵され、前記オン時間検出回路が前記リセット手段に接続され、前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記リセット手段により前記スイッチング動作停止回路が継続的に初期化されることを特徴とする。

また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項６に記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記過負荷検出回路には、前記制御回路の電源電圧を検出する制御回路電圧検出手段が内蔵され、前記制御回路電圧検出手段が、前記電源電圧が低下したことを検出した場合には、前記スイッチング動作停止回路を作動させることを特徴とする。

また、本発明の請求項８に記載のスイッチング電源装置は、請求項７に記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記オン時間検出回路が前記リセット手段の代わりに前記内部電源供給回路に接続され前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記制御回路に前記内部電源供給回路から電力が供給され、前記制御回路電圧検出手段が前記スイッチング動作停止回路を作動させないようにすることを特徴とする。

また、本発明の請求項９に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記スイッチング動作停止回路がラッチ回路を用いて構成されることを特徴とする。

また、本発明の請求項１０に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過負荷保護回路は、前記スイッチング動作停止回路が、前記スイッチング素子を間欠的にスイッチング動作させる制御手段を備えていることを特徴とする。

以上のように本発明によれば、停電などによる瞬間的な電源停止時（瞬断時）にスイッチング素子のオン時間が長くなることを検出し、そのときには過負荷保護の動作を無効にすることができる。

そのため、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こる電源が立ち上がらないことや電源の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。

図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、図１において、図９に示す従来のスイッチング電源制御用半導体装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図１に示すスイッチング電源制御用半導体装置２０２には、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０１のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、その制御回路内には、スイッチング素子１０１のスイッチング周期に対するオン時間の割合、いわゆるオンデューティーサイクルＤＯＮを検出するため、ＮＡＮＤ回路２７の出力部とドライブ回路２８の間にＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０が配置される。

また、オンデューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘである場合に、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０によりオフ状態となるように、過負荷保護回路１５０の内部には、スイッチ１１が、過負荷検出回路１２の出力部と、スイッチング動作停止回路用のラッチ回路であるフリップフロップ回路１３のセット端子入力部との間に配置され、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０の出力部にも接続される。

図２は、図１に示すスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。従来のスイッチング電源装置とは、スイッチング電源制御用半導体装置２０２のみが異なり、その他は同様の構成であるため、ここでは説明を省略する。

次に、本実施の形態１のスイッチング電源装置における瞬断時の動作について、図８のタイミングチャートを基に説明する。図９に示す従来のスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成されるスイッチング電源装置との動作の違いは、この瞬断時の動作となる。

瞬断時には、瞬間的に入力側からの電力供給がカットオフされるために、入力電圧ＶＩＮが次第に低下する（図８（ａ））。また、入力電圧ＶＩＮが低下し始めてから、ゼロに近くなるまでの間は、入力側から出力側への電力供給は可能であるために、出力電圧ＶＯはしばらくの期間は低下しない。つまり瞬断直後の動作としては、入力電圧ＶＩＮは低下するが、出力電圧ＶＯが低下しない状態が発生しうる。

この状態では、入力電圧ＶＩＮが低下し、出力電圧ＶＯ（∝反射電圧ＶＯＲ）が不変であるために、式（１）、（２）よりオンデューティーサイクルＤＯＮは、入力電圧の低下に従って次第に大きくなり、最終的には最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなる。そして、その後はオンデューティーサイクルがそれ以上大きな値をとることができないように制限されているために、負荷側から求められる電力を供給できなくなり、出力電圧ＶＯは次第に低下し始める。

ここで、本実施の形態の回路構成では、オンデューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘに到達したことを、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０で検出し、その出力信号を受けてスイッチ１１はオフする。これにより、ＲＳフリップフロップ回路１３には、過負荷検出回路１２からのセット信号が入力されないために、過負荷保護は作動しなくなる（図８（ｂ）、（ｃ））。
このように瞬断時には、オンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘまで大きくなることを利用して、これをＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０で検出し、過負荷保護動作を作動できなくすることで、瞬停後、電源が停止状態のままで再起動されてしまう問題を回避することが可能となる。

なお、上記実施の形態では、スイッチ１１を、過負荷検出回路１２の出力部に配置することを例示したが、過負荷検出回路１２の入力部に設けても同様の効果を得られることは明らかである。

なお、一般的な電源では、異常時において入力側からの過剰な電力供給やスイッチング素子のオン時間が長くなることでの発熱や破壊が起こらないように、オンデューティーサイクルＤＯＮを最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘで制限する回路が配置されるが、本実施の形態では、瞬断時にこの役割を果たすＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０を利用して、前記のように瞬断時に過負荷保護が作動することを回避している。

このようにすることで、瞬断時にオン時間を検出する回路を、特別に設ける必要もないために、回路の小型化に繋がるために好ましいが、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１０と別にオン時間を検出する回路を別に設けても構わない。

また、本実施の形態１では、出力電力に応じてオンデューティー幅を増減させるＰＷＭ方式の電源回路で例示したが、瞬断時に入力電圧ＶＩＮが低下した場合に、オン時間が長くなる制御方式であるものならば、例えば負荷側が必要とする電力に応じて周波数を変化させるＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、スイッチングする回数を変化させる間欠発振制御方式でも構わない。

また、オンデューティーサイクルは、スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合であり、これを検出するということはオン時間を検出するのと同義である。従って、例えばＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ−Ｃｈｏｋｅ−Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式のような周期が不定の自励式の電源においても、オン時間を検出し、オン時間が所定の値以上となった場合に、過負荷保護動作が作動されないようにすれば、同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態１において、過負荷検出回路１２とＲＳフリップフロップ回路１３の間にスイッチ１１を設け、瞬断時にＲＳフリップフロップ回路１３にセット信号が出力されない場合を例示したが、他の方法として、図３に示すように、オンデューティーサイクルがＤＯＮｍａｘに到達したことをＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１５で検出し、その度にスイッチング電源制御用半導体装置２０３の過負荷保護回路１５１内部の再起動トリガー１８からＲＳフリップフロップ回路１５１にリセット信号を入力し続けることで、常にラッチ状態での保護を解除することによっても、同様の効果を得ることができる。

また、図１に示す、本実施の形態１では、過負荷検出回路１２とＲＳフリップフロップ回路１３の間にスイッチ１１を設け、瞬断時にＲＳフリップフロップ回路１３にセット信号が出力されない場合を例示したが、他の方法として、図４に示すように、スイッチング電源制御用半導体装置３０５内のＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２９の出力部を、起動／停止回路３０に接続することで、以下のような動作を実現することができ、本実施の形態１と同様の効果を得ることが可能である。

すなわち、図４の構成によると、瞬断時にＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２９が最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘを検出すると、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２９から信号が出力され、起動／停止回路３０によって内部回路電流供給回路１１１から内部回路へ電力を供給することで、瞬断時の電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）以下まで低下しないようにする。

これにより、過負荷保護が作動する条件である電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する条件となることがなくなるために、瞬断時には過負荷保護動作は作動せず、電源の再起動が遅れてしまう課題を解決することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。

本実施の形態２では、瞬断時に自己復帰型のタイマー間欠動作に移行させないことで、瞬断後に過負荷保護が作動してしまい保護動作からの復帰に時間がかかり起動が遅れるという不具合を、以下のように回避できることを特徴とする。

図５は本実施の形態２のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の一構成例を示す回路図である。なお、図５において、図１２に示す従来のスイッチング電源制御用半導体装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図５に示すスイッチング電源制御用半導体装置３０２には、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０１のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、その制御回路内には、スイッチング素子１０１の最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘを検出するため、ＮＡＮＤ回路２７の出力部とドライブ回路２８の間にＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９が接続される。

また、オンデューティーサイクルＤＯＮが、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘまで大きくなった場合に、スイッチ２０をオフするように、過負荷保護回路１５２の内部には、スイッチ２０が比較器２１の出力部とスイッチング動作停止回路用のタイマー間欠動作回路２２の入力部の間に配置され、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９は、スイッチ２０をオン・オフできるように接続される。

また、本実施の形態にかかわるスイッチング電源装置の一例としては、図２に示すスイッチング電源装置の回路図のスイッチング電源制御用半導体装置２０２を、図５に示すスイッチング電源制御用半導体装置３０２に置き換えて構成したものとなる。

このように構成されたスイッチング電源装置の動作について、従来の図１２に図示される自己復帰方式の過負荷保護機能を有するスイッチング電源回路との違いは、瞬断時の動作である。

すなわち、瞬断時には、入力電圧ＶＩＮが低下し、オンデューティーサイクルＤＯＮが最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘに到達すると、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９から出力される信号を受けてスイッチ２０はオフする。これによりこの状態では、タイマー間欠動作回路２２には信号が入力されないようになり、過負荷保護は作動しなくなる。

なお、この時の入力電圧ＶＩＮ、負荷への出力電圧ＶＯおよびスイッチング素子電流ＩＤは、図８の本実施の形態１の瞬定時の動作を示すタイミングチャートと同様である。
このように、瞬断時にオンデューティーサイクルＤＯＮがＤＯＮｍａｘに到達することを利用して、これをＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９で検出し、過負荷保護機能を作動させなくすることで、瞬断後に電源の再起動が遅れる問題を回避することが可能となる。

なお、上記の実施の形態２では、スイッチ２０が比較器２１の出力部とスイッチング動作停止回路用のタイマー間欠動作回路２２の入力部の間に配置することを例示したが、比較器２１の入力部にスイッチ２０を配置しても、同様の効果を得られることは明らかである。

なお、一般的な電源では、異常時において入力側からの過剰な電力供給やスイッチング素子のオン時間が長くなることでの発熱や破壊が起こらないように、オンデューティーサイクルＤＯＮを最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘで制限する回路が配置されるが、本実施の形態では、瞬断時にこの役割を果たすＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９を利用して、前記のように瞬断時に過負荷保護が作動することを回避している。

このようにすることで、瞬断時にオン時間を検出する回路を、特別に設ける必要もないために、回路の小型化に繋がるために好ましいが、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９と別にオン時間を検出する回路を設けても構わない。

なお、本実施の形態２では、出力電力に応じてオンデューティー幅を増減させるＰＷＭ方式の電源回路で例示したが、瞬断時に入力電圧ＶＩＮが低下した際に、オン時間が長くなる制御方式であるものならば、例えば負荷側が必要とする電力に応じて周波数を変化させるＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、スイッチングする回数を変化させる間欠発振制御方式でも構わない。

また、オンデューティーサイクルは、スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合であり、これを検出するということはオン時間を検出するのと同義である。従って、例えばＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ−Ｃｈｏｋｅ−Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式のような周期が不定の自励式の電源においても、オン時間を検出し、オン時間が所定の値以上となった場合に、過負荷保護動作が作動されないようにすれば、同様の効果を得ることができる。

なお、図５に示す本実施の形態２では、過負荷保護回路１５２を構成する比較器２１とタイマー間欠動作回路２２の間にスイッチ２０を設け、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９が最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘを検出した際に、タイマー間欠動作回路２２による過負荷保護を作動させないようにしたが、他の方法として、図６に示すように、スイッチング電源制御用半導体装置３０３内のＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２３が、過負荷保護回路１５３を構成するタイマー間欠動作回路２４に接続されることによって、オンデューティーサイクルがＤＯＮｍａｘに到達した場合には、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２３がタイマー間欠動作回路２４のカウント数をリセットし続けるように動作させる。

ここで、従来の自己復帰方式の過負荷保護機能を有する回路では、過負荷保護が作動してしまうため、電源の立ち上がりが遅れるのに対して、本回路構成では、電源電圧ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ（ＯＮ）に達し、ＶＣＣ（ＯＮ）からＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する期間には、必ずスイッチング素子１０１がスイッチングしているために、瞬停後の電源の起動を早くすることができる。

また、図５に示す本実施の形態２では、過負荷保護回路１５２を構成する比較器２１とタイマー間欠動作回路２２の間にスイッチ２０を設け、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器１９が最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘを検出した際に、タイマー間欠動作回路２２による過負荷保護を作動させないようにしたが、他の方法として、図７に示すように、スイッチング電源制御用半導体装置３０４内のＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２５の出力部を、起動／停止回路２６に接続することで、以下のような動作を実現することができ、本実施の形態２と同様の効果を得ることが可能である。

図７の構成によると、瞬断時にＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２５が、最大オンデューティーサイクルＤＯＮｍａｘを検出すると、ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器２５から信号が出力され、起動／停止回路２６によって内部回路電流供給回路１１１から内部回路へ電力を供給することで、瞬断時の電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）以下まで低下しないようにする。

これにより、過負荷保護が作動する条件である、電源電圧ＶＣＣがＶＣＣ（ＯＦＦ）まで低下する条件となることがなくなるために、瞬断時には過負荷保護動作は作動せず、電源の再起動が遅れてしまう課題を解決することができる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置では、出力電圧ＶＯをスイッチング電源制御用半導体装置の電源電圧ＶＣＣによって検出し、スイッチング動作を制御して、出力電圧ＶＯが所定の電圧で安定化するような制御方式で説明したが、一般的にその他の方式としてよく用いられる、出力電圧ＶＯをシャントレギュレーターやツェナーダイオードで検出し、フォトカプラなどを用いてフィードバックする制御方式などを用いることもできる。

本発明のスイッチング電源装置は、停電などの瞬断時にも、過負荷保護の誤作動により起こる電源が立ち上がらないことや電源の立ち上がりが遅れることを確実に回避して、安定して電源を再起動することができ、安定した電源動作を実現することができるもので、負荷短絡時などの過負荷状態に対する保護機能を有するスイッチング電源装置に適用できる。

本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図 同実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図 同実施の形態１のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の他の構成（１）を示す回路図 同実施の形態１のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の他の構成（２）を示す回路図 本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図 同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の他の構成（１）を示す回路図 同実施の形態２のスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御用半導体装置の他の構成（２）を示す回路図 本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における動作を示すタイミングチャート 従来のスイッチング電源装置におけるラッチ方式の過負荷保護機能を有するスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図 従来のスイッチング電源装置における定常動作時のタイミングチャートの本発明との比較説明図 従来のスイッチング電源装置におけるラッチ方式の過負荷保護動作時のタイミングチャート 従来のスイッチング電源装置における自己復帰方式の過負荷保護機能を有するスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図 従来のスイッチング電源装置における自己復帰方式の過負荷保護動作時の動作を示すタイミングチャート

符号の説明

１０、１５、１９、２３、２５、２９ ＭＡＸ−ＤＵＴＹ検出器
１１、２０ スイッチ
１２、１６、１１３ 過負荷検出回路
１５０、１５１、１５２、１５３、１５５、１５６ 過負荷保護回路
１３、１７、１０５、１１４ ＲＳフリップフロップ回路
１４、１８、１１５ 再起動トリガー
２１、１１７ 比較器
２２、２４、１１８ タイマー間欠動作回路
２６、３０、１１２ 起動／停止回路
２７、１１０ ＮＡＮＤ回路
２８、１１６ ドライブ回路（ゲートドライバー）
１０１ スイッチング素子
１０２ 誤差増幅器
１０３ ドレイン電流検出用比較器
１０４ ドレイン電流検出回路
１０６ 過電流保護回路
１０７ 発振器
１０８ クロック信号
１０９ 最大オンデューティーサイクル信号
１１１ 内部回路電流供給回路
１２０ 整流器
１２１ 入力コンデンサ
１２２ トランス
１２２ａ 第１の一次巻線
１２２ｂ 第２の一次巻線
１２２ｃ 二次巻線
１２５ 負荷
１２３、１２６ ダイオード
１２４、１２７ コンデンサ
２０１、２０２、２０３ スイッチング電源制御用半導体装置
３０１、３０２、３０３、３０４、３０５ スイッチング電源制御用半導体装置

Claims (10)

1. 入力側から供給される電力を、スイッチング素子のスイッチング動作により、インダクタンス成分に磁気エネルギーとして充電し、その磁気エネルギーを基に前記インダクタンス成分から負荷側へ前記電力を供給するスイッチング電源装置であって、
   負荷の増減に応じて、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を調整制御する制御回路を有し、
   前記制御回路は、
   その内部回路に電源を供給する内部電源供給回路と、
   過負荷状態を検出し、前記負荷側への電力供給量を抑制する過負荷保護回路と、
   前記スイッチング素子の前記スイッチング動作におけるオン時間を検出するオン時間検出回路とを備え、
   前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、
   前記過負荷保護回路を作動させない
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記オン時間検出回路が、前記オン時間の最大値を決定する
   ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング素子のスイッチング周波数が一定に固定されている
   ことを特徴とする請求項１〜請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
4. 前記過負荷保護回路は、少なくとも、
   前記過負荷状態を検出する過負荷検出回路と、
   前記過負荷検出回路が前記過負荷状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止もしくは抑制するスイッチング動作停止回路とを具備する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記過負荷保護回路は、
   前記過負荷検出回路と前記スイッチング動作停止回路がスイッチを介して接続され、
   前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記スイッチがオフされる
   ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記過負荷保護回路は、
   前記スイッチング動作停止回路には、リセット手段が内蔵され、
   前記オン時間検出回路が前記リセット手段に接続され、
   前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、前記リセット手段により前記スイッチング動作停止回路が継続的に初期化される
   ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記過負荷保護回路は、
   前記過負荷検出回路には、前記制御回路の電源電圧を検出する制御回路電圧検出手段が内蔵され、
   前記制御回路電圧検出手段が、前記電源電圧が低下したことを検出した場合には、前記スイッチング動作停止回路を作動させる
   ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記過負荷保護回路は、
   前記オン時間検出回路が前記リセット手段の代わりに前記内部電源供給回路に接続され
   前記オン時間検出回路が前記オン時間として予め設定された所定時間以上を検出した場合には、
   前記制御回路に前記内部電源供給回路から電力が供給され、
   前記制御回路電圧検出手段が前記スイッチング動作停止回路を作動させないようにする
   ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記過負荷保護回路は、
   前記スイッチング動作停止回路がラッチ回路を用いて構成される
   ことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
10. 前記過負荷保護回路は、
    前記スイッチング動作停止回路が、前記スイッチング素子を間欠的にスイッチング動作させる制御手段を備えている
    ことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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