JP2004194394A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】過負荷時など負荷の変動時にも、その負荷変動に対して、広範囲にかつ素速く対応できる良好なフの字保護特性が得られ、回路部品を、過電流による破壊から確実に保護することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】過負荷時に出力電圧ＶｏとＶＣＣが低下することを利用して、過負荷時に、出力電圧ＶｏおよびＶＣＣの低下を検出し、クランプ電圧可変回路１３により、発振周波数およびスイッチング素子１の最大電流値を小さくすることによって、出力電流および出力電圧に対してフの字特性を持たせ、過負荷による過電流の発生を抑え、さらに、ＶＣＣ低下時には、ダミー負荷回路１５が導通することで、ＶＣＣの低下速度が速くなり、負荷変動時の応答性を速くすることができる。
【選択図】 図１
【解決手段】過負荷時に出力電圧ＶｏとＶＣＣが低下することを利用して、過負荷時に、出力電圧ＶｏおよびＶＣＣの低下を検出し、クランプ電圧可変回路１３により、発振周波数およびスイッチング素子１の最大電流値を小さくすることによって、出力電流および出力電圧に対してフの字特性を持たせ、過負荷による過電流の発生を抑え、さらに、ＶＣＣ低下時には、ダミー負荷回路１５が導通することで、ＶＣＣの低下速度が速くなり、負荷変動時の応答性を速くすることができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置であり出力特性として定電流垂下特性を持つスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば充電器用の電源装置として、負荷の変動に対して良好な出力特性である定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置が、広く利用されている。
【０００３】
以上のような従来のスイッチング電源装置（例えば、特許文献１を参照）について、図面を参照しながら以下に説明する。
図５は従来の充電器用のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図５において、１３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００４】
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【０００５】
１０２は半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ１０２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃとを備えている。１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時に、スイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後に、ＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【０００６】
１０７は半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００７】
１０６はスイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
【０００８】
１１２はフィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【０００９】
１１３はクランプ回路１１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ回路１１２によるクランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１０１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路１０９へ出力する。
【００１０】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路１１２と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００１１】
１０９は発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決めるクロック信号１０９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１２】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号（Ｑ）が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライバ１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１３】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、補助巻線１４０Ｃを有している。補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。
【００１４】
１３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗１３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００１５】
２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５５へ接続される。２次側制御回路１５６は、定電圧制御回路１５７と定電流制御回路１５８とからなり、定電圧制御回路１５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５２および１５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路１５８は、出力電流検出抵抗１５４に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１６】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図７は図５の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図７に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
【００１７】
そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、コンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００１８】
レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときに、スイッチング動作（ＩＤＳが流れている状態）のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００１９】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路１０７で設定された起動電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）に達すると、発振が開始しスイッチング素子１０１のスイッチング（ＩＤＳのスイッチング）動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなるため、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、補助巻線１４０Ｃに電流が流れ、ＶＣＣが起動する。
【００２０】
２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５２および１５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５７からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００２１】
補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。
【００２２】
補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときは、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂが導通可能となるため、このときは、起動電流がスイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００２３】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗１５４に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路１５８が動作し、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。
【００２４】
このような負帰還がかかることで、出力電流ＩＯが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流ＩＯは一定で、出力電圧ＶＯが低下するといった定電流垂下特性となる。
【００２５】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、補助電源電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗１３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１１３によって、クランプ回路１１２のクランプ電圧を減少させる。
【００２６】
そのため、ＶＣＣが停止し、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１０１の過電流保護値ＩＬＩＭＩＴが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ動作が開始し、スイッチング素子１０１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流ＩＯは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１１３から発振回路１０９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図５における出力電流電圧特性は図９のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００２７】
図６は従来のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図であり、図５における半導体装置１３０の内部回路を詳細に記載したもので、図中の符号は、図５のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００２８】
図６において、起動／停止回路１０７は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａ、インバータ１０７Ｂおよび１０７Ｄ、ＡＮＤ回路１０７Ｃ、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器１０７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ１０７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器１０７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路１０５、ＡＮＤ回路１０７Ｃおよびインバータ１０７Ｄへ信号を出力する。インバータ１０７Ｂは、ＡＮＤ回路１０７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力により、スイッチ１０２Ｂが制御され、インバータ１０７Ｄの出力により、スイッチ１０２Ａが制御される。
【００２９】
このように構成された起動／停止回路１０７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオン、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源１０３の起動電流は、スイッチ１０２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ１０２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。
【００３０】
そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器１０７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ１０２Ａがオフとなる。起動後は、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。
【００３１】
また、起動後のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置の動作は継続する。
【００３２】
【特許文献１】
特開平６−１４９３９６号公報
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記のような従来のスイッチング電源装置では、以下のような問題点を有しており、図面を用いて説明する。
【００３４】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源装置の構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、負荷短絡時の出力電流を小さく抑えるための保護回路が備わっている。
【００３５】
図５のような従来のスイッチング電源装置には、負荷短絡状態をＶＣＣ電圧で検出し、スイッチング素子の過電流保護値と発振周波数を小さく抑えることで、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるが、過負荷時にＶＣＣ電圧が一定値まで低下すると、制御回路への電流供給がＤＲＡＩＮに切り替わるため、この電圧を境界として、ＶＣＣの負荷が軽くなるため、ＶＣＣの低下が遅くなり、過電流保護値の低下も遅くなる。
【００３６】
従って、図８（ｂ）に示すように、負荷短絡の瞬間には、ドレイン電流が過電流保護値の最大値まで伸びて、ＶＣＣが一瞬上昇してから徐々に低下するが、途中からＶＣＣの低下が遅くなるため、過電流保護値の低下も遅くなり、場合によっては、ＶＣＣの低下と過電流保護値の低下が釣り合ってしまい、ＶＣＣと過電流保護値が安定してしまうことがある。
【００３７】
この場合、図１０に示すように、本来のフの字保護特性が得られずに、負荷短絡電流が大きくなってしまうという問題点を有していた。
また、起動開始時のＶＣＣ電圧は、半導体装置への電流供給がＤＲＡＩＮ側からに切り替わる電圧と等しいため、この電圧よりも高い電圧でフの字保護に入るような設定にすると、起動開始時の過電流保護値が小さくなるため、２次側へ十分な電力を供給できず、起動できなくなるという問題点も有していた。
【００３８】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、フの字保護に入る電圧設定に関係なくスムーズに起動することができるとともに、過負荷時など負荷の変動時にも、その負荷変動に対して、広範囲にかつ素速く対応できる良好なフの字保護特性が得られ、過電流による回路部品の劣化を防止することができ、特に負荷短絡による過負時にも、スイッチング素子を含む回路部品を、過電流による破壊から確実に保護することができるスイッチング電源装置を提供する。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記１次巻線に供給される第１の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記２次巻線に発生する２次側交流電圧を整流および平滑化して第２の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、前記第２の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第１の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第１の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、前記制御回路に、前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、前記補助電源電圧に接続されたダミー負荷回路とを設け、前記ダミー負荷回路は、前記補助電源電圧が一定電圧以下になった時に導通するよう構成したことを特徴とする。
【００４０】
以上により、過負荷時に補助電源電圧が一定電圧以下になると、ダミー負荷回路が導通するため、補助電源電圧の低下が早くなり、過負荷時への応答性を改善することができる。
【００４１】
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記レギュレータは、起動時には前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧から前記補助電源電圧生成回路へ電源を供給し、起動後は前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給し、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するよう構成したことを特徴とする。
【００４２】
以上により、過負荷時に補助電源電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができ、起動時の補助電源電圧が高く設定されるため、過負荷時のフの字保護動作の設定範囲を広くとることができる。
【００４３】
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４４】
以上により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【００４５】
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記発振周波数低下信号を出力するまでは最大値に固定し、前記発振周波数低下信号を出力すると同時に、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４６】
以上により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定を容易化することができる。
【００４７】
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４８】
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略１／５程度とするよう構成したことを特徴とする。
【００４９】
以上により、負荷短絡時の出力電流を十分に小さくすることができる。
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第１の直流電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする。
【００５０】
以上により、回路を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化を行うことができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００５２】
図１は本実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図１において、３０はスイッチング電源装置制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００５３】
半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００５４】
２は半導体装置３０の内部回路用の電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃとを備えている。
【００５５】
３は起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００５６】
７は半導体装置３０の起動および停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。また、ＶＤＤが一定電圧に達した後も、ＶＣＣが一定電圧に達するまでは、スイッチ２Ａをオンさせる信号をレギュレータ２へ出力し、ＤＲＡＩＮからＶＣＣへ起動電流を流す。
【００５７】
１５はダミー負荷回路であり、ＶＣＣとＧＮＤの間に接続され、起動／停止回路７からの信号により、スイッチ２Ｂがオンの間、ＶＣＣに擬似的にダミー負荷を与える。
【００５８】
６はスイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、素子電流検出信号として比較器８のプラス端子（＋端子）へ信号を出力する。１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８のマイナス端子（−端子）へ信号を出力する。
【００５９】
比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
【００６０】
１２はフィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
【００６１】
１３はクランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が、増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。
【００６２】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するため素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路１３と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００６３】
９は発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決めるクロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９ＡはＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９ＢはＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子（Ｓ）へ入力される。
【００６４】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の端子Ｑからの出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライバ４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００６５】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、補助巻線４０Ｃを有している。補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用されＶＣＣへ入力される。３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。
【００６６】
３５は制御信号を電源の出力電圧を取り出す２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂとから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００６７】
２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５５へ接続される。２次側制御回路５６は、定電圧制御回路５７と定電流制御回路５８とから成り、定電圧制御回路５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５２および５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路５８は、出力電流検出抵抗５４に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００６８】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図４は図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図４に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
【００６９】
そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００７０】
レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときに、スイッチング動作（ＩＤＳが流れている状態）のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００７１】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）に達すると、発振が開始しスイッチング素子１のスイッチング（ＩＤＳのスイッチング）動作が開始されるが、レギュレータ１０２内のスイッチ２Ａは、ＶＣＣが設定電圧になるまではオンとなるため、起動開始時のＶＣＣは設定電圧まで上昇し、設定電圧に達した後にオフとなり、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、補助巻線４０Ｃに電流が流れる。
【００７２】
２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５２および５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５７からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００７３】
補助巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、スイッチング素子１の発振動作が開始され、その後、さらにＶＣＣが上昇して設定電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置３０の電流は、補助巻線４０Ｃから供給されるようになる。
【００７４】
補助巻線４０Ｃの極性は、２次巻線４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００７５】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗５４に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路５８が動作し、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。
【００７６】
このような負帰還がかかることで、出力電流ＩＯが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流ＩＯは一定で、出力電圧ＶＯが低下するといった定電流垂下特性となる。
【００７７】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。
【００７８】
そのため、ＶＣＣが停止し、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値ＩＬＩＭＩＴが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ動作が開始し、スイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流ＩＯは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１における出力電流電圧特性は図９のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００７９】
ここで、過負荷時にＶＣＣが低下し、ＶＣＣが起動／停止回路７で設定された電圧まで低下すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通し、ＤＲＡＩＮからＶＤＤへの電流供給が行われるようになるため、ＶＣＣの負荷が軽くなるが、この時スイッチ２Ｂのオンオフのタイミングと同期して、ダミー負荷回路１５がオンオフするため、図８（ａ）に示すように、ＶＣＣが設定電圧（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下まで低下しても、そのＶＣＣの低下速度は変化せず、一定のままで低下を続ける。
【００８０】
図２は本実施の形態のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図２は図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅ、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆ、ＯＲ回路７Ｇ、ＮＡＮＤ回路７Ｈから構成される。
ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧（ＶＣＣ＿ＵＶ）を比較し、インバータ７ＢとＲＳフリップフロップ回路７Ｆのセット端子（Ｓ）へ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃ、インバータ７ＤおよびＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。インバータ７Ｄは、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆのリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。ＯＲ回路７Ｇは、ＲＳフリップフロップ回路７ＦのＱ端子からの出力信号と、ゲートドライバ４の出力信号とを入力し、ＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、ＮＡＮＤ回路７Ｈの出力により、スイッチ２Ａが制御される。また、ＮＡＮＤ回路７Ｃの出力は、ダミー負荷回路１５を制御する。
【００８１】
このように構成された起動／停止回路７について、その動作を以下に説明する。
起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となる。
【００８２】
このときのＶＣＣの電圧は、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低いため、フリップフロップ回路７Ｆの出力はローレベルである。従って、ゲートドライバ４の出力がローレベルの時、つまり、スイッチング素子１のオフ期間には、ＯＲ回路７Ｇの出力はローレベルとなるため、レギュレータ２Ａはオンとなるため、起動開始後もＶＣＣの電圧は上昇を続ける。そして、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧に達すると、フリップフロップ回路７Ｆへセット信号が入力されるため、ＯＲ回路７Ｇの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ａはオフとなる。
【００８３】
起動後に、ＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低くなると、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベルとなるため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ｂはオンとなるため、ＤＲＡＩＮからの電流によりＶＤＤが一定に保持される。
【００８４】
従って、起動後のＶＤＤの電流はＶＣＣから供給されるが、過負荷時にＶＣＣが低下するとＶＤＤの電流供給はＤＲＡＩＮ側からに切り替わるため、半導体装置の動作は継続する。
【００８５】
図３（ａ）は、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路１５の一構成例を示す回路図である。図３（ａ）において、ダミー負荷回路１５は、スイッチング素子１５Ａと、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃとからなるミラー回路と、定電流源１５Ｄとからなり、スイッチング素子１５ＡのドレインはＶＣＣと接続され、そのゲートがダミー負荷回路の入力端子であり、そのソースがミラー回路のトランジスタ１５Ｂと接続されている。
【００８６】
このように構成されたダミー負荷回路１５について、その動作を以下に説明する。
レギュレータ２内のスイッチ２Ｂがオンすると、スイッチング素子１５Ａがオンする信号が入力されるため、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃからなるミラー回路と定電流源１５Ｄで設定された定電流がＶＣＣとＧＮＤの間に流れるようになる。従って、過負荷時にＶＣＣが一定以下になると、ＤＲＡＩＮからＶＤＤへの電流供給がされている間、ＶＣＣにダミー電流が流れるため、ＶＣＣの低下速度が遅くなることはない。ここで、ダミー電流値が半導体装置３０の全体の回路消費電流と等しくなるようにしておけば、過負荷時のＶＣＣの低下速度は一定になる。
【００８７】
図３（ｂ）は本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路１５の別の構成例を示す回路図である。図３（ａ）との違いは、抵抗１５Ｅと１５ＦによりＶＣＣのダミー負荷電流値を設定しているところにあり、ＶＣＣ低下後は、抵抗１５Ｅと１５Ｆとで決まる電流値がダミー電流となり、過負荷時のＶＣＣ低下速度を早くすることができる。
【００８８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、負荷急変時の応答性にも素速く対応可能な優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。
【００８９】
また、起動開始時のＶＣＣ電圧は、半導体装置への電流供給がＤＲＡＩＮ端子側からに切り替わる電圧より高い電圧まで上昇するため、フの字保護に入る電圧をこの切り替わり電圧より高い電圧に設定しても、起動できなくなるといったことがなく、スイッチング電源の仕様に合わせて、フの字保護の設定幅を広くとることができるようになるといった効果もある。
【００９０】
また、充電器用スイッチング電源装置に必要な２次側定電流制御回路を構成しても、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、２次側に部品追加が不要であり、また、スイッチング素子と制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することができ、そのように主要な回路部品を単一半導体内に設けた場合には、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図２】同実施の形態のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図３】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路の一構成例を示す回路図
【図４】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図５】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図６】同従来例のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図７】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図８】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における負荷短絡時の動作を従来と比較して説明するためのタイムチャート
【図９】同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図１０】従来のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【符号の説明】
１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバ
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
７Ａ ＶＣＣ用比較器
７Ｂ、７Ｄ インバータ
７Ｃ ＡＮＤ回路
７Ｅ ＶＤＤ用比較器
７Ｆ ＲＳフリップフロップ回路
７Ｇ ＯＲ回路
７Ｈ ＮＡＮＤ回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１ フィードバック信号制御回路
１２ クランプ回路
１３ クランプ電圧可変回路
１４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５ ダミー負荷回路
１５Ａ スイッチング素子
１５Ｂ、１５Ｃ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１５Ｄ 定電流源
１５Ｅ、１５Ｆ 抵抗
３０ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３ コンデンサ
３４ 抵抗
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ 補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２、５３ 出力電圧検出用抵抗
５４ 出力電流検出用抵抗
５５ 負荷
５６ ２次側制御回路
５７ 定電圧制御回路
５８ 定電流制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置であり出力特性として定電流垂下特性を持つスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば充電器用の電源装置として、負荷の変動に対して良好な出力特性である定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置が、広く利用されている。
【０００３】
以上のような従来のスイッチング電源装置（例えば、特許文献１を参照）について、図面を参照しながら以下に説明する。
図５は従来の充電器用のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図５において、１３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００４】
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【０００５】
１０２は半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ１０２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃとを備えている。１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時に、スイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後に、ＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【０００６】
１０７は半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００７】
１０６はスイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
【０００８】
１１２はフィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【０００９】
１１３はクランプ回路１１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ回路１１２によるクランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１０１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路１０９へ出力する。
【００１０】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路１１２と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００１１】
１０９は発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決めるクロック信号１０９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１２】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号（Ｑ）が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライバ１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１３】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、補助巻線１４０Ｃを有している。補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。
【００１４】
１３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗１３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００１５】
２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５５へ接続される。２次側制御回路１５６は、定電圧制御回路１５７と定電流制御回路１５８とからなり、定電圧制御回路１５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５２および１５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路１５８は、出力電流検出抵抗１５４に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１６】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図７は図５の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図７に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
【００１７】
そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、コンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００１８】
レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときに、スイッチング動作（ＩＤＳが流れている状態）のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００１９】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路１０７で設定された起動電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）に達すると、発振が開始しスイッチング素子１０１のスイッチング（ＩＤＳのスイッチング）動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなるため、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、補助巻線１４０Ｃに電流が流れ、ＶＣＣが起動する。
【００２０】
２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５２および１５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５７からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００２１】
補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。
【００２２】
補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときは、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂが導通可能となるため、このときは、起動電流がスイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００２３】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗１５４に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路１５８が動作し、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。
【００２４】
このような負帰還がかかることで、出力電流ＩＯが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流ＩＯは一定で、出力電圧ＶＯが低下するといった定電流垂下特性となる。
【００２５】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、補助電源電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗１３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１１３によって、クランプ回路１１２のクランプ電圧を減少させる。
【００２６】
そのため、ＶＣＣが停止し、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１０１の過電流保護値ＩＬＩＭＩＴが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ動作が開始し、スイッチング素子１０１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流ＩＯは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１１３から発振回路１０９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図５における出力電流電圧特性は図９のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００２７】
図６は従来のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図であり、図５における半導体装置１３０の内部回路を詳細に記載したもので、図中の符号は、図５のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００２８】
図６において、起動／停止回路１０７は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａ、インバータ１０７Ｂおよび１０７Ｄ、ＡＮＤ回路１０７Ｃ、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器１０７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ１０７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器１０７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路１０５、ＡＮＤ回路１０７Ｃおよびインバータ１０７Ｄへ信号を出力する。インバータ１０７Ｂは、ＡＮＤ回路１０７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力により、スイッチ１０２Ｂが制御され、インバータ１０７Ｄの出力により、スイッチ１０２Ａが制御される。
【００２９】
このように構成された起動／停止回路１０７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオン、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源１０３の起動電流は、スイッチ１０２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ１０２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。
【００３０】
そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器１０７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ１０２Ａがオフとなる。起動後は、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。
【００３１】
また、起動後のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置の動作は継続する。
【００３２】
【特許文献１】
特開平６−１４９３９６号公報
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記のような従来のスイッチング電源装置では、以下のような問題点を有しており、図面を用いて説明する。
【００３４】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源装置の構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、負荷短絡時の出力電流を小さく抑えるための保護回路が備わっている。
【００３５】
図５のような従来のスイッチング電源装置には、負荷短絡状態をＶＣＣ電圧で検出し、スイッチング素子の過電流保護値と発振周波数を小さく抑えることで、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるが、過負荷時にＶＣＣ電圧が一定値まで低下すると、制御回路への電流供給がＤＲＡＩＮに切り替わるため、この電圧を境界として、ＶＣＣの負荷が軽くなるため、ＶＣＣの低下が遅くなり、過電流保護値の低下も遅くなる。
【００３６】
従って、図８（ｂ）に示すように、負荷短絡の瞬間には、ドレイン電流が過電流保護値の最大値まで伸びて、ＶＣＣが一瞬上昇してから徐々に低下するが、途中からＶＣＣの低下が遅くなるため、過電流保護値の低下も遅くなり、場合によっては、ＶＣＣの低下と過電流保護値の低下が釣り合ってしまい、ＶＣＣと過電流保護値が安定してしまうことがある。
【００３７】
この場合、図１０に示すように、本来のフの字保護特性が得られずに、負荷短絡電流が大きくなってしまうという問題点を有していた。
また、起動開始時のＶＣＣ電圧は、半導体装置への電流供給がＤＲＡＩＮ側からに切り替わる電圧と等しいため、この電圧よりも高い電圧でフの字保護に入るような設定にすると、起動開始時の過電流保護値が小さくなるため、２次側へ十分な電力を供給できず、起動できなくなるという問題点も有していた。
【００３８】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、フの字保護に入る電圧設定に関係なくスムーズに起動することができるとともに、過負荷時など負荷の変動時にも、その負荷変動に対して、広範囲にかつ素速く対応できる良好なフの字保護特性が得られ、過電流による回路部品の劣化を防止することができ、特に負荷短絡による過負時にも、スイッチング素子を含む回路部品を、過電流による破壊から確実に保護することができるスイッチング電源装置を提供する。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記１次巻線に供給される第１の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記２次巻線に発生する２次側交流電圧を整流および平滑化して第２の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、前記第２の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第１の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第１の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、前記制御回路に、前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、前記補助電源電圧に接続されたダミー負荷回路とを設け、前記ダミー負荷回路は、前記補助電源電圧が一定電圧以下になった時に導通するよう構成したことを特徴とする。
【００４０】
以上により、過負荷時に補助電源電圧が一定電圧以下になると、ダミー負荷回路が導通するため、補助電源電圧の低下が早くなり、過負荷時への応答性を改善することができる。
【００４１】
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記レギュレータは、起動時には前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧から前記補助電源電圧生成回路へ電源を供給し、起動後は前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給し、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するよう構成したことを特徴とする。
【００４２】
以上により、過負荷時に補助電源電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができ、起動時の補助電源電圧が高く設定されるため、過負荷時のフの字保護動作の設定範囲を広くとることができる。
【００４３】
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４４】
以上により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【００４５】
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記発振周波数低下信号を出力するまでは最大値に固定し、前記発振周波数低下信号を出力すると同時に、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４６】
以上により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定を容易化することができる。
【００４７】
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４８】
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略１／５程度とするよう構成したことを特徴とする。
【００４９】
以上により、負荷短絡時の出力電流を十分に小さくすることができる。
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第１の直流電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする。
【００５０】
以上により、回路を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化を行うことができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００５２】
図１は本実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図１において、３０はスイッチング電源装置制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００５３】
半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００５４】
２は半導体装置３０の内部回路用の電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃとを備えている。
【００５５】
３は起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００５６】
７は半導体装置３０の起動および停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。また、ＶＤＤが一定電圧に達した後も、ＶＣＣが一定電圧に達するまでは、スイッチ２Ａをオンさせる信号をレギュレータ２へ出力し、ＤＲＡＩＮからＶＣＣへ起動電流を流す。
【００５７】
１５はダミー負荷回路であり、ＶＣＣとＧＮＤの間に接続され、起動／停止回路７からの信号により、スイッチ２Ｂがオンの間、ＶＣＣに擬似的にダミー負荷を与える。
【００５８】
６はスイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、素子電流検出信号として比較器８のプラス端子（＋端子）へ信号を出力する。１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８のマイナス端子（−端子）へ信号を出力する。
【００５９】
比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
【００６０】
１２はフィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
【００６１】
１３はクランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が、増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。
【００６２】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するため素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路１３と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００６３】
９は発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決めるクロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９ＡはＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９ＢはＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子（Ｓ）へ入力される。
【００６４】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の端子Ｑからの出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライバ４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００６５】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、補助巻線４０Ｃを有している。補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用されＶＣＣへ入力される。３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。
【００６６】
３５は制御信号を電源の出力電圧を取り出す２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂとから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００６７】
２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５５へ接続される。２次側制御回路５６は、定電圧制御回路５７と定電流制御回路５８とから成り、定電圧制御回路５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５２および５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路５８は、出力電流検出抵抗５４に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００６８】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図４は図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図４に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
【００６９】
そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００７０】
レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときに、スイッチング動作（ＩＤＳが流れている状態）のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００７１】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）に達すると、発振が開始しスイッチング素子１のスイッチング（ＩＤＳのスイッチング）動作が開始されるが、レギュレータ１０２内のスイッチ２Ａは、ＶＣＣが設定電圧になるまではオンとなるため、起動開始時のＶＣＣは設定電圧まで上昇し、設定電圧に達した後にオフとなり、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、補助巻線４０Ｃに電流が流れる。
【００７２】
２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５２および５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５７からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００７３】
補助巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、スイッチング素子１の発振動作が開始され、その後、さらにＶＣＣが上昇して設定電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置３０の電流は、補助巻線４０Ｃから供給されるようになる。
【００７４】
補助巻線４０Ｃの極性は、２次巻線４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００７５】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗５４に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路５８が動作し、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。
【００７６】
このような負帰還がかかることで、出力電流ＩＯが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流ＩＯは一定で、出力電圧ＶＯが低下するといった定電流垂下特性となる。
【００７７】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。
【００７８】
そのため、ＶＣＣが停止し、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値ＩＬＩＭＩＴが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ動作が開始し、スイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流ＩＯは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１における出力電流電圧特性は図９のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００７９】
ここで、過負荷時にＶＣＣが低下し、ＶＣＣが起動／停止回路７で設定された電圧まで低下すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通し、ＤＲＡＩＮからＶＤＤへの電流供給が行われるようになるため、ＶＣＣの負荷が軽くなるが、この時スイッチ２Ｂのオンオフのタイミングと同期して、ダミー負荷回路１５がオンオフするため、図８（ａ）に示すように、ＶＣＣが設定電圧（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下まで低下しても、そのＶＣＣの低下速度は変化せず、一定のままで低下を続ける。
【００８０】
図２は本実施の形態のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図２は図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅ、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆ、ＯＲ回路７Ｇ、ＮＡＮＤ回路７Ｈから構成される。
ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧（ＶＣＣ＿ＵＶ）を比較し、インバータ７ＢとＲＳフリップフロップ回路７Ｆのセット端子（Ｓ）へ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃ、インバータ７ＤおよびＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。インバータ７Ｄは、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆのリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。ＯＲ回路７Ｇは、ＲＳフリップフロップ回路７ＦのＱ端子からの出力信号と、ゲートドライバ４の出力信号とを入力し、ＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、ＮＡＮＤ回路７Ｈの出力により、スイッチ２Ａが制御される。また、ＮＡＮＤ回路７Ｃの出力は、ダミー負荷回路１５を制御する。
【００８１】
このように構成された起動／停止回路７について、その動作を以下に説明する。
起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となる。
【００８２】
このときのＶＣＣの電圧は、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低いため、フリップフロップ回路７Ｆの出力はローレベルである。従って、ゲートドライバ４の出力がローレベルの時、つまり、スイッチング素子１のオフ期間には、ＯＲ回路７Ｇの出力はローレベルとなるため、レギュレータ２Ａはオンとなるため、起動開始後もＶＣＣの電圧は上昇を続ける。そして、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧に達すると、フリップフロップ回路７Ｆへセット信号が入力されるため、ＯＲ回路７Ｇの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ａはオフとなる。
【００８３】
起動後に、ＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低くなると、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベルとなるため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ｂはオンとなるため、ＤＲＡＩＮからの電流によりＶＤＤが一定に保持される。
【００８４】
従って、起動後のＶＤＤの電流はＶＣＣから供給されるが、過負荷時にＶＣＣが低下するとＶＤＤの電流供給はＤＲＡＩＮ側からに切り替わるため、半導体装置の動作は継続する。
【００８５】
図３（ａ）は、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路１５の一構成例を示す回路図である。図３（ａ）において、ダミー負荷回路１５は、スイッチング素子１５Ａと、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃとからなるミラー回路と、定電流源１５Ｄとからなり、スイッチング素子１５ＡのドレインはＶＣＣと接続され、そのゲートがダミー負荷回路の入力端子であり、そのソースがミラー回路のトランジスタ１５Ｂと接続されている。
【００８６】
このように構成されたダミー負荷回路１５について、その動作を以下に説明する。
レギュレータ２内のスイッチ２Ｂがオンすると、スイッチング素子１５Ａがオンする信号が入力されるため、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃからなるミラー回路と定電流源１５Ｄで設定された定電流がＶＣＣとＧＮＤの間に流れるようになる。従って、過負荷時にＶＣＣが一定以下になると、ＤＲＡＩＮからＶＤＤへの電流供給がされている間、ＶＣＣにダミー電流が流れるため、ＶＣＣの低下速度が遅くなることはない。ここで、ダミー電流値が半導体装置３０の全体の回路消費電流と等しくなるようにしておけば、過負荷時のＶＣＣの低下速度は一定になる。
【００８７】
図３（ｂ）は本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路１５の別の構成例を示す回路図である。図３（ａ）との違いは、抵抗１５Ｅと１５ＦによりＶＣＣのダミー負荷電流値を設定しているところにあり、ＶＣＣ低下後は、抵抗１５Ｅと１５Ｆとで決まる電流値がダミー電流となり、過負荷時のＶＣＣ低下速度を早くすることができる。
【００８８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、負荷急変時の応答性にも素速く対応可能な優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。
【００８９】
また、起動開始時のＶＣＣ電圧は、半導体装置への電流供給がＤＲＡＩＮ端子側からに切り替わる電圧より高い電圧まで上昇するため、フの字保護に入る電圧をこの切り替わり電圧より高い電圧に設定しても、起動できなくなるといったことがなく、スイッチング電源の仕様に合わせて、フの字保護の設定幅を広くとることができるようになるといった効果もある。
【００９０】
また、充電器用スイッチング電源装置に必要な２次側定電流制御回路を構成しても、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、２次側に部品追加が不要であり、また、スイッチング素子と制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することができ、そのように主要な回路部品を単一半導体内に設けた場合には、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図２】同実施の形態のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図３】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路の一構成例を示す回路図
【図４】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図５】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図６】同従来例のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図７】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図８】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における負荷短絡時の動作を従来と比較して説明するためのタイムチャート
【図９】同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図１０】従来のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【符号の説明】
１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバ
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
７Ａ ＶＣＣ用比較器
７Ｂ、７Ｄ インバータ
７Ｃ ＡＮＤ回路
７Ｅ ＶＤＤ用比較器
７Ｆ ＲＳフリップフロップ回路
７Ｇ ＯＲ回路
７Ｈ ＮＡＮＤ回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１ フィードバック信号制御回路
１２ クランプ回路
１３ クランプ電圧可変回路
１４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５ ダミー負荷回路
１５Ａ スイッチング素子
１５Ｂ、１５Ｃ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１５Ｄ 定電流源
１５Ｅ、１５Ｆ 抵抗
３０ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３ コンデンサ
３４ 抵抗
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ 補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２、５３ 出力電圧検出用抵抗
５４ 出力電流検出用抵抗
５５ 負荷
５６ ２次側制御回路
５７ 定電圧制御回路
５８ 定電流制御回路
Claims (7)
- １次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記１次巻線に供給される第１の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記２次巻線に発生する２次側交流電圧を整流および平滑化して第２の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、前記第２の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第１の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第１の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、前記制御回路に、前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、前記補助電源電圧に接続されたダミー負荷回路とを設け、前記ダミー負荷回路は、前記補助電源電圧が一定電圧以下になった時に導通するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
- 前記レギュレータは、起動時には前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧から前記補助電源電圧生成回路へ電源を供給し、起動後は前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給し、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するよう構成したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
- 前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記発振周波数低下信号を出力するまでは最大値に固定し、前記発振周波数低下信号を出力すると同時に、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
- 前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略１／５程度とするよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第１の直流電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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