TW202013864A - 主動鉗位反馳式電源轉換器與相關之控制方法 - Google Patents

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Abstract

適用於一種主動鉗位反馳式電源轉換器的一種控制方法。該主動鉗位反馳式電源轉換器包含有一主動鉗位電路，其與一變壓器之一主繞組並聯。該主動鉗位電路包含有串聯的一上臂開關與一電容。該主動鉗位反馳式電源轉換器並包含有一下臂開關，其連接該主繞組至一第一電源線。該控制方法包含有：開關一下臂開關，產生N個連續開關週期，其中，N為大於1之一整數，至少該第N個開關週期為改良式反馳週期，其他為正常反馳週期；使每一開關週期不小於一遮蔽時間，其中，該遮蔽時間係依據該主動鉗位反馳式電源轉換器之一負載而產生；於每一正常反馳週期中，固定維持該上臂開關關閉；以及，於每一改良式反馳週期中，在該遮蔽時間之後，開啟該上臂開關，產生一上臂開啟時間，以使該下臂開關進行零電壓切換。

Description

主動鉗位反馳式電源轉換器與相關之控制方法
本發明大致係關於主動鉗位反馳式電源轉換器以及相關之控制方法，尤其是關於可以具有無能量損耗之主動鉗位電路的主動鉗位反馳式電源轉換器的相關技術。
反馳式電源轉換器(flyback power converter)已經是廣泛的使用於許多電子產品的電源供應器中，舉例來說，像是家電、電腦、電池充電器等等。為了提升電能轉換效能，主動鉗位(active-clamp)電路用來改善了一般反馳式電源轉換器之緩衝器(snubber)之能量損耗的問題。一般具有主動鉗位電路的反馳式電源轉換器，稱為主動鉗位反馳式(active clamp flyback，ACF)電源轉換器。在重載情形下，ACF電源轉換器往往在電能轉換效能上表現優異。但是在輕載情形下，ACF電源轉換器卻往往因為主繞組中的循環電流(circulated current)，具有高的電能損失。
德州儀器提供了以UCC28780之返馳控制器所控制的反馳式電源轉換器。UCC28780可以隨著負載大小，切換於四種操作模式之中，只是，從UCC28780的規格書(datasheet)中可以發現，UCC28780的系統應用電路中，主動鉗位電路中還是需要一個流血電阻(bleeder resistor)，來將 主動鉗位電路中電容所存放的電能，緩慢的釋放掉。顯然，UCC28780並沒有完全發揮主動鉗位電路的優點。因為流血電阻的存在，德州儀器所提供的主動鉗位電路還是會有能量的損耗。
而且，習知的ACF電源轉換器，在系統設計上，也往往困擾於電磁干擾問題(electromagnetic interference，EMI)以及/或是雜音(audible noise)的問題。
依據本發明所實施的一種控制方法，適用於一種主動鉗位反馳式電源轉換器。該主動鉗位反馳式電源轉換器包含有一主動鉗位電路，其與一變壓器之一主繞組並聯。該主動鉗位電路包含有串聯的一上臂開關與一電容。該主動鉗位反馳式電源轉換器並包含有一下臂開關，其連接該主繞組至一第一電源線。該控制方法包含有：開關一下臂開關，產生N個連續開關週期，其中，N為大於1之一整數，至少該第N個開關週期為改良式反馳週期，其他為正常反馳週期；使每一開關週期不小於一遮蔽時間，其中，該遮蔽時間係依據該主動鉗位反馳式電源轉換器之一負載而產生；於每一正常反馳週期中，固定維持該上臂開關關閉；以及，於每一改良式反馳週期中，在該遮蔽時間之後，開啟該上臂開關，產生一上臂開啟時間，以使該下臂開關進行零電壓切換。
本發明之實施例提供一種主動鉗位反馳式電源轉換器，包含有一下臂開關、一上臂開關、以及一控制電路。該下臂開關連接一變壓器之一主繞組至一第一電源線。該上臂開關與一電容串聯以構成一主動鉗位電路。該主動鉗位電路並聯於該主繞組。該控制電路架構來依據一補償信 號以及一電流偵測信號，控制該上臂開關以及該下臂開關，用以調整該主動鉗位反馳式電源轉換器之一輸出電壓。該控制電路可選擇性地操作於數個操作模式其中之一。該等操作模式包含有一反馳模式。當該控制電路操作於該反馳模式時，該控制電路開關該下臂開關，產生數個開關週期，包含有一改良式反馳週期以及一正常反馳週期。於每一正常反馳週期中，該控制電路使該上臂開關維持關閉。於每一改良式反馳週期中，該控制電路使該上臂開關於一遮蔽時間後開啟，產生一上臂開啟時間，以使該下臂開關進行零電壓切換。該控制電路係依據該主動鉗位反馳式電源轉換器之一負載，產生該遮蔽時間。
10‧‧‧ACF電源轉換器
13‧‧‧負載
14‧‧‧電源控制器
60‧‧‧控制方法
62、62、64a、64b、66a、66b、70、72、74、76、78‧‧‧步驟
ACC‧‧‧主動鉗位電路
BD‧‧‧橋式整流器
CAC‧‧‧電容
CCOMP‧‧‧補償電容
CIO-ACF、CIO-FLY、CVCS-P-ACF、CVCS-P-FLY、CfCYC-ACF、CfCYC-FLY‧‧‧線條
CLK‧‧‧時脈信號
CNT‧‧‧計數
CS‧‧‧電流偵測接腳
DVR‧‧‧驅動器
DRVHS‧‧‧上臂信號
DRVLS‧‧‧下臂信號
EA‧‧‧誤差放大器
fCYC‧‧‧開關頻率
fH‧‧‧固定值
FB‧‧‧回饋接腳
GNDI‧‧‧輸入地電源線
GNDO‧‧‧輸出地電源線
HD、LD‧‧‧接腳
HSS‧‧‧上臂開關
IM‧‧‧繞組電流
IN‧‧‧輸入電源線
IO‧‧‧輸出電流
IO-1、IO-2‧‧‧參考電流
LA‧‧‧輔助繞組
LP‧‧‧主繞組
LS‧‧‧二次側繞組
LSS‧‧‧下臂開關
OPT‧‧‧光耦合器
OUT‧‧‧輸出電源線
PK1、PK2、PK3‧‧‧波峰
RA、RB‧‧‧電阻
RCS‧‧‧電流偵測電阻
SBLAN‧‧‧遮蔽信號
tDET‧‧‧時間點
TBLAN‧‧‧遮蔽時間
TCYC‧‧‧開關週期
TDF、TDR‧‧‧空白時間
TF‧‧‧變壓器
TDMG‧‧‧解磁時間
TON-H‧‧‧上臂開啟時間
TON-L‧‧‧下臂開啟時間
TON-N‧‧‧負電流時間
TON-P‧‧‧正電流時間
TOSC‧‧‧震盪時間
VAC‧‧‧交流市電
VAUX‧‧‧繞組電壓
VCC‧‧‧操作電源
VCOMP‧‧‧補償電壓
VCOMP-REF‧‧‧參考電壓
VCOMP-SC‧‧‧縮減補償電壓
VCP‧‧‧電壓
VCS‧‧‧電流偵測電壓
VCS-PEAK‧‧‧峰值
VCS-REF‧‧‧參考電壓
VCC‧‧‧電源接腳
VFB‧‧‧回饋電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VP‧‧‧正電壓
VREF-TAR‧‧‧目標電壓
VSW‧‧‧開關電壓
VY1、VY2、VY3‧‧‧波谷
第1圖為依據本發明所實施的ACF電源轉換器10。
第2圖舉例顯示ACF模式以及反馳模式。
第3A圖為ACF電源轉換器10操作於ACF模式時的一些信號的波形。
第3B圖為ACF電源轉換器10操作於反馳模式時的一些信號的波形。
第4圖放大說明第3A圖中，下臂開啟時間TON-L內的電流偵測電壓VCS之波形。
第5A圖顯示第1圖之實施例中，開關頻率fCYC與補償電壓VCOMP的關係。
第5B圖顯示第1圖之實施例中，峰值VCS-PEAK與補償電壓VCOMP的關係。
第5C圖顯示第1圖之實施例中，處於穩態時，輸出電流IO與補償電壓VCOMP的關係，以及ACF模式與反馳模式之間的切換。
第6圖顯示第1圖之ACF電源轉換器10操作於反馳模式時的數個連續的 開關週期TCYC。
第7圖為電源控制器14中所使用的控制方法60。
在本說明書中，有一些相同的符號，其表示具有相同或是類似之結構、功能、原理的元件，且為業界具有一般知識能力者可以依據本說明書之教導而推知。為說明書之簡潔度考量，相同之符號的元件將不再重述。
第1圖為依據本發明所實施的ACF電源轉換器10。橋式整流器BD將交流市電VAC整流，提供輸入電源線IN以及輸入地電源線GNDI。輸入電壓VIN於輸入電源線IN上。變壓器TF包含有主繞組LP、二次側繞組LS以及輔助繞組LA，彼此電感性地耦接在一起。主繞組LP、下臂開關LSS、以及電流偵測電阻RCS相串聯於輸入電源線IN與輸入地電源線GNDI之間。下臂開關LSS以及電流偵測電阻RCS連接主繞組LP至輸入地電源線GNDI。透過電流偵測接腳CS，電流偵測電阻RCS提供電流偵測電壓VCS給電源控制器14。上臂開關HSS與電容CAC相串聯，構成主動鉗位電路ACC。主動鉗位電路ACC跟主繞組LP相並聯。當下臂開關LSS導通時，電流偵測電壓VCS可以代表流經主繞組LP的繞組電流IM。
電源控制器14，其可以是一積體電路，透過接腳HD與LD，來控制驅動器DVR。驅動器DVR可以是另一個積體電路，提供上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS，分別控制上臂開關HSS與下臂開關LSS。上臂開關HSS與下臂開關LSS可以是耐高壓的GaN電晶體或是MOS電晶體。在另一個實施例中，驅動器DVR、上臂開關HSS與下臂開關LSS全部整合在一個封 裝好的積體電路中。電源控制器14與驅動器DVR一起可以視為一控制電路，提供上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS，分別控制上臂開關HSS與下臂開關LSS。
電源控制器14透過上臂開關HSS與下臂開關LSS的開關，使得繞組電流IM產生變化，也使得位於二次側的二次側繞組LS透過電感性感應，產生了交流電壓/電流。整流二次側繞組LS上的交流電壓/電流可以提供輸出電源線OUT以及輸出地電源線GNDO。輸出電源線OUT上的輸出電壓VOUT可以用來對負載13供電，而流經負載13的電流為輸出電流IO。舉例來說，負載13是一可充電式電池。
為了調整供應給負載13的輸出電壓VOUT，誤差放大器EA、光耦合器OPT、以及補償電容CCOMP一起，提供負回饋控制給予電源控制器14。位於二次側的誤差放大器EA比較輸出電壓VOUT與目標電壓VREF-TAR，透過提供直流隔絕的光耦合器OPT，來控制產生補償電容CCOMP上的補償電壓VCOMP。舉例來說，當輸出電壓VOUT高過目標電壓VREF-TAR時，補償電壓VCOMP下降，ACF電源轉換器10轉換給負載13的電能將變少，目標是使輸出電壓VOUT大約維持在目標電壓VREF-TAR附近。
位於一次側的輔助繞組LA上的交流電壓/電流，經過整流後，產生操作電源VCC，其連接在電源控制器14的電源接腳VCC上，大致提供電源控制器14所需要的操作電能。電阻RA與RB相串聯，構成一個分壓電路，其與輔助繞組LA並聯。電阻RA與RB之間的連接點則連接到電源控制器14的回饋接腳FB，其上具有回饋電壓VFB。
電源控制器14與驅動器DVR，以電流偵測電壓VCS、補償電 壓VCOMP、以及回饋電壓VFB作為輸入，來產生上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS。
在一實施例中，電源控制器14選擇性的切換操作於兩個操作模式，只是本發明並不限於此。在另一實施例中，電源控制器14可以選擇性的切換於三個或以上的操作模式。第2圖舉例顯示兩個操作模式，以下稱為ACF模式以及反馳(flyback)模式。大致上來說，ACF模式大約適用於負載13為重載或是中載的狀態，而反馳模式大致適用於負載13為中載或是輕載的狀態。
如同第2圖所示，當操作於ACF模式時，電源控制器14：1)使得上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS大致為互補，並進行零電壓切換(zero-voltage switching，ZVS)；2)大約固定開關頻率fCYC，但有抖頻(jittering)；以及，3)依據補償電壓VCOMP調變峰值VCS-PEAK。峰值VCS-PEAK代表電流偵測電壓VCS的局部最大值，稍後將細部解釋。當操作於ACF模式時，電源控制器14檢查依據電流偵測電壓VCS所定義的正電流時間TON-P與負電流時間TON-N是否符合一預定關係，來判斷是否脫離ACF模式，進入反馳模式。正電流時間TON-P與負電流時間TON-N表示當下臂開關LSS導通時，電流偵測電壓VCS分別為正與為負的時間。
當操作於ACF模式時，相較於補償電壓VCOMP，由正電流時間TON-P與負電流時間TON-N所構成的預定關係，更能代表負載13的狀態。
當操作於反馳模式時，電源控制器14：1)大致使上臂開關HSS維持關閉；2)固定峰值VCS-PEAK；以及，3)依據補償電壓VCOMP調變開關頻率fCYC，並加入抖頻。同時，電源控制器14檢查是否補償電壓VCOMP是否 大於參考電壓VCOMP-REF，來判斷是否脫離反馳模式，進入ACF模式。
請同時參考第2圖與第3A圖。第3A圖為ACF電源轉換器10操作於ACF模式時的一些信號的波形。由上到下，第3A圖中的波形分別是電源控制器14內部自己產生的時脈信號CLK、上臂信號DRVHS、下臂信號DRVLS、電流偵測電壓VCS、位於上臂開關HSS與下臂開關LSS之間連接點上的開關電壓VSW、位於輔助繞組LA上的繞組電壓VAUX。
電源控制器14具有一時脈產生器(未顯示)，可提供時脈信號CLK，可以定義出開關週期TCYC。時脈信號CLK的頻率，也就是開關周期TCYC的倒數，大約會等於下臂信號DRVLS的開關頻率fCYC。
當操作於ACF模式時，開關頻率fCYC大約為一固定頻率，也可以加上抖頻。此固定頻率獨立於補償電壓VCOMP。舉例來說，當操作於ACF模式時，開關頻率fCYC以200kHz為一中心頻率，週期性地抖動變化於190kHz與210kHz之間，變化頻率為400Hz，如此可以降低ACF模式時的EMI的問題。
當ACF電源轉換器10操作於ACF模式時，電源控制器14使得上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS大致為互補(complementary)，如同第3A圖中的上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS所表示的。所以ACF模式也可以說是一互補模式。當上臂信號DRVHS由邏輯上的”1”轉變為”0”後，經過了空白時間(dead time)TDF後，下臂信號DRVLS就互補地由邏輯上的”0”轉變為”1”。而當下臂信號DRVLS由邏輯上的”1”轉變為”0”後，經過了空白時間(dead time)TDR後，上臂信號DRVHS就互補地由邏輯上的”0”轉變為”1”。
空白時間TDR與TDF是很短的，他們的存在，除了避免上臂開關HSS與下臂開關LSS同時開啟導通所造成的短路穿透(short through) 現象，也可以使上臂開關HSS與下臂開關LSS進行零電壓切換(zero-voltage switching，ZVS)。整體來說，儘管有空白時間TDR與TDF，上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS還是可以視為互補。舉例來說，當下臂信號DRVLS由邏輯上的”1”轉變為”0”後，繞組電壓VAUX會開始從負電壓VN開始快速上升，往正電壓VP逼近，而開關電壓VSW從0V開始快速上升，往電壓VCP接近，如同第3A圖所示。電壓VCP為上臂開關HSS與電容CAC之連接點上的電壓。電源控制器14透過回饋電壓VFB來偵測繞組電壓VAUX。一旦發現繞組電壓VAUX快要抵達正電壓VP了，那意味了開關電壓VSW也差不多要等於電壓VCP了，所以電源控制器14使上臂信號DRVHS邏輯上的”0”轉變為”1”，使上臂開關HSS進行ZVS。類似的，當上臂信號DRVHS由邏輯上的”1”轉變為”0”後，電源控制器14可以偵測繞組電壓VAUX，來辨識開關電壓VSW是否大約掉到0V了，並在開關電壓VSW大約為0V時，使下臂信號DRVLS由邏輯上的”0”轉變為”1”，使下臂開關LSS進行ZVS。
下臂開啟時間TON-L為下臂信號DRVLS為邏輯上的”1”時的時段，也就是下臂開關LSS為導通的時段；相對的，上臂開啟時間TON-H為上臂信號DRVHS為邏輯上的”1”時的時段，也就是上臂開關HSS為導通的時段。
第3A圖也顯示了電源控制器14如何調變峰值VCS-PEAK。在第3A圖中，縮減補償電壓VCOMP-SC大約線性的關聯於補償電壓VCOMP。舉例來說，VCOMP-SC=K*VCOMP，其中K為介於0與1之間的常數。電路上可以以一分壓電阻電路切割補償電壓VCOMP，而產生縮減補償電壓VCOMP-SC。縮減補償電壓VCOMP-SC可以用來控制峰值VCS-PEAK。舉例來說，在下臂開啟時間TON-L時，電流偵測電壓VCS隨著時間而上升。當電源控制器14發現電流偵測電壓 VCS超過縮減補償電壓VCOMP-SC時，電源控制器14就結束下臂開啟時間TON-L，並經過空白時間TDR後，開始上臂開啟時間TON-H。因此，在空白時間TDR內，電流偵測電壓VCS變成0V，產生了峰值VCS-PEAK，其大約等於縮減補償電壓VCOMP-SC，如同第3A圖所示。因此，電源控制器14依據補償電壓VCOMP，來調變峰值VCS-PEAK。相較於第3A圖的左邊的開關週期，第3A圖的右邊之開關週期中，縮減補償電壓VCOMP-SC增加了，所以峰值VCS-PEAK也增加了。換言之，電源控制器14使峰值VCS-PEAK大約線性地關聯於補償電壓VCOMP。
在第3A圖中，一個開關週期TCYC，依序由空白時間TDF、下臂開啟時間TON-L、空白時間TDR、與上臂開啟時間TON-H所構成。時脈信號CLK的一脈衝結束了上臂開啟時間TON-H，開始空白時間TDF。開關電壓VSW大約為0V時，空白時間TDF結束，下臂開啟時間TON-L開始。當電流偵測電壓VCS超過縮減補償電壓VCOMP-SC時，下臂開啟時間TON-L結束，空白時間TDR開始。當開關電壓VSW大約為電壓VCP時，空白時間TDR結束，上臂開啟時間TON-H開始。時脈信號CLK的下一脈衝結束了上臂開啟時間TON-H，也結束了一個開關週期TCYC。
ACF模式也是一種連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)，因為流經主繞組LP的繞組電流IM一直在變化，不會停止在0A。
請同時參考第2圖與第3B圖。第3B圖為ACF電源轉換器10操作於反馳模式時的一些信號的波形。由上到下，第3B圖中的波形分別是時脈信號CLK、上臂信號DRVHS、下臂信號DRVLS、電流偵測電壓VCS、開關 電壓VSW、以及繞組電壓VAUX。
如同第3B圖所示，當操作於反馳模式時，如同字面上所代表的，上臂信號DRVHS大致維持於邏輯上的”0”，使上臂開關HSS為關閉狀態，只有以下臂信號DRVLS來切換下臂開關LSS。反馳模式是一非互補模式，因為上臂信號DRVHS與下臂信號DRVLS並不相互補。
在第3B圖中，時脈信號CLK的一脈衝開始一開關週期TCYC，也開始了下臂開啟時間TON-L。當電流偵測電壓VCS超過固定的參考電壓VCS-REF時，下臂開啟時間TON-L結束，解磁時間TDMG開始。參考電壓VCS-REF獨立於補償電壓VCOMP。在解磁時間TDMG中，二次側繞組LS釋放能量，用以建立輸出電壓VOUT。當二次側繞組LS釋放能量完畢，解磁時間TDMG結束，震盪時間TOSC開始，開關電壓VSW開始震盪，如同第3B圖所示。之後，時脈信號CLK的下一個脈衝結束了震盪時間TOSC，也結束了一開關週期TCYC。如同第3B圖所示，當操作於反馳模式時，一開關週期TCYC是由下臂開啟時間TON-L、解磁時間TDMG、與震盪時間TOSC所構成。
如同第3B圖所示，當操作於反馳模式時，峰值VCS-PEAK並不隨著縮減補償電壓VCOMP-SC或是補償電壓VCOMP變化而改變，大約維持等於固定的參考電壓VCS-REF。因此，峰值VCS-PEAK獨立於補償電壓VCOMP。
當操作於反馳模式時，產生時脈信號CLK的時脈產生器受到補償電壓VCOMP所控制。相較於第3B圖的左邊的開關週期，在第3B圖的右邊之開關週期中，縮減補償電壓VCOMP-SC減少了，造成了開關週期TCYC的長度增加。
當操作於反馳模式時，也可以加上抖頻，用以降低EMI的問 題。舉例來說，當操作於反馳模式時，開關頻率fCYC以一平均頻率為中心，週期性地變化於上限頻率與下限頻率之間，而平均頻率是補償電壓VCOMP的函數。
儘管第3B圖顯示上臂開關HSS固定為關閉狀態，但本發明並不限於此。在另一個實施例中，當操作於反馳模式時，上臂開關HSS並沒有在下臂開啟時間TON-L與解磁時間TDMG為導通狀態，但是可以在震盪時間TOSC內短暫的開啟，用以釋放主繞組LP之漏感存放在電容CAC上的電能。
反馳模式也是一種非連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)，因為流經主繞組LP的繞組電流IM有一段時間會停止在0A。
當操作於反馳模式時，如果電源控制器14發現補償電壓VCOMP大於參考電壓VCOMP-REF，電源控制器14就可以脫離反馳模式，進入ACF模式。
第4圖放大說明第3A圖中，下臂開啟時間TON-L內的電流偵測電壓VCS之波形。當操作於ACF模式時，在下臂開啟時間TON-L一開始時，主繞組LP的繞組電流IM可能是負的，因此導致電流偵測電壓VCS一開始為負。在下臂開啟時間TON-L內，因為輸入電壓VIN對主繞組的增磁，電流偵測電壓VCS隨著時間線性的增加，直到電流偵測電壓VCS超過縮減補償電壓VCOMP-SC時。如同第4圖所示，當電流偵測電壓VCS為負的時段，稱為負電流時間TON-N；當電流偵測電壓VCS為正的時段，稱為正電流時間TON-P。唯有正電流時間TON-P大於負電流時間TON-N時，ACF電源轉換器10才能對輸出電壓VOUT提供電能。換言之，當正電流時間TON-P非常接近負電流時間TON-N時，代表 負載13可能不是處於重載狀態，可能是處於中載狀態或是輕載狀態。
第4圖也可以發現，操作於ACF模式時，補償電壓VCOMP或是縮減補償電壓VCOMP-SC並不能代表負載13的狀態，因為有負電流時間TON-N的存在。所以，相較於依據補償電壓VCOMP來脫離ACF模式，依據正電流時間TON-P與負電流時間TON-N來決定是否脫離ACF模式，將是比較好的選擇。
如同第2圖所舉例的，在一實施例中，電源控制器14檢查正電流時間TON-P與負電流時間TON-N是否符合一預定關係，來判斷是否脫離ACF模式，進入反馳模式。舉例來說，當TON-P<TON-N+KT時，電源控制器14可以脫離ACF模式，進入反馳模式，其中，KT為一固定值。這預定關係並非限定於比較正電流時間TON-P與負電流時間TON-N的大小，在另一個實施例中，電源控制器14檢查吸能工作週期DON-P是否小於一定值，其中吸能工作週期DON-P定義為TON-P/(TON-P+TON-N)。當吸能工作週期DON-P小於該定值時，電源控制器14可以脫離ACF模式，進入反馳模式。
在一實施例中，當正電流時間TON-P與負電流時間TON-N符合該預定關係時，電源控制器14就馬上脫離ACF模式，進入反馳模式，但本發明並不限於此。在另一個實施例中，當該預定關係持續符合一段預定時間，譬如說1ms，電源控制器14才脫離ACF模式，進入反馳模式。這樣延遲一段預定時間才脫離ACF模式的方法，可以在負載暫態反應(load transient response)測試時得到好處。假定這一段預定時間是1ms，且在負載暫態反應測試下，負載13的輕重載切換週期小於1ms，意味著負載13脫離重載狀態不超過1ms，就會回到重載狀態。那在如此負載暫態反應測試下，電源控制器14就會一直操作於ACF模式，不會進入反馳模式。如此ACF電源轉換器10 享有比較快的反應速度以及比較穩定的輸出電壓。
第5A圖顯示第1圖之實施例中，開關頻率fCYC與補償電壓VCOMP的關係。當操作於ACF模式時，開關頻率fCYC與補償電壓VCOMP的關係，以線條CfCYC-ACF表示；當操作於反馳模式時，則以線條CfCYC-FLY表示。線條CfCYC-ACF顯示，操作於ACF模式時，開關頻率fCYC為固定值fH，獨立於補償電壓VCOM。線條CfCYC-FLY，在補償電壓VCOMP介於4.3V與0.7V之間，則顯示了操作於反馳模式時，開關頻率fCYC與補償電壓VCOMP有一正向的線性關係；開關頻率fCYC隨著補償電壓VCOMP增加而線性地增加。當第1圖之實施例具有抖頻的功能時，線條CfCYC-ACF與CfCYC-FLY，就分別表示操作於ACF模式與反馳模式時，開關頻率fCYC抖頻時的平均頻率。
第5A圖也顯示了，當補償電壓VCOMP低於0.5V時，電源控制器14可以操作於叢發模式(burst mode)，不論先前是操作於ACF模式或是反馳模式。叢發模式可以節省開關損失，提升輕載或是無載狀態時的電能轉換效率。當輸出電流IO很低但大於0A，使得補償電壓VCOMP低於0.5V時，電源控制器14就關閉上臂開關HSS以及下臂開關LSS，使開關頻率fCYC為0，停止電能轉換。但是，既然輸出電流IO大於0A，沒有電能轉換的結果，最終將會導致補償電壓VCOMP隨著時間而上升。一旦電源控制器14發現補償電壓VCOMP超過0.7V，電源控制器14就恢復為操作於ACF模式或是反馳模式，開始電能轉換。如果輸出電流IO依然很低，ACF電源轉換器10供應給負載13的電能大於負載13所消耗的電能，一段時間後，補償電壓VCOMP將會再度低於0.5V，導致電能轉換停止。如此，開關頻率fCYC會循環地一段時間不為0Hz，另一段時間為0Hz，這稱為叢發模式。
第5B圖顯示第1圖之實施例中，峰值VCS-PEAK與補償電壓VCOMP的關係。當操作於ACF模式時，峰值VCS-PEAK與補償電壓VCOMP的關係，以線條CVCS-P-ACF表示；當操作於反馳模式時，則以線條CVCS-P-FLY表示。線條CVCS-P-ACF顯示，操作於ACF模式時，峰值VCS-PEAK與補償電壓VCOMP有一正向的線性關係；峰值VCS-PEAK隨著補償電壓VCOMP增加而增加。線條CVCS-P-FLY則顯示了，操作於反馳模式時，峰值VCS-PEAK為固定的參考電壓VCS-REF，獨立於補償電壓VCOMP。
第5C圖顯示第1圖之實施例中，處於穩態時，輸出電流IO與補償電壓VCOMP的關係，以及ACF模式與反馳模式之間的切換。當操作於ACF模式時，輸出電流IO與補償電壓VCOMP的關係以線條CIO-ACF表示；當操作於反馳模式時，則以線條CIO-FLY表示。假定ACF電源轉換器10的起始狀態是輸出電流IO小於參考電流IO-2，依據第5C圖，電源控制器14一開始是操作於反馳模式。輸出電流IO的改變，將會使補償電壓VCOMP依據線條CIO-FLY而跟著變化。之後，假定輸出電流IO逐漸地增加。當輸出電流IO超過參考電流IO-1時，電源控制器14發現了補償電壓VCOMP大於參考電壓VCOMP-REF。因此，電源控制器14脫離反馳模式，進入ACF模式，補償電壓VCOMP會跳躍式的增高，如同第5C圖所示。之後，輸出電流IO的改變，將會使補償電壓VCOMP依據線條CIO-ACF而跟著變化。之後，當輸出電流IO縮小到參考電流IO-2時，電源控制器14發現了正電流時間TON-P與負電流時間TON-N已經符合脫離ACF模式的預定關係，因此脫離ACF模式，進入反馳模式，補償電壓VCOMP會跳躍式的減少。
第6圖顯示第1圖之ACF電源轉換器10操作於反馳模式時的 數個連續的開關週期TCYC。在第6圖中，ACF電源轉換器10以下臂信號DRVLS開關下臂開關LSS，持續地、週期性地產生連續N個開關週期TCYC，其中N為大於1的整數，舉例來說，N可以是8。
由上而下，第6圖中的波形分別是時脈信號CLK、上臂信號DRVHS、下臂信號DRVLS、電流偵測電壓VCS、開關電壓VSW、遮蔽信號SBLAN、以及計數CNT。
遮蔽信號SBLAN由電源控制器14內部所產生，用以提供一遮蔽時間TBLAN(blanking time)。在每一個開關週期TCYC中，至少遮蔽時間TBLAN過去了之後，下一個開關週期TCYC才可以開始。因此，每個開關週期TCYC不小於遮蔽時間TBLAN。遮蔽時間TBLAN可以依據負載13而產生。在實施例中，遮蔽時間TBLAN依據補償電壓VCOMP而產生，而遮蔽頻率fBLAN(=1/TBLAN)與補償電壓VCOMP的關係，大致可以以第5A圖之線條CfCYC-FLY表示。
電源控制器14中提供有一計數器(未顯示)，存有計數CNT，用來數算這些開關週期TCYC。第6圖顯示，當計數CNT顯示有N個開關週期TCYC出現後，計數CNT重置為1，重新計數。
第7圖為電源控制器14中所使用的控制方法60。當計數CNT為1到N-1時，表示當下為第1到第N-1個開關週期TCYC，步驟62中檢查計數CNT是否為N的檢查結果將為否定，控制方法60將從步驟62前進到正常反馳週期中的步驟。因此，第1到第N-1個開關週期TCYC視為正常反馳週期。當計數CNT為N時，表示當下為第N個開關週期TCYC，步驟62中的檢查結果將為肯定，控制方法60從步驟62前進到改良式反馳週期中的步驟。因此，第N個開關週期TCYC視為改良式反馳週期。
換言之，第6圖中的計數CNT為1到N-1時的開關週期TCYC，都是正常反馳週期；計數CNT為N的開關週期TCYC，則是改良式反馳週期。在改良式反馳週期結束時，計數CNT重置成1，重新計數。第6圖顯示了每N個連續開關週期TCYC中，有一改良式反馳週期，其他都是正常反馳週期。但本發明並不限於此。在另一個實施例中，每N個連續開關週期TCYC中，有數個連續的改良式反馳週期，其他都是正常反馳週期。
以第6圖為例，正常反馳週期跟改良式反馳週期之間的主要差異其中之一，在於上臂信號DRVHS的波形。在一正常反馳週期內，上臂信號DRVHS固定是邏輯上的”0”，保持上臂開關HSS為關閉狀態。不一樣的，改良式反馳週期中，上臂信號DRVHS大部分時間是在邏輯上的”0”，但只有在改良式反馳週期快要結束時，才短暫的為邏輯上的”1”，短暫地使上臂開關HSS為開啟的導通狀態。因此，在改良式反馳週期中，開關週期TCYC包含有上臂開啟時間TON-H，如同第6圖之第N個開關週期TCYC所顯示。
每個正常反馳週期中，因為上臂開關HSS一直保持在關閉狀態，因此，主繞組之漏感在每個下臂開啟時間TON-L所產生之磁能，將轉換成電能，累積於電容CAC上，使得電壓VCP增加。每個改良式反馳週期中，因為上臂開關HSS短暫的開啟，所以電容CAC上累積的電能，可以釋放轉換給輸出電壓VOUT，提高轉換效率。而且，也可以降低電壓VCP以及下臂開關LSS於關閉時必須承受的電壓，避免下臂開關LSS因為過高的電壓應力而損傷。
因此，本發明的實施例中，主動鉗位電路並不需要一個流血電阻，不但可以增加轉換效率，也可以降低生產成本。如同第1圖之ACF電 源轉換器10所舉例的，主動鉗位電路ACC在上臂開關HSS關閉時，不會有能量的損耗，為一能量無損耗主動鉗位電路。
請參閱第7圖，在每一正常反馳週期中，步驟64a以下臂信號DRVLS開啟下臂開關LSS，產生下臂開啟時間TON-L，並大約固定峰值VCS-PEAK。以第6圖中的第1個開關週期TCYC為例。第1個開關週期TCYC中大部分的信號波形可以參考第3B圖以及相關解釋而得知，不再重述。如同第6圖中的第1個開關週期TCYC所舉例，遮蔽時間TBLAN與下臂開啟時間TON-L一起開始。遮蔽時間TBLAN的長短可以隨著負載13而調整。在第1個開關週期TCYC中，遮蔽時間TBLAN涵蓋了下臂開啟時間TON-L、解磁時間TDMG、以及部份的震盪時間TOSC。第1個開關週期TCYC之震盪時間TOSC內，開關電壓VSW震盪，產生波峰PK1、PK2以及波谷VY1、VY2、VY3。
第7圖之步驟66a等待遮蔽時間TBLAN過去。第6圖之第1個開關週期TCYC中，遮蔽時間TBLAN大約結束於波峰PK2出現後。
第7圖之步驟68接續步驟66a，偵測並等待一波谷出現。當步驟68發現到波谷出現時，此正常反馳週期結束，並在步驟70中使計數CNT增加1。第6圖之第1個開關週期TCYC中，在時間點tDET偵測到波谷VY3的出現，因此，時脈信號CLK結束第1個開關週期TCYC。在時間點tDET，計數CNT增加1，第2個開關週期TCYC開始。
請參閱第7圖，在每一改良式反馳週期中的步驟64b與66b，相同於正常反馳週期中的步驟64a與66a，可以參閱先前之說明得知，不再重述。第6圖中的第N個開關週期TCYC為一改良式反馳週期，其中，遮蔽時間TBLAN涵蓋了下臂開啟時間TON-L、解磁時間TDMG、以及部份的震盪時間 TOSC。第N個開關週期TCYC之震盪時間TOSC內，開關電壓VSW震盪，產生波峰PK1、PK2、PK3以及波谷VY1、VY2、VY3。
第7圖之步驟72接續步驟66b，偵測並等待一波峰出現。當步驟72發現到波峰出現時，步驟74接著開啟上臂開關HSS，開始上臂開啟時間TON-H。如同第6圖之第N個開關週期TCYC中所示，波峰PK3為遮蔽時間TBLAN之後第一個出現的波峰。所以上臂開啟時間TON-H開始於波峰PK3出現時。在上臂開啟時間TON-H內，上臂開關HSS與電容CAC之連接點上的電壓VCP將會因放電而下降。
在一些實施例中，每一改良式反馳週期內的上臂開啟時間TON-H都只有出現一次，而且是在遮蔽時間TBLAN結束之後，如同第6圖所舉例。
在一些實施例中，每一改良式反馳週期內的上臂開啟時間TON-H都一樣，為一預設的時間長度，但本發明不限於此。在一些實施例中，上臂開啟時間TON-H的長度係由上臂開關HSS與電容CAC之連接點上的電壓VCP所決定，而電壓VCP可由繞組電壓VAUX所感應，而繞組電壓VAUX可透過回饋接腳FB被電源控制器14所偵測。舉例來說，在上臂開啟時間TON-H內，電源控制器14透過回饋接腳FB，偵測電壓VCP。當電源控制器14發現電壓VCP已經低於一參考值時，電源控制器14才結束一改良式反馳週期內的上臂開啟時間TON-H。
接續步驟74之上臂開啟時間TON-H結束後，第7圖之步驟76等待空白時間TDF，並在開關電壓VSW大約為0V時，使下臂信號DRVLS由邏輯上的”0”轉變為”1”，也就是使下臂開關LSS進行ZVS。步驟78結束第N個開 關週期TCYC，重置計數CNT，使其為1，讓下一個開關週期TCYC開始。
從第6圖以及第7圖中的例子可知，在ACF電源轉換器10操作於反馳模式時，ACF電源轉換器10可以視為一準諧振電源轉準換器(quasi-resonant power converter)，因為正常反馳週期與改良式反馳週期都大約結束於一波谷出現時，顯示出波谷切換。波谷切換可以降低切換損失，但本發明並不限於此。在ACF電源轉換器10操作於反馳模式時，ACF電源轉換器10不一定要進行波谷切換。舉例來說，在一些實施例中，第7圖中的步驟68可以省略。也就是在一些實施例中的正常反馳週期中，大約當遮蔽時間TBLAN一結束，就開始下一個開關週期。
儘管第6圖以及第7圖舉例了一改良式反馳週期中，上臂開啟時間TON-H開始於波峰PK3出現時，但本發明並不限於此。在其他實施例中，第7圖中的步驟72可以修改或是省略。在一些實施例中，第7圖中的步驟72修改為偵測等待一波谷的出現，也就是上臂開啟時間TON-H開始於遮蔽時間TBLAN結束後的第一個波谷。在一些實施例中，第7圖中的步驟72省略，也就是上臂開啟時間TON-H緊接於遮蔽時間TBLAN結束後。
儘管先前的解說中，N為一固定整數，但本發明並不限於此。在一實施例中，N可以適應性地被改變。舉例來說，在第6圖中的第N個開關週期的上臂開啟時間TON-H快要結束，電源控制器14可以透過回饋接腳FB來偵測輔助繞組LA之繞組電壓VAUX，等同偵測上臂開關HSS與電容CAC之連接點上的電壓VCP。當電壓VCP大於一預設合理範圍時，表示N可能太多個了，因此在第N個開關週期結束時，將N減少1，相對地增加改良式反馳週期出現的頻率；相對的，當電壓VCP小於那預設合理範圍時，N可以 增加1，等同增加正常開關週期出現的頻率。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
CLK‧‧‧時脈信號
CNT‧‧‧計數
DRVHS‧‧‧上臂信號
DRVLS‧‧‧下臂信號
PK1、PK2、PK3‧‧‧波峰
SBLAN‧‧‧遮蔽信號
tDET‧‧‧時間點
TBLAN‧‧‧遮蔽時間
TCYC‧‧‧開關週期
TDF‧‧‧空白時間
TDMG‧‧‧解磁時間
TON-H‧‧‧上臂開啟時間
TON-L‧‧‧下臂開啟時間
TOSC‧‧‧震盪時間
VCP‧‧‧電壓
VCS‧‧‧電流偵測電壓
VCS-PEAK‧‧‧峰值
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VSW‧‧‧開關電壓
VY1、VY2、VY3‧‧‧波谷

Claims (10)

  1. 一種控制方法，適用於一種主動鉗位反馳式電源轉換器，該主動鉗位反馳式電源轉換器包含有一主動鉗位電路，其與一變壓器之一主繞組並聯，該主動鉗位電路包含有串聯的一上臂開關與一電容，該主動鉗位反馳式電源轉換器並包含有一下臂開關，其連接該主繞組至一第一電源線，該控制方法包含有：開關一下臂開關，產生N個連續開關週期，其中，N為大於1之一整數，至少該第N個開關週期為改良式反馳週期，其他為正常反馳週期；使每一開關週期不小於一遮蔽時間，其中，該遮蔽時間係依據該主動鉗位反馳式電源轉換器之一負載而產生；於每一正常反馳週期中，固定維持該上臂開關關閉；以及於每一改良式反馳週期中，在該遮蔽時間之後，開啟該上臂開關，產生一上臂開啟時間，以使該下臂開關進行零電壓切換。
  2. 如申請專利範圍第1項之該控制方法，其中，該下臂開關上之一開關電壓於一解磁時間之後開始震盪，產生至少一波峰以及一波谷，該控制方法包含有：於每一改良式反馳週期中，等待該波峰出現；以及於該波峰出現時，開始該上臂開啟時間。
  3. 如申請專利範圍第1項之該控制方法，其中，該下臂開關上之一開關電壓於一解磁時間之後開始震盪，產生至少一波峰以及一波谷，該控制方法包含有：於每一改良式反馳週期中，等待該波谷出現；以及 於該波谷出現時，開始該上臂開啟時間。
  4. 如申請專利範圍第1項之該控制方法，其中，該等N個開關週期中，只有該第N個開關週期為改良式反馳週期，其他為正常反馳週期。
  5. 如申請專利範圍第1項之該控制方法，包含有：開關該下臂開關，以持續性地產生該N個連續開關週期。
  6. 如申請專利範圍第5項之該控制方法，其中，N為一固定整數。
  7. 如申請專利範圍第5項之該控制方法，包含有：提供一計數，用以數算該等連續開關週期；以及當該等連續開關週期有N時，重置該計數。
  8. 如申請專利範圍第5項之該控制方法，其中，該變壓器包含有一輔助繞組，該控制方法包含有：依據該上臂開啟時間內時該輔助繞組之一繞組電壓，改變N。
  9. 如申請專利範圍第1項之該控制方法，包含有：於每一改良式反馳週期中，只有在該遮蔽時間之後，產生該上臂開啟時間。
  10. 一種主動鉗位反馳式電源轉換器，包含有：一下臂開關，用以連接一變壓器之一主繞組至一第一電源線；一上臂開關，與一電容串聯以構成一主動鉗位電路，其中，該主動鉗位電路並聯於該主繞組；以及一控制電路，架構來依據一補償信號以及一電流偵測信號，控制該上臂開關以及該下臂開關，用以調整(regulate)該主動鉗位反馳式電源轉換器之一輸出電壓； 其中，該控制電路可選擇性地操作於數個操作模式其中之一，該等操作模式包含有一反馳模式；當該控制電路操作於該反馳模式時，該控制電路開關該下臂開關，產生數個開關週期，包含有一改良式反馳週期以及一正常反馳週期；於每一正常反馳週期中，該控制電路使該上臂開關維持關閉；於每一改良式反馳週期中，該控制電路使該上臂開關於一遮蔽時間後開啟，產生一上臂開啟時間，以使該下臂開關進行零電壓切換；以及該控制電路係依據該主動鉗位反馳式電源轉換器之一負載，產生該遮蔽時間。
TW107134308A 2018-09-28 2018-09-28 主動鉗位反馳式電源轉換器與相關之控制方法 TWI672896B (zh)

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