TWI407668B - 電源供應器以及抑制電源供應器之輸出電壓波動的方法 - Google Patents

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Description

電源供應器以及抑制電源供應器之輸出電壓波動的方法
本發明係有關於一種電源供應器與以及抑制電源供應器之輸出電壓波動(ripple)的方法。
電源供應器為一種電源管理裝置，用來轉換電源，以提供電源給電子裝置或是元件。因為轉換效率以及成品大小考量，目前許多家用電子產品多以切換式電源供應器(switched-mode power supply，SMPS)，希望產生一輸出電壓，來對電子產品供電。而輸出電壓是否穩定，往往是SMPS的性能重點。
為了減小單一頻率之電磁波干擾(EMI)，SMPS一般會設計有抖頻(frequency jittering)的功能，使其功率開關的操作頻率，能夠隨著時間的變化，而緩慢的且週期性的變化於一很小的範圍內。
但是，SMPS之輸出功率事實上是跟操作頻率相關的。譬如說，如果SMPS在每一開關週期中對輸出所提供的能量為W，那SMPS之輸出功率就會是W*fCLK 。在W為固定常數時，這樣隨著頻率變化的輸出功率往往容易導致輸出電壓的波動(ripple)，因而降低了SMPS的穩壓表現。
本發明實施例提供一種電源供應器。一時脈產生器用以產生一時脈信號以及一三角波信號。該三角波信號具有一時脈頻率。一抖頻產生器用以提供一抖頻信號予該時脈產生器，用以控制該時脈頻率。一補償電路依據輸出電源狀態，以產生一補償信號，可操作於不同之一第一狀態以及一第二狀態。當該抖頻信號高於該三角波信號時，該補償電路操作於該第一狀態，當該抖頻信號低於該三角波信號，該補償電路操作於該第二狀態。
本發明實施例提供一種抑制電源供應器之輸出電壓波動的方法。提供一抖頻信號，控制一三角波信號之一時脈頻率。比較該抖頻信號以及該三角波信號，以產生一比較結果。依據該比較結果，使一補償電路切換於二操作狀態。以該補償電路，依據該電源供應器之輸出電壓，產生一補償信號。
第1圖為一依據本發明實施的電源供應器60，具有返馳式架構(flyback topology)。橋式整流器62整流了交流電源VAC ，提供輸入電源VIN 至變壓器64。開關72短路(close)時，變壓器64的一次側繞組LP 儲能；開路(open)時，變壓器64的二次側繞組LS 透過整流器66釋能至負載電容(load capacitor)69以建立輸出電源VOUT 。誤差放大器(error amplifier)68比較輸出電源VOUT 的電壓與目標電壓VTARGET ，並在一補償端產生補償信號COM。控制器76依據補償信號COM以及電流偵測信號CS，以控制信號GATE控制開關72。電流偵測信號CS反應流經一次側繞組LP 的電感電流。補償信號COM可以決定電源供應器60的能量輸出。
隨著各個國家的供電系統規格不同，輸入電源VIN 可能是90伏特至264伏特中的一個相當高的電壓。在一實施例中，控制器76是一單晶片積體電路。在另一實施例中，控制器76與開關72共同形成在一單晶片積體電路中。
在控制器76中，抖頻產生器90提供抖頻信號JTR予時脈產生器100，用來控制時脈產生器100所輸出的時脈信號CLK以及三角波信號RAMP的時脈頻率fCLK 。時脈產生器100也比較了三角波信號RAMP與抖頻信號JTR，然後輸出比較結果H/L。處理器74則依據電流偵測信號CS、補償信號COM、時脈信號CLK以及比較結果H/L，來產生控制信號GATE控制開關72。
第2圖顯示有第1圖中的時脈產生器100與抖頻產生器90。抖頻信號JTR由抖頻產生器90所產生，為一具有很慢頻率(譬如說400Hz)的三角波。抖頻信號JTR導致波形產生器102所產生時脈信號CLK以及三角波信號RAMP之時脈頻率fCLK 緩慢變化於，譬如說，60KHz到70KHz之間。比較器104比較抖頻信號JTR以及三角波信號RAMP，而輸出比較結果H/L。
第3圖顯示三角波信號RAMP、時脈信號CLK、抖頻信號JTR、以及比較結果H/L之間的時序關係。當三角波信號RAMP於上升/下降時，時脈信號CLK為邏輯的”1”/”0”。如同第3圖所示意的，隨著抖頻信號JTR的上升或下降，三角波信號RAMP與時脈信號CLK之時脈頻率fCLK 也隨之上升或下降。比較結果H/L為邏輯的”1”/”0”時，表示抖頻信號JTR高/低於三角波信號RAMP。
第4圖顯示第1圖中的處理器74與誤差放大器68。誤差放大器68有一光耦合器(photo-coupler)280與一補償電容282。處理器74中，依據輸出電源VOUT 的電壓，補償電路201會產生補償信號COM與相對的補償信號COM2。比較器204則比較了補償信號COM2與電流偵測信號CS。邏輯處理器206依據比較器204之輸出與時脈信號CLK，產生控制信號GATE。補償信號COM大致決定了電流偵測信號CS的峰值，所以大約決定了一次開關循環(switch cycle)中，二次側繞組LS 的輸出能量。
如同第4圖所示，補償電路201有電阻模組202、二極體214、電阻208以及電阻210。電阻模組202耦接於操作電源VCC與補償電容282之間，受控於比較結果H/L，可以操作於兩種狀態。譬如說，當比較結果H/L為邏輯”1”時，電阻模組202操作於一第一狀態，具有一較高等效電阻；當比較結果H/L為邏輯”0”時，電阻模組202操作於一第二狀態，具有有一較低等效電阻。
第5a與5b圖例示了兩種不同的電阻模組，都可以適用於第4圖中的電阻模組202。每個第5a與5b圖都具有兩電阻以及一開關。在第5a圖中，當開關被比較結果H/L所短路(short)時，電阻302的電阻對電阻模組202a的等效阻值就不會有任何影響。類似的，在第5b圖中，當開關被比較結果H/L所開路(open)時，電阻304的電阻對電阻模組202b的等效阻值就不會有任何影響。
從一個開關循環來看，雖然電阻模組202的等效電阻可能切換在較高與較低等效電阻之間，因為補償電容282所提供的濾波效果，所以電阻模組202可以視為有一個平均電阻，由電阻模組202提供較高與較低等效電阻之時間比例而決定。譬如說，在第3圖中，在開關循環C1中，比較結果H/L在邏輯”0”的時間比較久，所以電阻模組202在較低等效電阻的時間比較久，因此，電阻模組202有一個比較低的平均電阻。同理可知，在開關循環C2中。電阻模組202有一個比較高的平均電阻。
在同樣的輸出電源VOUT 之電壓下，比較低的平均電阻會導致比較高的補償信號COM，以及二次側繞組LS 比較高輸出能量W。比較結果H/L在邏輯”0”的時間比較久，意味著比較低之時脈頻率fCLK ，如同第3圖之開關循環C1所例示。只要設計得當，每個開關週期的輸出功率P=W*fCLK 就可以大約是個常數，不受抖頻之頻率變化影響，使得輸出電源VOUT 之電壓維持穩定。
第6圖顯示有可適用於第1圖中的時脈產生器100a與抖頻產生器90。跟第5圖中的時脈產生器100不一樣的，第6圖中的時脈產生器100a中，抖頻信號JTR沒有直接連接到波形產生器102a，且比較結果H/L有連接到波形產生器102a。
第7圖為第6圖之三角波信號RAMP、時脈信號CLK、抖頻信號JTR、以及比較結果H/L之間的時序關係。第7圖之時脈信號CLK、抖頻信號JTR、以及比較結果H/L跟第3圖大致相同，不再重述。然而，跟第3圖不同的，第3圖中三角波信號RAMP的每個上升段與每個下降段都是大約斜率固定的一直線，在一開關循環中，第7圖中三角波信號RAMP則可能會有斜率不同的二上升段與二下降段。如同第7圖所示，開關循環C3中，上升段FR斜率高於上升段SR，下降段FF斜率高於下降段SF。比較結果H/L大致控制三角波信號RAMP的上升段或是下降段的斜率。在一個實施例，比較結果H/L為邏輯”0”時，三角波信號RAMP的上升與下降斜率大致會產出的時脈頻率fCLK 是60kHz；比較結果H/L為邏輯”1”時，上升與下降斜率大致會產出的時脈頻率fCLK 是70kHz。如果在一個開關循環中，比較結果H/L有決大部分時間是邏輯”1”，則時脈信號CLK的時脈頻率fCLK ，可預期的，會是介於60k~70kHz之間，但比較靠近70kHz的一個值。
以上實施例雖然以返馳式架構(flyback topology)的電源供應器為例，但是，本發明並不限於此，也可以適用於其他架構之電源供應器。譬如說，降壓式轉換器(buck converter)或是昇壓式轉換器(booster)。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
60．．．電源供應器
62．．．橋式整流器
64．．．變壓器
66．．．整流器
68．．．誤差放大器
69．．．負載電容
72．．．開關
74．．．處理器
76．．．控制器
90．．．抖頻產生器
100、100a．．．時脈產生器
102、102a．．．波形產生器
104．．．比較器
201．．．補償電路
202、202a、202b．．．電阻模組
204．．．比較器
206．．．邏輯處理器
208、210、302、304．．．電阻
214．．．二極體
280‧‧‧光耦合器(photo-coupler)
282‧‧‧補償電容
CLK‧‧‧時脈信號
COM、COM2‧‧‧補償信號
CS‧‧‧電流偵測信號
C1、C2、C3‧‧‧開關循環
fCLK ‧‧‧時脈頻率
FR、SR‧‧‧上升段
FF、SF‧‧‧下降段
GATE‧‧‧控制信號
H/L‧‧‧比較結果
JTR‧‧‧抖頻信號
LP ‧‧‧一次側繞組
LS ‧‧‧二次側繞組
RAMP‧‧‧三角波信號
VAC ‧‧‧交流電源
VCC‧‧‧操作電源
VIN ‧‧‧輸入電源
VOUT ‧‧‧輸出電源
VTARGET ‧‧‧目標電壓
第1圖顯示了一個電源路徑管理控制器。
第2圖顯示本發明一實施例之時脈產生器與抖頻產生器
第3圖顯示本發明一實施例之三角波信號、時脈信號、抖頻信號、以及比較結果H/L之間的時序圖。
第4圖顯示本發明實施例之處理器與誤差放大器
第5a圖顯示本發明一實施例之電阻模組
第5b圖顯示本發明一實施例之電阻模組
第6圖顯示本發明一實施例之時脈產生器與抖頻產生器
第7圖顯示本發明一實施例之三角波信號、時脈信號、抖頻信號、以及比較結果H/L之間的時序圖。
60‧‧‧電源供應器
62‧‧‧橋式整流器
64‧‧‧變壓器
66‧‧‧整流器
68‧‧‧誤差放大器
69‧‧‧負載電容
72‧‧‧開關
74‧‧‧處理器
76‧‧‧控制器
90‧‧‧抖頻產生器
100‧‧‧時脈產生器
CLK‧‧‧時脈信號
COM‧‧‧補償信號
CS‧‧‧電流偵測信號
fCLK ‧‧‧時脈頻率
GATE‧‧‧控制信號
H/L‧‧‧比較結果
JTR‧‧‧抖頻信號
LP ．．．一次側繞組
LS ．．．二次側繞組
RAMP．．．三角波信號
VAC ．．．交流電源
VIN ．．．輸入電源
VOUT ．．．輸出電源
VTARGET ．．．目標電壓

Claims (8)

  1. 一種電源供應器，包含有：一時脈產生器，用以產生一時脈信號以及一三角波信號，該三角波信號具有一時脈頻率；一抖頻產生器，用以提供一抖頻信號予該時脈產生器，用以控制該時脈頻率；以及一補償電路，依據輸出電源狀態，以產生一補償信號，可操作於不同之一第一狀態以及一第二狀態，該補償電路具有一電阻模組，於該第一狀態時，具有一第一等效電阻，於該第二狀態時，具有與該第一等效電阻相異之一第二等效電阻；其中，當該抖頻信號高於該三角波信號時，該補償電路操作於該第一狀態，當該抖頻信號低於該三角波信號，該補償電路操作於該第二狀態。
  2. 如請求項1之電源供應器，其中，該補償信號可以決定該電源供應器之功率輸出。
  3. 如請求項1之電源供應器，其中，該電阻模組耦接於一操作電源與一補償電容之間。
  4. 如請求項1之電源供應器，其中，該電阻模組具有一電阻，操作於該第一與第二狀態其中之一時，該電阻之電阻值大致不影響 該電阻模組之等效電阻值。
  5. 如請求項1之電源供應器，其中，該三角波信號於一開關週期中，具有斜率不相同的二上升段或下降段。
  6. 一種抑制電源供應器之輸出電壓波動(ripple)的方法，包含有：提供一抖頻信號，控制一三角波信號之一時脈頻率；比較該抖頻信號以及該三角波信號，以產生一比較結果；依據該比較結果，使一補償電路切換於二操作狀態；以及以該補償電路，依據該電源供應器之輸出電壓，產生一補償信號；其中，該補償電路包含有一電阻模組，該比較結果決定該電阻模組之等效電阻。
  7. 如請求項6之方法，其中，該比較結果控制該三角波信號之上升段或是下降段的斜率。
  8. 如請求項6之方法，另包含有：依據該補償信號，決定該電源供應器之輸出功率。
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