JP2009240114A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】重負荷の場合でも、ピーク電流を抑制して、小型で高出力のスイッチング電源を提供する。
【解決手段】商用電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をスイッチング素子を駆動して降圧チョッピングしてトランスに供給する降圧チョッピングコンバータとを備えるスイッチング電源であって、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、制御回路が、軽負荷時には、電流臨界モードで前記スイッチング素子を駆動し、重負荷時には、電流連続モードで前記スイッチング素子を駆動する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関し、特に、降圧チョッピングコンバータを備えた降圧チョッピングスイッチング電源に用いることにより、電源の小型化および高出力化を可能とするスイッチング電源に関する。

従来、弱電機器やその他この種の機器の電源として、図７に示すような回路構成を有する降圧チョッパ回路が用いられている。この回路は、交流電源、例えば、商用周波電源の出力電圧を全波整流器１０により全波整流し、平滑用コンデンサＣ１により平滑化した電圧を得る。

そして、この電圧を回路に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、トランス２０と、フライホイールダイオードＤ１と、平滑用コンデンサＣ５とからなる降圧チョッパ回路を介して、負荷に供給する。また、出力電圧を一定にするための出力電圧検出回路やスイッチング素子Ｑ１の駆動を制御する制御手段を備えた制御回路により、スイッチング素子Ｑ１の１制御周期内におけるＯＮ周期と制御周期との比率を制御する（例えば、特許文献１参照。）。
特開平５−２１９７４３号公報

ところで、スイッチング電源には、スイッチング素子を一旦ＯＦＦの状態に移行させてからＯＮの状態に移行させる電流臨界型のスイッチング電源と、スイッチング素子のスイッチング周期毎にトランス電流をゼロまで戻さずに制御を行う電流連続型のスイッチング電源がある。

しかしながら、上記の電流臨界型のスイッチング電源の場合には、スイッチング電流波形が三角波であるために、負荷が大きくなるとピーク電流が大きくなり、重負荷の場合も考慮すると、スイッチング素子の電流容量やトランスのサイズを大きくする必要があって、電源自体が大型になってしまうという問題があった。

そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、重負荷の場合でも、ピーク電流を抑制して、小型で高出力のスイッチング電源を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明は、以下の事項を提案している。

（１）本発明は、商用電源を整流する整流回路（例えば、図１の整流回路１０に相当）と、該整流回路の出力をスイッチング素子を駆動して降圧チョッピングしてトランス（例えば、図１のトランス２０に相当）に供給する降圧チョッピングコンバータ（例えば、図１のスイッチングトランジスタＱ１および制御回路３０に相当）とを備えるスイッチング電源であって、前記スイッチング素子（例えば、図１のスイッチングトランジスタＱ１に相当）の駆動を制御する制御回路（例えば、図１の制御回路３０に相当）を備え、該制御回路が、軽負荷時には、電流臨界モードで前記スイッチング素子を駆動し、重負荷時には、電流連続モードで前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、制御回路が、軽負荷時には、電流臨界モードでスイッチング素子を駆動し、重負荷時には、電流連続モードでスイッチング素子を駆動する。したがって、重負荷時に問題となるピーク電流を抑制することができるため、スイッチング素子やトランスの小型化、もしくは、現状のスイッチング素子やトランスを用いて電源の電流容量を増加させることができる。

（２）本発明は、（１）のスイッチング電源について、前記トランスが制御コイル（例えば、図１の制御巻線Ｎｃに相当）を備え、前記制御回路が該制御コイルの電圧を検出して、前記スイッチング素子をオンさせるトリガ制御手段（例えば、図１の制御回路３０におけるＺ／Ｃ端子に相当）を備えるとともに、前記制御コイルの電圧をコンデンサに充電して、該充電電圧が所定の閾値を超えたときに、前記スイッチング素子をオンさせるための信号を前記トリガ制御手段に供給するタイマ回路（例えば、図１のタイマ回路６０に相当）を備えたことを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、制御回路が制御コイルの電圧を検出して、スイッチング素子をオンさせるトリガ制御手段を備えるとともに、タイマ回路が、制御コイルの電圧をコンデンサに充電して、充電電圧が所定の閾値を超えたときに、スイッチング素子をオンさせるための信号をトリガ制御手段に供給する。つまり、軽負荷時には、トリガ制御手段により、スイッチング素子をオンさせる電流臨界モードでスイッチング素子を駆動する。一方で、重負荷時には、制御コイルの電圧の周波数が低くなることから、タイマ回路内のＣ４の充放電による電圧振幅が増大し、この電圧値をモニターすることにより、重負荷状態を検出して、タイマ回路の制御により、スイッチング素子を強制的にオンさせることにより、電流連続モードでスイッチング素子を駆動する。

（３）本発明は、（２）のスイッチング電源において、前記タイマ回路のコンデンサ（例えば、図１のコンデンサＣ４に相当）が、前記制御コイルからの電圧信号により前記スイッチ素子のオン期間に発生する入力電圧に比例した負の電圧レベルによりマイナス充電されるとともに、前記スイッチ素子のオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧レベルによりプラス充電され、前記制御コイル電圧のオン期間とオフ期間との演算を行い１周期を計時し、発振周期を制御することを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、タイマ回路のコンデンサが、制御コイルからの電圧信号によりスイッチ素子のオン期間に発生する入力電圧に比例した負の電圧レベルによりマイナス充電されるとともに、スイッチ素子のオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧レベルによりプラス充電され、制御コイル電圧のオン期間とオフ期間との演算を行い１周期を計時し、発振周期を制御する。したがって、これにより、スイッチング電流の周波数を略一定に制御することにより、スイッチング電流の電流波形を台形の電流波形とすることができるため、波高値や実効値を低減して、スイッチング素子やトランス、出力平滑回路を小型化することができる。また、大電力化した領域に対して、過電力低減機能を得ることもできる。

（４）本発明は、（２）のスイッチング電源において、前記タイマ回路により出力される信号と、前記制御コイルの電圧から検出されるオントリガ信号とを排他的構成とし、前記タイマ回路により出力される信号と前記オントリガ信号とのうち早い方の信号により、前記スイッチング素子の駆動を制御することを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、タイマ回路により出力される信号と、制御コイルの電圧から検出されるオントリガ信号とを排他的構成とし、タイマ回路により出力される信号とオントリガ信号とのうち早い方の信号により、スイッチング素子の駆動を制御する。したがって、これにより、重負荷時には、スイッチング素子を強制的にオンさせることにより、電流連続モードでスイッチング素子を駆動することができる。

（５）本発明は、（１）から（４）のスイッチング電源において、出力電圧を検出する出力電圧検出回路（例えば、図１の出力電圧検出回路５０に相当）と、該出力電圧検出回路の検出電圧に応じて、前記スイッチング素子のオン期間を制御するオン期間制御部（例えば、図１の制御回路３０におけるＦ／Ｂ端子に相当）を備えたことを特徴とするスイッチング電源を提案している。

本発明によれば、重負荷時のピーク電流を抑制することができることから、スイッチング素子やトランス、平滑回路を小型化することができるという効果がある。また、現状のスイッチング素子やトランス、平滑回路を用いた場合でも、電源の大容量化が可能となるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜スイッチング電源の構成＞
本実施形態に係るスイッチング電源は、主として、図１に示すように、整流回路１０と、チョークコイルＮｐおよび制御巻線Ｎｃとからなるトランス２０と、制御回路３０と、出力平滑回路４０と、出力電圧検出回路５０と、タイマ回路６０と、スイッチングトランジスタＱ１と、フライホイールダイオードＤ１と、フォトカプラＰＨ１とから構成されている。

整流回路１０は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流をトランス２０に供給する。トランス２０は、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮの場合に、負荷に電力を供給するのと同時に、入出力の電圧差に相当する電磁エネルギーをチョークコイルＮｐに蓄積し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦの場合に、チョークコイルＮｐに蓄積した電磁エネルギーを負荷に供給する。制御巻線Ｎｃは、Ｎｐ端子間にかかる電圧に概ね比例した信号を制御回路３０のＺ／Ｃ端子に供給する。この信号は、制御回路３０におけるスイッチングトランジスタＱ１をＯＮするためのトリガ信号となる。また、フライホイールダイオードＤ１は、チョークコイルＮｐに蓄積されたエネルギーを放出する役割を果たす。

制御回路３０は、Ｚ／Ｃ端子およびＦ／Ｂ端子に入力される信号により、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮタイミングとＯＮ時間幅とを制御する。具体的には、Ｚ／Ｃ端子には、ＯＮタイミング調整抵抗Ｒ２を介して、制御巻線Ｎｃが接続されている。そして、Ｚ／Ｃ端子に「Ｈｉ」から「Ｌｏｗ」に遷移するトリガ信号を入力すると、ＤＲ端子からスイッチングトランジスタＱ１のゲートにＯＮ信号を出力し、スイッチングトランジスタＱ１をＯＮする。また、Ｆ／Ｂ端子には、フォトカプラＰＨ１の一部をなすフォトトランジスタが接続され、出力電圧検出回路５０に設けられた発光ダイオードから射出される光を受光して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。出力平滑回路４０は、チョークコイルＮｐから供給される電圧波形を平滑化して出力電圧を得る。

出力電圧検出回路５０は、出力電圧を検出するための抵抗Ｒ４、Ｒ５の分圧値を基準電圧と比較して、その比較結果に応じて、フォトカプラＰＨ１の一部をなす発光ダイオードを点灯させる。発光ダイオードから射出される光は、制御回路３０のＦ／Ｂ端子に接続されたフォトトランジスタにおいて受光され、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。

タイマ回路６０は、トランス２０の制御巻線Ｎｃの一端と、ＯＮトリガ用のタイミング調整抵抗Ｒ２とを接続し、計時設定用抵抗Ｒ３並びに定電圧ダイオードＤ２を介してスイッチＱ２のベース端子に接続されている。また、スイッチＱ２のベースとエミッタ端子間には、計時用コンデンサＣ４が並列に接続され、スイッチＱ２のコレクタ端子は制御回路３０のＺ／Ｃ端子に接続されている。さらに、計時用コンデンサＣ３の一端は制御巻線Ｎｃの他端とともに制御回路のＩＣ−ＧＮＤに接続されている。なお、制御回路のＩＣ−ＧＮＤは、Ｄ１のカソード側に接続されている。

また、スイッチングトランジスタＱ１には、直列に電流検出抵抗Ｒ１が接続されるとともに、並列にダンパコンデンサＣ２が接続されている。

＜スイッチング電源の動作＞
図２および図３を用いて、本実施形態に係るスイッチング電源の動作について説明する。
図２は、本実施形態に係るスイッチング電源の動作波形図を示している。
本実施形態に係るスイッチング電源は電流臨界型制御を基本回路としているため、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮすると、トランス２０のチョークコイルＮｐに電磁エネルギーが蓄積される。そして、Ｆ／Ｂ端子により設定された時間に達し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦすると、トランス２０のチョークコイルＮｐに蓄えられた電磁エネルギーが出力平滑回路４０を経て出力に供給される。そして、トランス２０のチョークコイルＮｐに蓄えられた電磁エネルギーが、すべて供給されるとフライホイールダイオードＤ１の導通がなくなり、トランス２０の制御巻線Ｎｃに発生する電圧も正から負へと反転する。これにより、制御回路３０のＺ／Ｃ端子がトリガを受けて、制御回路２０のＤＲ端子から、スイッチングトランジスタＱ１へＯＮ信号が出力され、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮする。すなわち、図６の実線に示すように、トランス２０のチョークコイルＮｐから出力する電磁エネルギーが小さい場合にはＯＮ期間、ＯＦＦ期間とも短く（発振周波数が高く）、出力する電磁エネルギーが大きい場合は周期が長く（発振周波数が低く）なるよう動作する。

＜タイマ回路の動作＞
前記一連のスイッチング動作と同時に、タイマ回路６０は、以下のように動作する。
つまり、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮすると、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、入力電圧に比例した負の電圧が発生し、この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２の設定により制限された電流によって計時用コンデンサＣ４を負に充電する。

一方、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦすると、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、出力電圧に比例した正の電圧が発生し、この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２により制限された電流によって計時用コンデンサＣ４を正に充電し、計時用コンデンサＣ４端子間には、例えば、図２の計時用コンデンサＣ４端子間電圧波形に示すような三角波状の電圧が発生する。

次に、出力する電磁エネルギーが大きい状態には、発振周期が長くなり、スイッチングトランジスタＱ１のＯＦＦ期間中に、計時用コンデンサＣ４が正に充電された結果、計時用コンデンサＣ４端子間電圧がスイッチＱ２のＯＮ電圧に達し、スイッチＱ２がＯＮすると、例えば、図２の重負荷時の計時用コンデンサＣ４端子間電圧波形に示すように、制御回路３０のＺ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられる。

なお、本実施形態では、スイッチングトランジスタＱ１が、ＭＯＳＦＥＴにより構成されているが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴといった他のスイッチング素子によっても構成することができる。

先に説明したように、本実施形態では、出力エネルギーが少ない動作領域、つまり、トランス２０の蓄積エネルギーが小さい、短い周期の状態においては、電流臨界モードでスイッチングトランジスタＱ１を駆動し、出力するエネルギーが大きく、周期が広がり、タイマ回路６０で設定される時間に対し長くなった場合には、トランス２０の電磁エネルギーの放出を待たずにタイマ回路６０によるトリガ入力が優先され、スイッチングトランジスタＱ１をＯＮとする電流連続モードでスイッチングトランジスタＱ１が駆動される。

一方、タイマ回路６０によるトリガ入力が優先される動作の場合には、Ｆ／Ｂ端子で設定されたスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ期間に、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、入力電圧に比例した負の電圧が発生する。発生したこの負の電圧は、計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２の設定により制限された電流となって、計時用コンデンサＣ４を負に充電する。

スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦすると、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、出力電圧に比例した正の電圧が発生する。発生したこの負の電圧は、計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２により制限された電流となって、計時用コンデンサＣ４を正に充電する。そして、計時用コンデンサＣ４端子間電圧が、スイッチＱ２のＯＮ電圧に達して、スイッチＱ２がＯＮすると、制御回路３０のＺ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられスイッチングトランジスタＱ１がＯＮする。

また、この時、トランス２０は、出力平滑回路４０に電磁エネルギーを放出し終わる前に、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮするため、ＯＮする時のスイッチングトランジスタＱ１の電流は、例えば、図２の重負荷時ＴｄにおけるスイッチングトランジスタＱ１のスイッチング電流波形のように、正にバイアスされた状態となり、バイアスされた状態からトランス２０における電磁エネルギーの蓄積を行う。

タイマ回路６０によるトリガ入力が優先される動作においては、スイッチングされた電流波形は台形波となる。つまり、ピーク電流値を電流臨界モードでの三角波の電流波形と同一のピーク電流値において、トランス２０に蓄えられる電磁エネルギーが、電流臨界モードに比べて、増加し、出力平滑回路に大きなエネルギーを供給できることになる。したがって、温度による要因を除けば、同一の最大電流・電圧定格のスイッチング素子と、同一のインダクタンス値・巻数・コアサイズのトランスにおいて出力エネルギーを増加することができる。

しかし、前記タイマ回路による制御を行った場合、強制的にスイッチングトランジスタＱ１をＯＮとするため、共振コンデンサＣ１の急峻な放電電流及び整流ダイオードＤ３のリカバリ電流による影響で、スイッチングノイズ及びスイッチング損失が増加してしまう。

よって、本実施形態に係るスイッチング電源は、特に定常状態の負荷電力は比較的小さく、短いパルスで大きな負荷電力を必要とする負荷に適しており、定常負荷電力まではソフトスイッチングが可能な電流臨界動作とし、パルスでの大きな負荷電力時や異常時等の過電流時に前記タイマ回路による電流連続動作になるよう設定することで、小型で安価に大電力が取れ、定常負荷電力時はスイッチング損失及びノイズの少ないスイッチング電源を提供することができる。

さらに、本実施形態では、制御巻線電圧のＯＮ期間とＯＦＦ期間との演算により、１周期を計時し、発振周期を制御する方式であるため、大電力化した領域に対しての過電力低減機能も得られる。

例えば、大電力出力でのＰＷＭ制御動作時で、入力電圧が高い状態の時には、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ期間中に、トランス２０の制御巻線Ｎｃに入力電圧に比例した負の高い電圧が発生する。そして、この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２により制限された電流によって計時用コンデンサＣ４を負に充電する。

トランス２０の制御巻線Ｎｃには、入力電圧に比例した負の高い電圧が発生することにより計時用コンデンサＣ４端子に発生する負の電圧が大きくなるが、ＯＦＦ期間にトランス２０の制御巻線Ｎｃに発生する出力電圧に比例した正の電圧は変わらないため、スイッチＱ２がＯＮ電圧に達するまでの時間が長くなる。

したがって、タイマ回路６０で計時される時間が長くなり、トランス２０は、出力平滑回路４０に電磁エネルギーをより放出し、スイッチングトランジスタＱ１が、ＯＮする時の電磁エネルギーによるバイアス電流は小さくなる。これにより、スイッチングトランジスタＱ１の電流波形は台形波から三角波に近くなるため、入力電圧が高い時はＲ１に発生する電圧がより大きくなる傾向となるため、制御回路３０のＯＰＣ端子の過電流検出回路による出力電力制限が動作しやすくなる。

一般的なＰＷＭ制御のスイッチングトランジスタＱ１のソース電流検出による過電流保護の場合、入力電圧が高くなるに従い、過電流保護が働く出力電力値は増加するが、本実施形態によれば、入力依存による過電流保護の電力値の増加を低減することが出来る。

また、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ期間中は、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、入力電圧に比例した負の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２の設定により制限された電流によって計時用コンデンサＣ４を負に充電する。

一方、スイッチングトランジスタＱ１のＯＦＦ期間中は、トランス２０の制御巻線Ｎｃには、出力電圧に比例した正の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ２により制限された電流によって計時用コンデンサＣ４を正に充電する。

そして、計時用コンデンサＣ４端子間電圧がスイッチＱ２のＯＮ電圧に達しスイッチＱ２がＯＮすると、制御回路３０のＺ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられスイッチングトランジスタＱ１がＯＮすることにより、電流波形を台形波とし、出力エネルギーが増加可能である。

出力過負荷による異常時においては、電流制限回路により出力が低下した場合、ＯＦＦの期間時には、制御巻線出力は出力電圧に比例した電圧が発生するため、出力に比例して制御巻線電圧も同時に低下して、計時用コンデンサＣ４の充電が緩やかとなる。よって、ＯＦＦ時間が広がることで、スイッチＱ２がＯＮするまでの時間が延び、ＯＦＦ期間が広がることで発振周期が伸びて出力エネルギーが低下する。

そして、さらなる過負荷により出力が低下して、最終的には、ＯＦＦ期間時の制御巻線出力の低下によりスイッチＱ２が、常にＯＮできない状態、つまり、電流連続モードとなり、出力エネルギーが制限されて、出力過負荷時の安全性が保たれる。

＜出力特性＞
図４は、本実施形態に係るスイッチング電源の出力特性例を示している。
図中、実線部は、従来回路における出力特性を示し、破線部は、本発明の回路を用いた場合の出力特性を示している。これによると、本発明の回路を用いた場合には、従来の回路を用いた場合に比べて、大電力が得られ、過電流により出力電圧が低下するに従い、出力電力も減少し、従来の回路を用いた場合の過電流特性となることを示している。

図５は、図４に示した出力特性の各ポイント（図４中の「Ａ」、「Ｂ」、「Ｃ」、「Ｄ」）における電流波形を示している。
この図によれば、図４中の「Ａ」のような軽負荷時には、従来同様、電流臨界モードでスイッチングトランジスタＱ１が駆動されるため、そのスイッチング電流波形は、波高値の小さな三角波となっている。図４中の「Ｂ」、「Ｃ」、「Ｄ」は、重負荷状態になっており、タイマ回路６０が作動して、電流連続モードでスイッチングトランジスタＱ１が駆動されるため、そのスイッチング電流波形は、周波数が概ね一定に制御され（図６参照）、図４中の「Ｂ」のＯＮ期間が概ね一定に維持された状態で、図４中の「Ｃ」、「Ｄ」になるにつれて、台形状になっている。つまり、図４中の「Ｃ」、「Ｄ」では、ＯＮ期間が概ね一定に維持されつつ、電流波形の面積が増加するため、トランス２０に蓄積される電磁エネルギーが増えることになる。

＜電流連続動作における発振制御＞
本実施形態においては、タイマ回路６０で動作する電流連続動作において安定した発振状態に制御できる特徴を兼ね備えている。

図３は、その動作説明図であり、単に、周波数が固定された状態、つまり、ＯＮ期間とＯＦＦ期間との和（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）が固定された状態から負荷が変化した場合、出力電流が変化しても、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ期間Ｔ_ｏｎは一定で、フィードバックによるＯＮ期間Ｔ_ｏｎ制御にほぼ関係がなく、応答することになる。

出力電流増加により、出力電圧Ｖｏが低下すると、より多くの残留エネルギーをトランス２０に保持した状態、つまり、フライバックダイオードＤ１の電流で示すと、図３に図示したＤａ点の電流がより大きい内に、固定周期として設定されたＯＮトリガが入るため、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮし、次のスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ周期での立ち上がり時の電流Ｑａが増加する。これにより、この周期では、トランス２０に蓄えられるエネルギーが増加し、出力平滑回路４０への供給電力が増加して、出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。

しかし、この動作において、供給電力が過剰となった場合、出力電圧が、図３に図示するＶｃ点まで上昇する。このとき、ＯＦＦ期間Ｔ_ｏｆｆは一定であるため、出力電圧Ｖｏの上昇により放出電流の傾斜は急となり、トランス２０に蓄えられた電磁エネルギーを放出しやすくなり、トランス２０の残留エネルギーが少ない状態、つまり、フライバックダイオードＤ１の電流で示すと、Ｄｃ点の状態で、固定周期として設定されたＯＮトリガが入ると、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮし、次のスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ周期に立ち上がり時の電流がＱｃ点のように減少することでトランス２０に蓄えられるエネルギーが低下する。これによって、出力平滑回路４０への供給電力が低下し、出力電圧Ｖｏが低下する動作となり、図３に図示するＶｅ点のように出力電圧Ｖｏの低下が過度な場合、前記動作を繰り返すこととなる。さらに、前記動作が収束しない場合は不安定な発振が継続してしまう。

また、前記の繰り返される周期は、フィードバックによる出力安定化が困難な周波数領域であり、前記、収束しない状態が継続された場合、出力の電圧リップルの増加や、可聴領域での発振周期となった場合にはトランス２０からの発振音の発生を引き起こすことになる。

しかしながら、本実施形態に係るスイッチング電源においては、完全な周波数固定ではなく制御巻線Ｎｃからの信号により周期を発振周期毎に制御している為、フィードバック回路とは別に発振周期毎に補正を行う特別な補正回路を必要とせず安定した発振を実現することが可能となる。

つまり、本実施形態に係るスイッチング電源においては、出力電流増加により出力コンデンサＣ５の電圧が低下すると同時に、スイッチングトランジスタＱ１のＯＦＦ期間に制御巻線Ｎｃに発生する出力電圧に比例した正の電圧が低下することにより、計時用コンデンサＣ３の充電が緩やかになりＯＦＦ期間が延びる。このように、ＯＦＦ期間が延びたことにより、出力回路により多くのエネルギーの放出が行われるため、トランス２０に蓄えられる電磁エネルギーが低下し、次のスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時の立ち上がりにおける電流増加を抑えることでき、このＯＮ期間にトランス２０に蓄えられる電磁エネルギーが低減され急峻な出力への供給を抑える働きとなる。

また、出力コンデンサＣ５の電圧の上昇時においても、スイッチングトランジスタＱ１のＯＦＦ期間に制御巻線Ｎｃに発生する出力電圧に比例した正の電圧が上昇することにより、計時用コンデンサＣ４の充電電流が増加し、ＯＦＦ期間が短くなる。このＯＦＦ期間が短くなったことによって、出力回路への電磁エネルギーの放出が抑えられ急峻なトランス２０の残留エネルギーの減少を抑制し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮした時の残留エネルギーを過渡に減少しないようにコントロールされる。以上の動作により、負荷変動に対する過渡的な応答が抑制され、安定した動作が提供できる。

以上、説明したように、本実施形態によれば、軽負荷時には、電流臨界モードでスイッチング素子を駆動し、重負荷時には、電流連続モードでスイッチング素子を駆動することにより、重負荷時に問題となるピーク電流を抑制することができるため、スイッチング素子やトランスの小型化、もしくは、現状のスイッチング素子やトランスを用いて電源の電流容量を増加させることができる。また、電流連続モードでは、スイッチング電流の周波数を略一定に制御することにより、スイッチング電流の電流波形を台形の電流波形とすることができるため、波高値や実効値を低減して、スイッチング素子やトランス、出力平滑回路を小型化することができる。また、制御巻線による検出を行うことにより、制御の安定性と過電流領域に対する「フの字」の過電流保護特性を得ることもできる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示した回路図である。 図１の図示回路における実施例の動作波形である。 本発明に係る動作説明図である。 図１の図示回路における実施例の出力特性図である。 軽負荷時、重負荷時の電流波形を示す図である。 電流臨界モードと電流連続モードにおける発振周波数と出力電力との関係を示した図である。 本発明に係るスイッチング電源の従来例を示した回路図である。

符号の説明

Ｎｐ チョークコイル
Ｎｃ 制御巻線
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ タイマ回路６０内のスイッチ
Ｄ１ フライホイールダイオード
Ｄ２ タイマ回路６０内の定電圧ダイオード
Ｃ１ ダンパ用コンデンサ
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃ３ ＯＮトリガ用のタイミング調整コンデンサ
Ｃ４ タイマ回路６０の計時用コンデンサ
Ｃ５ 出力平滑回路４０内の平滑コンデンサ
Ｒ１ スイッチングトランジスタＱ１電流検出用の抵抗
Ｒ２ ＯＮトリガ用のタイミング調整抵抗
Ｒ３ タイマ回路６０内の計時設定用抵抗
Ｒ４，Ｒ５ 出力電圧設定用抵抗
ＰＨ１ フィードバック用フォトカプラ
ＧＮＤ グランド
Ｖｏ 出力電圧
１０ 整流回路
２０ トランス
３０ スイッチングトランジスタＱ１の制御回路
４０ 出力平滑回路
５０ 出力電圧検出回路
６０ タイマ回路（発振周期制御回路）
Ｚ／Ｃ 制御回路３０内のＯＮトリガ入力端子
Ｆ／Ｂ 制御回路３０内のＯＮ幅制御入力端子
ＤＲ 制御回路内３０のスイッチングトランジスタＱ１のゲート・ドライブ出力
ＯＣＰ 制御回路３０内の過電流検出端子

Claims (5)

1. 商用電源を整流する整流回路と、該整流回路の出力をスイッチング素子を駆動して降圧チョッピングしてトランスに供給する降圧チョッピングコンバータとを備えるスイッチング電源であって、
   前記スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、
   該制御回路が、軽負荷時には、電流臨界モードで前記スイッチング素子を駆動し、重負荷時には、電流連続モードで前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記トランスが制御コイルを備え、
   前記制御回路が該制御コイルの電圧を検出して、前記スイッチング素子をオンさせるトリガ制御手段を備えるとともに、
   前記制御コイルの電圧をコンデンサに充放電して、該充電電圧が所定の閾値を超えたことに、前記スイッチング素子をオンさせるための信号を前記トリガ制御手段に供給するタイマ回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記タイマ回路のコンデンサが、前記制御コイルからの電圧信号により前記スイッチ素子のオン期間に発生する入力電圧に比例した負の電圧レベルによりマイナス充電されるとともに、前記スイッチ素子のオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧レベルによりプラス充電され、前記制御コイル電圧のオン期間とオフ期間との演算を行い１周期を計時し、発振周期を制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
4. 前記タイマ回路により出力される信号と、前記制御コイルの電圧から検出されるオントリガ信号とを排他的構成とし、前記タイマ回路により出力される信号と前記オントリガ信号とのうち早い方の信号により、前記スイッチング素子の駆動を制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
5. 出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
   該出力電圧検出回路の検出電圧に応じて、前記スイッチング素子のオン期間を制御するオン期間制御部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項４に記載のスイッチング電源。
   
   

Images