JP2005518177A - パワーコンバータの騒音低減 - Google Patents

Abstract

【課題】 パワーコンバータにおいて例えばコンバータの始動、短絡、過負荷、または停止動作時に存在し得る可聴騒音を低減する。
【解決手段】 本発明は、可聴騒音を低減するための、スイッチングパワーコンバータ（１０）用制御装置（２８）、スイッチングパワーコンバータ、およびパワーコンバータのスイッチを制御する方法に関する。パワーコンバータは、電力変換を調整するために制御装置（２８）および少なくとも１つのスイッチ（２６）を備える。制御装置（２８）は、スイッチ（２６）のスイッチング周波数を監視し、その周波数が所定レベルに低下したとき指示を出す監視タイマ（４５）と、そのタイマに接続され、タイマからの指示によってスイッチ（２６）のスイッチングを調整し、可聴騒音の発生を減少させるために上記所定レベルを上回るように周波数を上昇させるゲート駆動回路（３２）と、を備える。

Description

本発明は、ＴＶ、ＶＣＲ、プリンタ、コンピュータ等に用いるための準共振（quasi-resonant）スイッチドモードパワーコンバータにおけるような、可聴騒音を低減するための制御装置、そのような制御装置を含むパワーコンバータ、およびパワーコンバータを制御する方法に関する。

多くのスイッチドモードパワーコンバータにおいては、例えば準共振型コンバータにおけるように、最低周波数が２０ｋＨｚ以下に制限されてはいない。これは、コンバータが人間の耳によって知覚されうる容認し得ない可聴騒音を発生し得ることを意味する。フライバックコンバータ(fly-back converter)のようなコンバータの中には、コンバータの短絡時、始動時、またはコンバータの運転停止時に騒音を生ずるものがある。準共振型パワーコンバータは高パワーレベルで駆動されると、それに伴ってコンバータの周波数が低周波数に切り替えられる。さらにスイッチを流れる電流が大きくなると、スイッチング周波数が低下させられる。スイッチは通常、ＦＥＴトランジスタのような幾つかの種類のトランジスタ回路で実現される。こんにちのコンバータにはこのように問題がある。

米国特許第６０１１３６１号明細書は高圧放電ランプを点弧し動作させるためのバックコンバータ（buck converter）を開示している。ここでは、コンバータをスイッチングするトランジスタの最大オフ時間は２０ｋＨｚを下回る動作を阻止するように設定されうる。この文献では、周波数を監視し、または直接制限することは行われず、単にオフ時間に対する制限が設定されるだけである。この制限は、スイッチング周波数が高いか低いかには関係なく全ての時間に設定される。オフ時間は上限が３６μｓであり、下限が５μｓである。可聴騒音に関して、オフ時間に対する制限時間に達するとスイッチがターンオンされる。この装置を、可聴騒音を低減させるように動作させるためには、負荷および入力電圧が知られなければならない。回路は、負荷が知られているランプを、駆動するように構成されているので、これはこの環境内では良好に動作する。しかしながら可聴騒音を低減するための電源に対してはあまりよく動作しない。その理由は、電源は幾つかの異なる型の負荷のもとで動作可能でなければならず、また周波数が実際に低いときだけは、スイッチング周期の制限がなされなければならないが、コンバータが通常に動作しているときはそうではないからである。この文献はまた不連続導通モードにおけるトランジスタのピーク電流を制限することについては説明していない。

本発明の課題は、パワーコンバータにおいて例えばコンバータの始動、短絡、過負荷、または停止動作時に存在し得る可聴騒音を低減することである。本発明は独立請求項によって特定される。従属請求項は有利な実施態様を特定するものである。

この課題は、少なくとも１つのスイッチを備え、第１スイッチのスイッチング周波数が監視され、周波数が可聴騒音を発生する所定のレベルを超えるところに留まるように第１スイッチが制御される、パワーコンバータを制御する方法によって解決される。

本発明の好ましい実施例により制御装置における余分な部品をほとんど必要としないコンバータが実現され、それにより制御装置およびコンバータのコストを低く維持することができる。本発明の付加的な利点は次の説明から明らかにされる。

次に本発明をＤＣ／ＤＣ変換用フライバックコンバータの場合について説明する。しかしながら本発明はそのようなコンバータすなわちＤＣ／ＤＣ変換のみに限定されることはなく、他の型のコンバータにおいても実施可能なものである。例えばバック型、ブースト型またはバックブースト型のようにである。同様にＡＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＡＣ、またはＡＣ／ＡＣのような他の型の変換であってよい。

図１は、電源として作用する本発明によるフライバックコンバータ１０を示すものである。図示のコンバータは、電流モード制御が用いられるコンバータである。このコンバータには電圧Ｖ_ｉｎを有する入力電圧源１２が存在し、この入力電圧源１２は変圧器１４の形をした電力変換手段の一次巻線１６の第１巻線端とアースとの間に接続されている。一次巻線１６の第２巻線端は第１スイッチすなわち第１トランジスタ２６のドレインに接続されている。このトランジスタは、好ましくはＦＥＴトランジスタである。第１トランジスタ２６のゲートは制御装置すなわちコントローラ２８の駆動出力端４０に接続されている。トランジスタ２６のソースはセンス抵抗４４の一端に接続され、センス抵抗４４の他端はアースに接続されている。トランジスタ２６のソースとセンス抵抗４４との間の接続点が、抵抗４６およびキャパシタ４８からなる並列回路を介してコントローラ２８のセンス入力端４３に接続されている。コントローラ２８はこれを構成する種々の回路を接地するためのアースに接続されるアース端子４２を持っている。コントローラ２８はパワーオンリセット回路３４および発振器３６を含んでいる。パワーオンリセット回路３４および発振器３６はともにＰＷＭコントローラすなわちゲート駆動回路３２に接続されている。ゲート駆動回路３２は制御入力端３８およびセンス入力端４３にも接続されている。ゲート駆動回路３２はさらにＲＳフリップフロップ３０のリセット入力端Ｒおよびセット入力端Ｓに接続されている。このＲＳフリップフロップはトランジスタ２６のゲートに接続される出力端Ｑを持っている。コントローラ２８は駆動出力端４０とゲート駆動回路３２との間に接続されたタイマ４５を備えている。

変圧器１４の二次巻線１８の第１巻線端はダイオード２０を介して第１キャパシタ２２および負荷２４の各一端に接続されている。負荷２４および第１キャパシタ２２の他端、並びに変圧器１４の二次巻線１８の第２巻線端はアースに、好ましくは直流的な絶縁を介して、接続されている。ダイオード２０、キャパシタ２２、および負荷２４の共通接続点はコントローラ２８の制御入力端３８に接続されている。その共通接続点は、好ましくはフォトカプラ（optocoupler）を介して制御入力端３８に接続される。

図２は本発明の好ましい実施例によるコントローラ２８の要部の電気回路図を示すものである。コントローラ２８のセンス入力端４３は第１コンパレータ５２の形をしたコンパレータの第１入力端に接続されている。この第１コンパレータはゲート駆動回路３２の中に設けられている。コンパレータ５２の第１入力端に電流源５６が第２スイッチ５４を介して接続される。コンパレータ５２の第２入力端は電圧源５０に接続されている。第１コンパレータ５２の出力端は第１スイッチを形成するトランジスタ２６のゲートに接続されるとともに、Ｄフリップフロップ５８のクロック入力端ｄｋに接続されている。第２コンパレータ５７は、Ｄフリップフロップ５８のＤ入力端に接続される出力端を持っている。第２コンパレータ５７は、前述のタイマ４５から信号を受ける正入力端、および基準電圧Ｖrefに接続される負入力端を持っている。第２スイッチ５４はゲート駆動回路３２によって、この明細書において後述されるようにして制御される。第２スイッチ、電流源、電圧源、Ｄフリップフロップ、および第２コンパレータもゲート駆動回路中に設けられていることを理解されたい。

図３は図１および図２のフライバックコンバータの種々の電圧および電流を示すものである。図３の最上部にはトランジスタ２６のドレイン電圧Ｕ_ｄの変化および入力電圧Ｖ_ｉの時間的推移が示されている。この電圧の下にゲート駆動回路３２によって発生されトランジスタ２６をスイッチングするためにそのゲートに加えられる駆動電圧パルスＶ_４０が示されている。この駆動パルスの下にトランジスタ２６を通って流れる電流Ｉ_２６が示され、トランジスタを流れる電流の下に、コンバータの出力電流Ｉ_１８が示されている。出力電流Ｉ_１８の下に、タイマ４５から第２コンパレータ５７に供給される電圧Ｖ_４５が基準電圧レベルＶ_ｒｅｆとともに示されている。タイマ４５から供給される電圧Ｖ_４５の下に第２コンパレータ５７の出力電圧Ｖ_５７が示され、この電圧Ｖ_５７の下に、Ｄフリップフロップによって第２スイッチ５４に供給されるもう１つの電圧Ｓ_５４が示されている。図４は図３と同種の電流および電圧を示すものであるが、図４は高負荷、すなわち大出力電流の場合に対応するものであって、可聴騒音が発生される程度に周波数が低くなる場合を示すものである。

通常動作のもとでは、すなわち周波数が可聴騒音を発生するレベルを上回るときは、コンバータは公知の態様で負荷に出力電圧を印加する。第１スイッチ２６の制御も、スイッチ２６を流れるピーク電流を調整し、トランジスタ２６のドレイン電圧が最低またはゼロになる時を検知することにより、電流制御を用いて公知のごとく行われる。それに代えて、変圧器１４の一次巻線１６の電圧のゼロクロス点が存在するかどうかを検知し、それに遅れを加えることができる。この動作モードは臨界不連続モードまたは自己発振給電（ＳＯＰＳ）モードとして知られているものである。スイッチングが行われるべきピーク電流がコンバータの出力電圧によって設定される。図３および図４から認められるように、高電力レベルにおいて、すなわちコンバータがより大きな電流を出力する場合、周波数は低くなる。さらにトランジスタ２６のオン時間が長くなり、周波数も低くなれば、ピーク電流は大きくなる。二次ストローク時間、すなわち出力段を介して電流が流れる時間は、出力電圧Ｖ_１８に依存する。出力電圧が低下すると二次ストローク時間が増加し、それにより周波数が低下する。通常動作ではコンバータは２０ｋＨｚ以上の周波数領域で動作する。しかし、コンバータが短絡を生じた時や、その始動時、過負荷時のような大負荷時に、またはコンバータの運転停止時には、非常に望ましくない可聴騒音が発生されることがある。この低周波数がいかにして低減されるかを次により詳細に説明する。典型的なコントローラはフィリップス・セミコンダクタ社によるデータシートＴＥＡ１５０７の中に記載されており、それはリファレンスによりここに組み入れられる。

すでに述べたようにコンバータの出力電圧Ｖ_１８は、コントローラ２８を用いて一次巻線１６に流れる電流の導通時間を制御することによって制御される。この電流はセンス抵抗４４の電圧を測定することによって決定される。この電圧がゲート駆動回路３２に供給され、このゲート駆動回路は、検知された電流に応じてトランジスタ２６、一般的にはＢＪＴまたはＭＯＳＦＥＴのような電界効果トランジスタの導通時間を調整する。好ましい実施例においては、それはセンス抵抗の電圧を高レベル電圧を出力する第１コンパレータ５２内で電圧源５０の電圧と比較することにより行われ、前者が後者以上になると、高レベル電圧が第１スイッチ（トランジスタ）２６をターンオンする。トランジスタ２６がターンオフされると、変圧器１４の磁界が減衰し、磁界に蓄積されたエネルギーが二次回路で電流に変換され、それが第１キャパシタ２２を充電する。一次ストロークの間ドレイン・ソース間電圧Ｕ_ｄはほぼゼロであるが、二次ストロークの間の電圧Ｕ_ｄはＵ_ｄ＝Ｖ_ｉ＋ｎＶ_１８である。ここで，ｎは一次巻線１６と二次巻線１８との間の巻数比である。

コントローラ２８が通常動作をしている限り、ドレイン電圧がゼロに近くなれば第１スイッチ２６がターンオンされる。この電圧は変圧器の一次巻線の中央のセンス端子を介して電圧を検知することによって得られうる。それはコントローラが検知する補助センス巻線を有する変圧器によっても、または他の適当な手段によっても、もたらされうる。スイッチ２６の制御は当業者において良く知られた自己発振モード制御または臨界不連続モード制御に従って行われる。電圧源の電圧は固定とされるべきではなく、コントローラ２８の制御入力端に入力される測定出力電圧に依存して変えられる。これはすべてコンバータの標準電流制御である。

時間が長すぎる場合、すなわち周波数が可聴騒音を発生する２０ｋＨｚといった設定レベルに低減した場合、第１スイッチ２６を調整するためのゲート駆動回路３２にタイマ４５が信号を送出する。それによりゲート駆動回路３２は周波数が再び上昇するように第１スイッチ２６を制御する。

すでに述べたように制御ユニット（コントローラ）２８のタイマ４５は第１スイッチ２６の周波数を監視する。それは、スイッチ２６が最後にスイッチオンされた時からの時間をカウントすることによって行われる。その時間が、選択された周波数、好ましい実施例においては可聴騒音を発生する限界である２０ｋＨｚという周波数に対応する設定制限時間（すなわち５０μｓという時間）に達すると、ゲート駆動回路に指示が与えられる。これは、時間とともに増加する電圧を第２コンパレータ５７に送出するタイマ４５を介して行われる。このタイマ電圧が基準電圧Ｖ_ｒｅｆより高くなると、第２コンパレータ５７が高レベル電圧をＤフリップフロップ５８に供給する。ここで基準電圧は、設定周波数の周期に対応する時間に達したときタイマからの電圧によって基準電圧Ｖ_ｒｅｆのレベルに達するように設定される。それによりＤフリップフロップ５８は第１スイッチ２６が次回にターンオンされるのと同時にその出力端Ｑをハイにセットし、ゲート駆動回路が第２スイッチ５４を閉じる。このことは、第１スイッチ２６を駆動している第１コンパレータ５２の出力がＤフリップフロップ５８に対するクロック信号としても用いられるという事実によって遂行される。それによりＤフリップフロップ５８は第２スイッチをターンオンさせる高レベル電圧を出力する。これが電流源５６からのキャパシタ４８の充電を開始させる。これが行われると、キャパシタ４８の電圧がセンス抵抗４４の電圧に加算され、そのときコンパレータ５２が低電流レベルにおいて第１スイッチ２６をスイッチオフに導く。これが行われると、第１スイッチ２６の周波数が上昇させられる。第１スイッチ２６がスイッチオフされると、第２スイッチ５４がオンに保たれる。第１スイッチ２６がスイッチオンされると、タイマ４５が一旦リセットされ、再びタイムカウントを開始する。低周波数に伴う問題が解消すれば、タイマは第２スイッチ５６をオン状態に保つ他の指示を出す。しかしながら周波数が上記設定レベルを超えると、タイマ４５の出力は電圧レベルＶ_ｒｅｆには達せず、したがって第２コンパレータ５７は低電圧を発生し続け、それをＤフリップフロップ５８に供給する。次回にＤフリップフロップ５８は第１スイッチ２６のターンオンによってクロックされ、ＤフリップフロップのＱ出力がロウになり、それが第２スイッチ５４をオフにする。抵抗４６はキャパシタ４８を放電するために用いられる。

好ましい実施例によれば騒音を発生する周波数が実質的に低減される。上述の例は電流制御に対して与えられたものである。上述の好ましい実施例はコスト的に効果的な方法である。抵抗４６およびキャパシタ４８はコンバータのソフトスタートアップのために多くのシステムにすでに存在している。このことは、他の付加的な部品が必要とされないので本発明は安上がりであるということを意味する。コストを安く保つためにコンバータ内の構成部品の数を最低限に保つことが重要であるということはよく知られたことである。抵抗４６およびキャパシタ４８はコントローラ内に存在するものではないので、それらは本発明の良好な動作を保証するために任意に選択されうる。このことは、いかに速くピーク電流制限が行われるべきかを決定する場合に大きな柔軟性を与える。この好ましい実施例は試験により良好な結果を得ることができた。

本発明はまた電圧制御を用いて実現することも可能である。図５に電圧制御型コンバータが示されている。図５は図１に示すものと多くの点で類似している。その違いは、図５のコンバータではコントローラがセンス入力端４３を持っておらず、またセンス抵抗４４および並列回路４６，４８が存在していないことである。他の部品は同一であり、ここで葉さらには説明しない。このケースでは第１スイッチ２６のオン時間は直接ＰＷＭ制御によって制限される。ここでオン時間は出力電圧によって制御される。基準電圧と比較して電圧が上昇すると、ここでもオン時間制限が行われる。ここでは低周波数の指示はタイマに接続されたコンパレータを用いて行われる。しかしながら、電流制御は多くの場合、電圧制御より好ましい。というのは、その場合、制御がより直接的で、より高速に行われるからである。

本発明による第１スイッチのオン時間の上述の制御にもかかわらず、２０ｋＨｚを下回る周波数となる一瞬が存在する。第１スイッチ２６は最低のオン時間、すなわちオンであり得る最少時間を持っている。ゲート駆動回路３２によって設定されたオン時間制限値がこれより短いと、第１スイッチ２６はその制限を下回ることができない。その場合、周波数は設定された制限を下回ることがある。しかしながらその場合、騒音を聞くことはできない。というのは、このシステムではピーク電流も小さいからである。

本発明の代替実施例が存在する。それは一旦指示が受信されたら第１スイッチ２６が直接ターンオンされるというものである。ゲート駆動回路３２がタイマから指示を受信すると、それが直ちに第１スイッチ２６をターンオンさせる。それは好ましい実施例の教示に従って与えられる適当な論理回路によって実現されうる。その場合、コンバータは連続導通モードに入り、それが周波数を直接制限する。しかしながらこの実施例には１つの問題点が存在する。それは出力側のダイオード２０が熱くなるかもしれないということである。

この問題を解決するために、本発明の第２実施例は前述の実施例の１つと組み合わせることができる。すなわち、周波数が設定周波数レベルａｄになりまたはそれ以下になり、同時にスイッチ２６のオン時間が電流制御または電圧制御のいずれかによって制限された時に、第１スイッチ２６が自動的にスイッチオンされるようにすることもできる。これはダイオード２０の温度を低下させる。

最後に本発明によるコンバータの制御方法について説明する。ここに説明される方法では、まず第１スイッチ２６がいかにして調整され、次いで第２スイッチ５４がいかにして調整されるかに関して電流制御によって第１スイッチ２６のオン時間を制限する方法が説明される。この方法はさらに好ましくはハードウェアの形で実施することができる。

第１スイッチを制御する方法は、コンバータがターンオンされたときに開始される。次に加算電圧すなわちキャパシタ４８およびセンス抵抗４４の電圧と電圧Ｖ_５０との間の比較が行われる。もし、加算電圧が電圧Ｖ_５０を上回ると、スイッチ２６がターンオフされる。もしそうでなければ、再び比較が行われる。もし低周波数でなければキャパシタ４８の電圧がゼロであり、通常モードの動作であるセンス抵抗４４の電圧と電圧Ｖ_５０との間の比較のみが行われることに注意すべきである。その後、第１スイッチ２６をターンオンさせるための信号が存在するかどうかがチェックされる。好ましい実施例においては、それは変圧器一次巻線の電圧のゼロクロスが起こることによって表示される。そのような表示すなわち信号がもし無ければ、新しいチェックが行われる。しかしながら、そのような表示があったら、スイッチ２６が再びターンオンされ、コンバータがターンオンされる限り、この方法が上述のようにして継続される。

コンバータがターンオンされると、第２スイッチ５４を制御する方法が同様に開始される。次いで、第１スイッチ２６をターンオンさせるためのゲート駆動信号の立ち上がりエッジが存在するかどうかが検査される。そのような信号が存在すれば、タイマ４５が周波数をチェックすることによって動作を開始し、もし存在しなければ、この方法は新たな立ち上がりエッジを待つ。その後、この方法は第１スイッチ２６の周波数をチェックしながら継続する。もし周波数が所定の設定レベルより高いところにあり続けるか、それより低いところに行かなければ、第２スイッチ５４はもしそのときターンオンされていたらターンオフされ、ゲート駆動信号の立ち上がりエッジが存在するかどうかが再びチェックされる。しかしながら周波数が所定レベル、好ましい実施例では２０ｋＨｚを下回ったら、指示が有効にされる。次いで第２スイッチ５４がすでにターンオンされていなかったらターンオンされる。第２スイッチ５４をターンオンすることによってキャパシタ４８が充電され、キャパシタ４８の電圧が第１スイッチ２６の調整の比較ステップで用いるためにセンス抵抗４４の電圧に加えられる。その後、ゲート駆動信号の立ち上がりエッジのチェックが再開される。その後、この方法は上述のごとく継続される。

本発明が連続導通モードに入り、かつ指示の後第１スイッチ２６をオンになると、第２スイッチ５４をターンオンするステップが第１スイッチ２６をターンオンするための信号を発生する。もし本発明がコンバータを連続導通モードにしてのみ用いられるならば、第２スイッチ５４をターンオンしたりターンオフしたりするステップが省略され、第１スイッチ２６の調整における比較ステップにおいて電圧を加える必要がない。すなわちセンス抵抗４４の電圧のみが電圧Ｖ_５０と比較される。

この方法の好ましい実施例は次のように要約されうる。電力コンバータ内の少なくとも１つの第１スイッチを制御する方法は、第１スイッチのスイッチング周波数を監視するステップと、周波数が可聴騒音を発生する所定レベルを上回る所に滞留するように第１スイッチを制御するステップとを備える。好ましくは、制御するステップは指示の後自動的に第１スイッチをターンオンすることを含む。好ましくは、制御するステップは第１スイッチのオン時間を制限することを含む。好ましくは、オン時間は直接ＰＷＭ制御によって制限される。好ましくは、オン時間は第１スイッチを通って流れるピーク電流を制限することによって制限される。好ましくは、制御するステップは電圧を第１スイッチを動作させるセンス抵抗の電圧に加え、その和の電圧を、第１スイッチをスイッチオフするための基準電圧と比較するステップを含む。好ましくは電圧の加算はキャパシタを電流源からの電流で充電することによって行われる。好ましくは、電流の充電は上記指示に従って開始される。

本発明によれば、このようにしてコンバータからの可聴騒音が低減される。本発明はコンバータの過負荷、短絡、始動、または運転停止のような例外的な動作状況が存在する場合でも普通に動作する。以上パワーコンバータにおける可聴騒音の単純で安価で効率的な方法について説明してきた。上述の実施例は本発明を限定するものではなく、当業者であれば添付の特許請求の範囲から逸脱することなく幾多の変形実施例を構成することができる。特許請求の範囲において括弧の中に表示した幾つかの参照符号は特許請求の範囲を限定するものとして解釈されるべきものではない。用語「備える」というのは特許請求の範囲の中に提示されたものとは別の要素またはステップを排除しないという趣旨である。要素に先行する用語「１つ」というのはそのような要素の複数の存在を排除するものではない。本発明は幾つかの明確な個別要素を含むハードウェア手段、および適切にプログラミングされたプロセッサ手段によって実施されうるものである。幾つかの手段を列挙した物の請求項においては、それらの手段の幾つかは１つまたは同一内容のハードウェアによって実施されうる。一定の表現が相互に異なる従属請求項に記載されているという単なる事実は、それらの表現の組合せが用いられ得ないということを意味するものではない。

本発明の好ましい一実施例によるフライバックコンバータの回路図である。 本発明の好ましい一実施例によるフライバックコンバータのコントローラを示す。 図１のコンバータの幾つかの動作サイクル期間における種々の電流および電圧を示すグラフである。 図１のコンバータの他の動作サイクル期間における種々の電流および電圧を示すグラフである。 本発明の他の実施例によるフライバックコンバータの回路図を示す。

Claims (10)

1. 電力変換を調整する少なくとも１つのスイッチ（２６）を備えた、可聴騒音を低減するための、スイッチングパワーコンバータ（１０）用の制御装置（２８；２８′）であって、
   前記スイッチ（２６）のスイッチング周波数を監視し、そのスイッチング周波数が所定レベルに低下したとき指示を出す、監視手段（４５）と、
   前記監視手段に依存して前記スイッチ（２６）のスイッチングを調整し、前記可聴周波数の発生を減少させるために前記所定レベルを上回るように前記周波数を上昇させる、調整手段（３２）と、
   を備えた、スイッチングパワーコンバータ用の制御装置。
2. 前記調整手段（３２）は、前記監視手段（４５）からの指示を受信したとき、前記スイッチ（２６）を直ちにターンオンするように構成されている、請求項１に記載の制御装置。
3. 前記調整手段（３２）は、前記監視手段（４５）からの指示を受信したとき、前記スイッチ（２６）のオン時間を制限するように構成されている、請求項１に記載の制御装置。
4. 前記調整手段（３２）は、直接ＰＷＭ制御によってオン時間を制限するように構成されている、請求項３に記載の制御装置。
5. 前記調整手段（３２）は、前記スイッチ（２６）を通って流れるピーク電流を制限することによってオン時間を制限するように構成されている、請求項３に記載の制御装置。
6. 第２のスイッチ（５４）と、前記スイッチ（２６）を通って流れる電流に対応する電圧を前記スイッチ（２６）をオンオフするための基準電圧と比較する比較手段（５２）と、をさらに備え、前記調整手段（３２）は、前記スイッチ（２６）を通って流れるピーク電流を制限するために、前記監視手段（４５）からの前記指示が受信されたとき、前記第２のスイッチ（５４）をスイッチオンし、前記スイッチ（２６）を通って流れる電流に対応する電圧にある電圧を加算するように構成されている、請求項５に記載の制御装置。
7. 前記第２のスイッチ（５４）に接続される電流源（５６）をさらに備え、前記第２のスイッチ（５４）はキャパシタ（４８）に接続可能であり、前記キャパシタ（４８）は前記比較手段（５２）に接続可能であり且つ前記スイッチ（２６）のソースに接続されており、前記ソースに前記スイッチ（２６）を介して流れる電流を検知するセンス抵抗（４４）が接続され、前記加算した電圧は前記キャパシタ（４８）の電圧と前記センス抵抗（４４）の電圧とで作られる、請求項６に記載の制御装置。
8. 前記調整手段（３２）は、もし前記監視手段（４５）が指示を出さなかったとき、前記第２のスイッチ（５４）をターンオフし、次回に前記スイッチ（２６）がターンオンされるように構成されている、請求項６に記載の制御装置。
9. パワー変換手段（１４）と、
   前記パワー変換手段（１４）を調整する、少なくとも１つのスイッチ（２６）と、
   前記スイッチ（２６）のスイッチング周波数を監視し、そのスイッチング周波数が所定レベルに低下したとき指示を出す、監視手段（４５）と、
   前記監視手段に依存して前記スイッチ（２６）のスイッチングを調整し、前記コンバータの可聴周波数の発生を減少させるために前記所定レベルを上回るように前記周波数を上昇させる、調整手段（３２）と、
   を備えた、スイッチングパワーコンバータ。
10. パワーコンバータの少なくとも１つのスイッチ（２６）を制御する制御方法であって、
    前記スイッチ（２６）のスイッチング周波数を監視し（４５）、
    前記スイッチング周波数が可聴周波数を発生する所定レベルを上回るように前記スイッチ（２６）を制御する（３２）、
    という複数のステップを備える、パワーコンバータの少なくとも１つのスイッチを制御する制御方法。

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