JPH02262868A - 定電圧出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流入力を整流し平滑化して負荷に加え、か
つ、負荷電圧を設定値に定電圧制御する定電圧出力回路
に関し、特に、交流入力を整流する整流回路と負荷が接
続される平滑用コンデンサの間にインダクタンスを介挿
し、このインダクタンスから平滑用コンデンサへの給電
をスイッチング手段のオン／オフで制御して、このオン
／オフによる整流回路のパルス状出力電流の包絡波形を
、交流入力電圧の波形と同様な波形とすることにより高
力率で負荷に給電する定電圧出力回路に個するものであ
る。

〔従来の技術〕

従来、ダイオードブリッジを用いた余波整流回路におい
て、一般的な回路として平滑コンデンサインプット形の
ものがあるが、整流した直流電圧のリップル値を小さく
するためにコンデンサの容量をかなり大きくする必要が
ある。そのために整流電流の尖頭値が大きくなり、力率
が低下し、また高調波発生等の悪影響も無視することが
できない。

力率を改善するために、コンデンサの手前にチョークコ
イルを用いるものがあるが、力率を十分改善するために
はコンデンサの容量に対応して誘導率の大きなコイルが
必要であり、これに伴いチョークコイルの外形が大きく
なるために実用上は制約を受けざる得ない。

他に、力率を改善する方法として、整流回路によって整
流された脈流をチョッパ回路を用いてスイッチングする
方法がある。この方法は、基本的には電源入力電流が正
弦波状となるようにチョッパ回路をＰＷＭ制御（パルス
幅制御）するもので、負荷電流減少時にはチョッパ動作
を停止させるもの（特開昭５３−５７５５号公報）や、
脈流をチョッピングし、可飽和リアクトルによりスイッ
チングトランジスタをオンし出力電圧と入力電圧の波形
を比較してオフするＰＷＭ＃御により入力電流波形を入
力電圧波形と同じにするもの（特開昭５６−１０７７８
０号公報）などがある。

さらに、チョッパ回路のスイッチング制御にマイクロコ
ンピュータを用いたもの（特開昭６３−２２０７６７号
公報、特開昭６３−２２４６７０号公報、特開昭６３−
２２４６７１号公報）もある。

〔発明が解決しようとする題課〕

しかし、このようなチョッパ回路を用いて力率を改善す
る方法においては、交流電圧又は負荷が広範囲に変化す
る場合、トランジスタ等のスイッチングにおいてその速
度に限界があり、スイッチングのパルス幅を一定値以下
にできないため、軽負荷時において所要のデユーティ（
オン期間ｔｏｎ／オン、オフ周期ＴＸ１００％）に対し
て実際のデユーティが大きくなり出力電圧が上昇すると
いう問題がある。

本発明は、スイッチング手段のオン／オフによる整流回
路のパルス状出力電流の包絡波形を、交流入力電圧の波
形と同様な波形とする高力率の定電圧出力回路において
、交流電圧および／又は負荷の比較的に広範囲の変動に
おいても、負荷電圧を一定に維持することを目的とする
。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の定電圧出力回路は、交流入力を整流する整流回
路（５）；負荷（１０）が接続される平滑用コンデンサ
（９）；平滑用コンデンサ（９）と整流回路（５）の出
力端の間に介挿されたインダクタンス（６）；インダク
タンス（６）から平滑用コンデンサ（９）への給電を制
御するスイッチング手段（８）；負荷電圧を検出する電
圧検出手段（１１〜１３．１８）　；電圧検出手段（１
１〜１．３．１８）が検出した負荷電圧を設定値と比較
し、負荷電圧が設定値未満のときにはスイッチング手段
（８）のオン／オフの周波数（ｆ）とオン時間（シｏｎ
）の一方（ｆ）を大きくシ、負荷電圧が設定値を越える
ときには該一方（ｆ）を小さくしてスイッチング手段（
８）をオン／オフ付勢し、該一方（ｆ）が設定範囲（ｆ
ｏ＋ｉｎ−ｆｍａｘ）の上限（ｆｍａｘ）以上になると
きには他方（Ｌｏｎ）を大きくし下限（ｆｍｉｎ）以下
になるときには他方（ｔｏｎ　）を小さくする。

スイッチング制御手段（１５〜１７Ｊ９，２０）　　；
を備える。

なお、カッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の
対応要素を示す。

〔作用〕

交流入力を整流する整流回路（５）と負荷（１０）が接
続される平滑用コンデンサ（９）の間にインダクタンス
（６）を介挿し、このインダクタンス（６）から平滑用
コンデンサ（９）への給電をスイッチング手段（８）の
オン／オフで制御するので、このオン／オフによる整流
回路（５）のパルス状出力電流の包絡波形が交流入力電
圧の波形と同様な波形となり、パルス状出力電流の平滑
値が交流入力電圧の波形と同期した同様な波形となって
力率が高い。

しかして、スイッチング制御手段（１５〜１７，１９゜
２０）が、電圧検出手段（１１〜１３．１８）が検出し
た負荷電圧を設定値と比較し、負荷電圧が設定値未満の
ときにはスイッチング手段（８）のオン／オフの周波数
（ｆ）とオン時間（ｔ、ｏｎ）の一方（ｆ）を大きくし
、負荷電圧が設定値を越えるときには該一方（ｆ）を小
さくしてスイッチング手段（８）をオン／オフ付勢する
ので、概略でいうと、負荷電圧が設定値対応の一定値に
制御される。

ところで、上述のように力率を高く維持するためには、
インダクタンス（６）の電流が零になってからスイッチ
ング素子（８）をオンにすることが必要である。インダ
クタンス（６）の電流が零にならないうちにスイッチン
グ素子（８）をオンにすると、整流回路（５）のパルス
状出力電流の包絡波形が交流入力電圧の波形とずれ、力
率が低下する。従がって、力率を高く維持するためには
スイッチング手段（８）のオン／オフの周波数（ｆ）に
上限（周期Ｔに下限）がある、また周波数（ｆ）には、
整流回路（５）のパルス状出力電流の平滑値を交流入力
電圧の波形と相似のサイン波に維持するための下限（周
期Ｔの上限）又は可聴周波数ノイズを発生させないため
の、可聴周波数上限対応の下限（周期Ｔの上限）がある
、このように、オン／オフの周波数（ｆ）に上限および
下限があるので、オン／オフの周波数（ｆ）の制御によ
り負荷電圧を一定値に制御する範囲が限定される。

負荷電圧の制御は、オン時間（ｔｏｎ　：又はオフ期間
）を変えることによっても可能であるが、スイッチング
手段（８）やそれをドライブする回の応答速度で、オン
時間の細かに制御できる下限が規定され、上限は周波数
（ｆ）対応の周期（Ｔ）となり、オン時間（ｔｏｎ）の
制御により負荷電圧を一定値に制御する範囲が限定され
る。

しかるに本発明の定電圧出力回路では、スイッチング制
御手段（１５〜１７，１９．２０）が、一方（ｆ）が設
定範＠　（ｆｖｂｉｎ−ｆｙａａｘ）の上限（ｆｍａｘ
）以上になるときには他方（ｔｏｎ　）を大きくし下限
（ｆｍｉｎ）以下になるときには他方（ｔｏｎ）を小さ
くするので、負荷電圧を一定値に制御する範囲が格段に
広がり、交流電圧および／又は負荷の比較的に広範囲の
変動においても、負荷電圧が一定に維持される。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の
実施例の説明より明らかになろう。

【実施例〕

第１図に、本発明の一実施例を示す、第１図において、
インダクタンス６、ダイオード７、スッチング素子８．
およびコンデンサ９は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路ＣＯＮを形成している。

交流電源ｌの出力交流電圧は、ダイオードブリッジ回路
５で全波整流されてコンバータ回路ＣＯＮに与えられる
。交流電源ｌとダイオードブリッジ回路５の間には、イ
ンダクタンス２．インダクタンス３．コンデンサ４によ
り形成されているノイズカットフィルター回路ＮＦが介
挿されており、コンバータ回路ＣＯＮから交流電源１へ
のノイズを遮断する。すなわちノイズカットフィルター
回路ＮＦは、スイッチング素子８が発生するスイッチン
グノイズが交流電源ｌに逆流するのを防止するためのフ
ィルター回路である。

昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＯＮにおいては、ス
イッチング素子８がオンするとインダクタンス６のコイ
ル鉄心にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子８が
オフするとこの畜積されたエネルギーがインダクタンス
６より放出され、ダイオード７を介して負荷１１へ電流
が流れる。なお、コンデンサ９は平滑用のコンデンサで
ある。

スイッチング素子８のオン／オフを制御するための回路
は、出力電圧を分圧する抵抗１１および１２（出力電圧
調整用のポテンショメータ）と、抵抗１２で分圧された
電圧を直流化するためのローパスフィルタ１３と、ロー
パスフィルタ１３のアナログ出力をデジタル変換するＡ
／Ｄコンバータ１８と、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力と
設定値とを比較し、設定値との誤差がなくなるようなＰ
ＷＭ信号データ（スイッチング素子８のオン／オフ周期
Ｔを示すデータおよびオン時間ｔｏｎを示すデータ）を
演算する、ＲＯＭおよびＲＡＭ内蔵のマイクロプロセッ
サ（以下ＣＰＵと称す）１７と、プリセットカウンタで
なる周期Ｔ決定用のタイマ１９およびオン時間決定用の
タイマ２ｏと、ＰＷＭパルス信号を生成するアンドゲー
ト１６と、ＰＷＭパルス信号がＨ（オン期間＝ｔｏｎ期
間）のときスイッチング素子８をオンにＬ（オフ期間）
のときにオフにするドライバ１５と、ＣＰＵ１７が与え
る負荷給電スタートパルスとタイマ１９のタイムオーバ
パルスをタイマＩ９および２ｏのスタート入力端（ロー
ドおよびカウントスタート指示入力端）に与えるオアゲ
ートＯＲと、により構成されている。

交流型ｇ１には、その出力電圧のゼロクロス点を検出す
るゼロクロス検出回路１４が接続されている。第２ａ図
にゼロクロス検出回路１４の具体的な回路構成を示し、
第２ｂ図に交流電圧波形とゼロクロス検出回路１４の出
力Ｚ　ｏｕｔの波形との関係を示す、ゼロクロス検出回
路１４は、２つのフォトアイソレータ２３，２４によっ
て交流電源のゼロクロス部に同期した幅の狭いパルス信
号（ゼロクロスパルス）を作る回路であり、このゼロク
ロスパルスは、ＣＰＵ１７に、サンプリング指示信号と
して与えられる。ＣＰＵ１７は、ゼロクロスパルスが到
来するたびに、ローパスフィルタ１３を介した負荷電圧
（抵抗１２の出力電圧）をＡ／Ｄコンバータ１８でデジ
タル変換して読込んで負荷電圧をＣＰＵ内部に保持する
設定値と比較して所定の演算（後述）により、負荷電圧
を設定値に合致させるためのオン／オフ周波数ｆ　（周
期Ｔ）およびオン時間ｔｏｎを算出して、周期Ｔを示す
データをタイマ１９に、またオン時間ｔｏｎを示すデー
タをタイマ２０に更新出力する。

第３ａ図に、第１図に示す昇圧コンバータ回路ＣＯＮの
基本構成図を示す。今、スイッチング素子８がオンする
と入力電圧Ｖｉｎによりインダクタンス６に電流１１が
流れる。インダクタンス６に流れる電流１１は、第３ｄ
図に示すように時間に比例して単調に増加するので。

ｉ　１　＝（Ｖｉｎ／　Ｌ）Ｘ　ｔ　　−・・（１）と
なり、スイッチング素子８の導通期間ｔ＝＝ｔｏｎで１
１は最大電流ｉ１ｐとなる。すなわち、次式が成立する
。

ｉ　１　ｐ＝　（Ｖｉｎ／　Ｌ）Ｘ　ｔ　ｏｎ　＝１２
）（２）式を変更すると、（３）式のようになる。

ｔｏｎ＝（ｉｔＰ／Ｖｉｎ）ＸＬ　−・・（３）Ｖｉｎ
は正弦波状の脈流であるので、１１の平均電流を第３ｄ
図に示す↓旦のように正弦波状に流そうとしたら、同図
かられかるようにインダクタンス６に流れる電流のピー
ク値ｉ１ｐの包絡線も正弦波状になる。スイッチング周
波数は電源周波数に較べて非常に高いので、ｔｏｎの期
間でＶｉｎは第３ｃ図に示すように直流と見ることがで
き、（３）式よりｔｏｎを一定にすればインダクタンス
６に流れる電流のピーク値ｉ１ｐの包絡線は入力電圧Ｖ
ｉｎと同位相の正弦波となる。その時の入力電流も入力
電圧Ｖｉｎと同位相の正弦波となり力率が高い。

しかし、この関係が成立するにはインダクタンス６の電
流が零になる前に再度スイッチング素子８がオンしない
という条件が必要である。インダクタンス６の電流が零
になる前にスイッチング素子８がオンすると、ピーク電
流値１１ρは残留電流を加算した値になり、正弦波状に
ならない。従って第３ｄ図においてピーク値ｉ１ｐから
電流が零になるまでの時間をｔ　ｏｆｆとすると。

ｔ　ｏｎ　＋　ｔ　ｏｆｆ≦Ｔ、（Ｔ＝１／ｆ）・・−
（４）ｆ：オン／オフの繰り返し周波数 の条件を満足する事が必要である。

今、スイッチング素子８のオフ時のインダクタンス６の
電流を１２とすると、 Ｖｉｎ−Ｖ　ｏ　＝　Ｌ　Ｘ　ｄ　ｉ　２　／ｄｔ　　
・・・（５）となる。（５）式を積分し初期値をｉｌｐ
とすると、ｉ２　＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／ＬＸ　ｔ　＋　
ｉ　１　ｐ　・・・（６）となり（６）式より、１２＝
０となるｔ　ｏｆｆは、ｔｏｆｆ＝　ｉ　１　ｐ／（Ｖ
　ｏ−Ｖｉｎ）Ｘ　Ｌ　−（７）となる。（２）式のｉ
ｌｐを代入すると（７）式は、ｔ　ｏｆｆ＝　Ｖｉｎ／
　（Ｖ　ｏ　−Ｖｉｎ）　Ｘ　ｔ　ｏｎ　自・（８）と
変形される。

第５ａ図に正弦波状の入力電圧Ｖｉｎの波形を示し、第
５ｂ図にパルス幅一定のｔｏｎ電圧波形を示す。電圧Ｖ
ｉｎを、パルス幅ｔｏｎでスイッチングした時のインダ
クタンス６に流れる電流が零となるまでの時間ｔ　ｏｆ
ｆの電圧波形は第５ｃ図に示すようになる。

第５ａ図、第５ｂ図、および第５ｃ図から解るようにｔ
ｏｎ一定の場合もｔ　ｏｆｆは一定にならず、その関係
は（８）式よって決まる値を持つ。（８）式を変形して
。

ｔｏｆｆ＝　１　／（（Ｖ　ｏ／Ｖｉｎ）　　１）Ｘ　
ｔｏｎ　＝（９）とすると、次の条件が成立する。

Ｖ　ｏ　／　Ｖｉｎ≧２　の時　　ｔｏｎ≧ｔｏｆｆ　
・・・（１０）Ｖ　ｏ　／　Ｖｉｎ＜　２　　の時　　
ｔ　ｏｎ＜　ｔ　ｏｆｆ　・・・（１１）すなわち、出
力電圧Ｖｏと入力電圧Ｖｉｎの比が２倍以上の時、ｔｏ
ｎは常にｔ　ｏｆｆよりも大きい。

この（１０）、　（１１）式の関係は、後でスイッチン
グ周波数（スイッチング素子８のオンオフの繰り返し周
波数）ｆの上限（周期Ｔの下限）を決める時に必要とな
る。

以上の説明により、インダクタンス６の電流が零になる
前に再度スイッチング素子８がオンしない条件で、一定
値のオン時間ｔｏｎでスイッチングをすると、入力電流
が正弦波になり力率が改善されることがわかる。

次に、本発明の回路が交流電源の変動や負荷の変化に対
しても一定の出力電圧を出力するための制御について述
べる。

第３ａ図において、スイッチング素子８が閉じた時にイ
ンダクタンス６に蓄積されるエネルギーＰＬはスイッチ
ングの周波数をｆとすると単位時−間当りでは、 ＰＬ＝Ｌ／２Ｘｉ１ｐ”　Ｘｆ ＝（Ｖｉｎ　”　ＸＶｏｎ　”　）／２　Ｌ　Ｘ　ｆ　
　・・−（１２）となる、スイッチング素子８がオフす
るとインダクタンス６には逆起電力を生じ、ダイオード
７を通して整流用コンデンサ９を充電する。コンデンサ
９の両端電圧が出力電圧ｖＯとなるので出力電流をＩｏ
とすると負荷１０で消費される出力電力ＰＯは。

Ｐ　ｏ　＝　Ｉ　ｏ　ＸＶ　ｏ　−（１３）となる、出
力電流ＰＯとインダクタンス６に蓄積される電力は等し
いからＰＬ：ＰＯとなり（１２）。

（１３）式より Ｖ　ｏ　＝（Ｖｉｎ”　・ｔｏｎ”　・ｆ　）／（２Ｌ
−Ｉ　ｏ）　・・（１４）となる、　（１４）式より入
力電圧Ｖｉｎや出力電流ＩＯが変化した時にはｔｏｎま
たはｆを変えると出力電圧を一定にできることが解る。

つまり、入力電圧Ｖｉｎが低下したり、出力電流Ｉｏが
増加したらｔｏｎを長くするか、ｆを増加させ、逆に入
力電圧Ｖｉｎが増加したり、出力電流が減少したらｔｏ
ｎを短くするか、ｆを減少させればよい。

次にオン時間ｔｏｎを変化させる場合と、スイッチング
周波数ｆを変化させる場合のそれぞれの制御について述
べる。

第１図において、ｔｏｎ信号は、ＣＰＵ１７からのｔｏ
ｎデータに基づいてタイマ回路２０によって作られる。

タイマ回路２０は水晶発振器（図示せず）が発振するク
ロックパルスをを分周したパルス（カウントパルス）を
カウントするもので、カウントパルスの周波数は８ＭＨ
ｚでありその周期は０．２５μであるので、（１４）式
から分かるようにｔ　ｏｎ”になる事も相まって細やか
な制御をすることができない。

一方、繰り返し周波数ｆ（周期Ｔ）を変化させる場合、
最低周波数ｆ　ｗｉｎが可聴範囲周波数で押えられ、最
高周波数ｆ　ｗａｘが（４）式で制御されてｔｏｎに対
して２倍の繰り返し周期Ｔが必要なことから、ｆの可変
範囲が狭く、従って負荷電流の広範囲の変化に対応出来
ない。

本発明では、ｔｏｎとｆの両方を変化させることで、負
荷の広範囲の変化に対応するもので以下にこれについて
説明する。

第４図は、本発明の実施例において、タイマ回路２０の
カウントパルス数（ｔ　ｏｎ時限用のカウント値）が２
〜１０の場合のスイッチング素子８のそれぞれのオン時
間ｔｏｎ（２）〜ｔ　ｏｎ（１０）について、出力電圧
Ｖｏが一定となるようにした、スイッチング素子８のス
イッチング周波数ｆと出力電流ＩＯとの特性を示すグラ
フである。今、第４図に示すＡ点において、オン時間が
ｔｏｎ（８）で周波数がｆＡの時、負荷にＩＡの電流が
流れている場合、出力電流Ｉｏが除々に減少して来たと
すると、出力電圧Ｖｏを一定とするためには周波数ｆも
低くしなければならない、出力電流Ｉｏの減少に対応し
て、周波数ｆを低くしていくと、周波数ｆは可聴範囲ｆ
　ｗｉｎに到達する。この実施例おいては。

この時点で、スイッチング素子８のオン時間ｔ　ｏｎ（
８）をｔｏｎ（７）に切換え、出力電流ＩＯの減少に対
応できるようにする。

次に第４図のＢ点において、オン時間がｔ　ｏｎ（７）
で、周波数がｆＢの時、負荷にＩＢの電流が流れている
場合、出力電流ＩＯが除々に上昇してきたとすると、出
力電圧ｖＯを一定とするために周波数ｆも高くしなけれ
ばならない。出力電流工０に対応して周波数ｆを高くし
ていくとｆ　ｗａｘ到達する。この時点で、オン時間ｔ
　ｏｎ（７）をｔｏｎ（８）に切換え、出力電流Ｉｏの
上昇に対応できるようにする。

すなわち、出力電流工０が減少し周波数ｆの調整が不可
能となった場合には、タイマ２０により発生するｔｏｎ
のパルス幅（タイマ２０のカウント値）を１小さくし、
出力電流Ｉｏが上昇し周波数ｆの調整が不可能となった
場合には、タイマ回路２０により発生するｔｏｎのパル
ス幅をカウントパルス１つ分増やすことで、さらに周波
数ｆの可変が可能となり、出力電圧を一定に保つことが
できる。

出力電流上昇時のｔｏｎの切換え点での新しい周波数ｆ
を以下の表１に、出力電流下降時のｔｏｎの切換え点で
の新しい周波数ｆを以下の表２に示す。

表１ 表２ ｆ　ｗａｘは、ｔｏｎ（２）からｔ　ｏｎ（１０）のそ
れぞれのオン時間で異っている。またその時の値は、ｔ
　ｏｆｆが最大でもｔｏｎを越えないという条件を考え
ると、ｆｍａｘ（ｎ）＝１／（２Ｘ　ｔｏｎ（ｎ））（
ｎ＝２．・・、１０）・・・（１５）となるがプログラ
ムを複数にしないためにｆｍａｘ（１０）における値を
ｆ　ｒｒｒａｘとして採用するにの様にｔｏｎをｆ　ａ
ｋｉｎからｆ　ｒｓａｘの間で切換えることにより、広
範囲の出力電流Ｉｏに対して出力電圧Ｖｏを一定に制御
することができる。第４図の例では、Ｉ　ｗａｘ　＝　
１５０％に対してｌｍ１ｎ＝１．５％で動作させること
ができる。

第６図に、ＣＰＵ１７の入、出力のタイミングを示す。

第６図において、Ｚ　ｏｕｔは、ゼロクロス検出回路１
４の出力であり、交流電源の半サイクルごとに出力され
る。Ｚｏｕｔが出力されるとＣＰＵ１７は抵抗１２の電
圧（負荷電圧検出値）をＡ／Ｄコンバータ１８でデジタ
ル変換して読込み、ＣＰＵ１７の内部に設定している設
定値になるようにｔｏｎおよびｆの値を演算し、ｆは周
期Ｔに変換して、ｔｏｎデータをタイマ２０に、Ｔデー
タをタイマ１９に更新量する。この負荷電圧の検出、ｔ
ｏｎおよびｆ　、（Ｔ）の演算、ならびに、ｔｏｎデー
タおよびＴデータの更新出力、の一連の処理をＺ　ｏｕ
ｔが１パルス現われるごとに行なう。すなわち交流電圧
の半サイクルに１回行なう。

本発明の実施例において、出力電圧Ｖｏを一定に保つた
めのＴｏｎおよびｆ　（周期Ｔ）演算は、ＰＩＤ制御（
比例−積分一徹分制御）を採用している。以下に、本発
明の実施例で実行するＰＩＤ制御演算を説明する。

ＰＩＤ制御の理論式は、 ＭＶ＝　Ｋ　　ｐ　　（ｅ　　＋１／ＴｉＪ　　ｅｄｔ
＋Ｔｃ１ｄｉ／ｄｔ、）・・・（１６）Ｍｖ：操作量　
　　ＫＰ：比例ゲイン ｅ：設定値に対する負荷電圧の偏差 Ｔｉ：積分時間 Ｔｄ：微分時間 で表わされる。負荷電圧をＰｖ、設定値をＳｖとすると
偏差ｅは、 ｅ　＝　Ｓ　Ｖ　−−Ｐ　、Ｖ　・・・・（１７）であ
る。（１６）、　（１７）式は、アナログ形であるため
、これをデジタル形に書き変えると、 ・・・（１８） ｅｎ＝ｓＶｎ−ＰＶｎ　　　　　　　　　　　　　　　
　−（１９）となる。ただし、ではサンプリング周期（
交流電圧の半周期）であり、ｎ、ｎ−１は各サンプリン
グ時点を表わす。

ｎ時点での操作量ＭＶｎの変化分ΔＭＶｎは、ΔＭＶｎ
　＝　Ｋｐ　（（ｅｎ　−ｅｎ−＋　）　＋　τ／Ｔｉ
・Σｅｎ＋Ｔｄ／　ｃ　（ｅｎ　−２ｅｎ−１＋ｅｎ−
２））　　　　・・・（２０）となる。設定値Ｓｖを一
定値とすると。

ｅｎ＝ｓＶ−ＰＶｎ＊ ａｎ−１＝　Ｓ　Ｖ　−ＰＶ　ｎ−＋　。

ｏ　ｎ−２＝　Ｓ　Ｖ　−Ｐ　Ｖ　ｎ−２であるから（
２０）式は、 ΔＭＶｎ＝Ｋｐ　（（ＰＶｎ−１−ＰＶｎ）＋１バＩ・
（ＳＶ−ＰＶｎ）４Ｄ（２ＰＶｎ−＋−ＰＶｎ−ＰＶｎ
−２））・・・（２１） Ｋｐ（比例定数）　＝Ｋｐ ＫＩ（積分定数）＝１／ＫｐＸＴ　ｉ／１ＫＤ（微分定
数）＝ＫｐＸＴｄ／ｒ となる０以上により、前々回（ｎ−２）、前回（ｎ−１
）、および今回（ｎ）サンプリングした値と、設定値と
、Ｋｐ、ＫＩ、およびＫＤにより操作量の変化分が決ま
る。ｎ時点での操作量ＭＶｎは、 Ｍ　Ｖ　ｎ　＝　Ｍ　Ｖ　ｎ−＋　＋６Ｍ　Ｖ　ｎ　＝
（２２）で表わされる。

（２１）、　（２２）式を応用すると、ＰＶｎ　　、Ｐ
ＶｎＰＶｎはそれぞれ、前々回（ｎ−２）、前回（ｎ−
１）、今回（ｎ）の負荷電圧Ｖｏの値であり、Ｓｖは、
安定化させるための基準となる出力電圧値となる。ここ
で求められた操作量Ｍ　Ｖ　ｎを周波数に変換すると、 ｆｎ＝Ｋ　ｆ　ＸＭＶｎ　・・（２３）Ｋｆ：周波数の
基準値 となるので（２２）、　（２３）式は、Δｆｎ＝ＫｆＸ
ΔＭＶｎ　・・・（２４）ｆ　ｎ　＝　ｆ　ｎ−＋　＋
Δｆ　ｎ　＝（２５）と表される。求められたｆｎは出
力電圧ｖＯの変化を設定値に戻すための繰り返し周波数
の値である。ＣＰＵ１７は、この１口を周期Ｔｎに変換
する。

第７図に、ＣＰＵ１７の出力を一定とするための演算の
制御動作を示す、なお図には示していないが、ＣＰＵ１
７は、それに負荷への給電が指示されると、周期Ｔの標
準値データをタイマ１９に出力し、オン時間ｔｏｎの標
準値データをタイマ２０に出力して、スタートパルスを
オアゲートＯＲに出力する。このスタートパルスにより
、タイマ１９には周期Ｔの標準値データがロードされて
タイマ１９がカウントパルスのカウントを開始し、タイ
マ２０にはオン時間ｔｏｎの標準値データがロードされ
てタイマ２０がその出力をＨとしてカウントパルスのカ
ウントを開始する。仮にこの状態で時間が経過すると、
タイマ２０が、ｔｏｎの標準値データ分のカウントパル
スをカウントするとそこでタイムオーバして出力をＨか
らＬに戻す。

そしてタイマ１９が周期Ｔの標準値データ分のカウント
パルスをカウントするとタイムオーバしてこれを示すパ
ルスを発生しこれがオアゲートＯＲを通してタイマ１９
および２０に再スタートパルスとして印加されて、これ
に応答してタイマ１９はＣＰＵのＴデータ（この時点で
は周期Ｔの標準値データ）をロードしまたカウントパル
スのカウントを開始し、タイマ２０はＣＰＵのｔｏｎデ
ータ（この時点ではオン時間ｔｏｎの標準値データ）を
ロードしその出力をＬからＨに切換えてまたカウントパ
ルスのカウントを開始する。以下同様であり。

この動作により、アンドゲート１６が、ｔｏｎデータが
示す時間の間Ｈのパルスを、Ｔデータが示す周期で繰返
し出力する。

ＣＰＵ１７は、ゼロクロス検出回路１４の出力Ｚ　ｏｕ
ｔが到来すると、第７図に示すＰＷＭ制御演算および出
力処理を実行する。これは、でメイン制御プログラム（
図示せず）に対する割込み処理で行なわれる。このルー
チンに入ると、まず、Ａ／Ｄコンバータ１８でデジタル
化された負荷電圧の分圧値を読込み、この値をレジスタ
Ｐ　Ｖ　ｎに書込む（ステップ１：以下カッコ内ではス
テップと言葉は省略する）。次にＣＰＵ１７は、ＰＶｎ
の値を基に、スイッチング周波数ｆｎの演算を行なう（
２）、この内容は、前述のＰＩＤ制御演算である。

ｆｎの演算が終了すると、この値ｆｎがｆ鵬ａｘ以上で
あるかを°チエツクする（３）　ａ　ｆｍａｘ以上であ
ると現在のパルス幅ｔｏｎ＝　ｔｏｎ（ｊ　）（ｊは２
〜１０）をタイマ２０の１カウントパルス分広げたパル
ス幅ｔｏｎ（ｊ＋１）とし、ｆｎを第４図の特性に基づ
いＡｆ（ｊ＋１）Ｈ（表１対応）に更新し、再びステッ
プ３に戻り　（４）、ｆｎがｆ　ｉ＋ａｘより小さいと
次のステップに進む。

ステップ５に進むと、ｆｎがｆ　ｌｌ１ｉｎ以下である
かをチエツクする（５）−ｆｍｉｎ以下であると現在の
パルス幅ｔｏｎ＝　ｔｏｎ（ｊ　）　（ｊは２〜１０）
をタイマ２０の１カウントパルス分狭くしたｔｏｎ（ｊ
−１）とし、ｆｎを第４図の特性に基づいたｆ（ｊ−１
）Ｌ（表２対応）に更新しく６）、再びステップ３に戻
る。ｆｎがｆ　ｗｉｎより大きいと次のステップへ進む
。

ｆ　ｗｉｎ以上ｆ　ｙａａｘ以下の範囲のｆｎを算出す
ると、算出したｆｎを周期Ｔｎに変換し、Ｔｎを示すデ
ータをタイマ１９に更新出力し、また上述のように設定
したｔｏｎを示すデータをタイマ２０に更新出力して、
メインの制御プログラムに戻る（７）。

これらのデータＴｎおよびｔｏｎは、タイマ１９がその
前に与えられていたデータＴｎ−１が示す数分のカウン
トパルスをカウント終了してタイムオーバ信号を発した
ときに、タイマ１９および２０にロードされる。

以上により、Ｚ　ｏｕｔが発生するたびに、負荷電圧が
読込まれて、設定値に対する負荷電圧の偏差が演算され
て、この偏差を零とするに要する、スイッチング素子８
のオン／オフ周波数ｆ（周期Ｔ）とオン時間ｔｏｎが算
出されて、周期データＴはタイマ１９に、オン時間デー
タｔｏｎはタイマ２０に更新出力される。

タイマ１９は、与えられているＴの時間カラン１−を終
了するとタイムオーバ信号を発生して、再度Ｔをロード
して時間カウントを再スタートし、タイマ２０は、タイ
マ１９が発生するタイムオーバ信号に応答してその出力
をＬからＨに切換えてｔｏｎをロードして時間カウント
を再スタートして、ｔｏｎの時間カウントを終了すると
その出力をＨからしに切換える。

したがって、交流電源１の交流電圧のゼロクロス点でｆ
およびｔｏｎが更新され、次のゼロクロス点までの半周
期の間は該更新されたｆおよびｔｏｎで、スイッチング
素子８がオン／オフ付勢される。

〔発明の効果〕

以上の通り本発明の定電圧出力回路では、交流入力を整
流する整流回路（５）と負荷（ｌＯ）が接続される平滑
用コンデンサ（９）の間にインダクタンス（６）を介挿
し、このインダクタンス（６）から平滑用コンデンサ（
９）への給電をスイッチング手段（８）のオン／オフで
制御するので、このオン／オフによる整流回路（５）の
パルス状出力電流の包絡波形が交流入力電圧の波形と同
様な波形となり、パルス状出力電流の平滑値が交流入力
電圧の波形と同期した同様な波形となって力率が高い。

しかして、スイッチング制御手段（１５〜１７，１９゜
２０）が、電圧検出手段（１１〜１３．１８）が検出し
た負荷電圧を設定値と比較し、負荷電圧が設定値未満の
ときにはスイッチング手段（８）のオン／オフの周波数
（ｆ）とオン時間（ｔ、ｏｎ）の一方（ｆ）を大きくし
、負荷電圧が設定値を越えるときには該一方（ｆ）を小
さくしてスイッチング手段（８）をオン／オワ付勢する
ので、概略でいうと、負荷電圧が設定値対応の一定値に
制御される。

更に１本発明の定電圧出力回路では、スイッチング制御
手段（１５〜１７，１９．２０）が、一方（ｆ）が設定
範囲（ｆｍｉｎ”ｆｍａｘ）の上限（ｆｍａｘ）以上に
なるときには他方（ｔｏｎ）を大きくし下限（ｆｍｉｎ
）以下になるときには他方（ｔｏｎ）を小さくするので
、負荷電圧を一定値に制御する範囲が格段に広がり、交
流電圧および／又は負荷の比較的に広範囲の変動におい
ても、負荷電圧が一定に維持される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。 第２ａ図は、第１図に示すゼロクロス検出回路１４の構
成を示す電気回路図である。 第２ｂ図は、ゼロクロス検出回路１４の入力である交流
電圧と、出力であるゼロクロスパルスＺ　ｏｕｔ、の関
係を示すタイムチャートである。 第３ａ図は、第１図に示すＤＣ−ＤＣコンバーター回路
ＣＯＮの等価電気回路図である。 第３ｂ図は、第３ａ図に示す電気回路の各部の電気波形
を示すタイムチャートである。 第３ｃ図は、第３ａ図に示すスイッチング素子の両端間
の電圧を示す波形図である。 第３ｄ図は、第３ａ図に示すインダクタンス６に流れる
電流１二を示す波形図である。 第４図は、第１図に示すスイッチング素子８のスイッチ
ングパルス幅ｔｏｎを段階的に変化させたときに、ＤＣ
／ＤＣコンバータＣＯＮの出力電圧を一定にするための
、それぞれのパルス幅におけるスイッチング周波数ｆと
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮの出力電流の関係を示すグ
ラフである。 第５ａ図は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＯＮの入力電
圧を示す波形図である。 第５ｂ図は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮのスイッチン
グ素子８のスイッチングパルス幅ｔｏｎが一定であるこ
とを示すグラフである。 第５ｃ図は、第５ａ図に示す入力電圧でスイッチング素
子８をパルス幅ｔｏｎ一定でスイッチングした時の、イ
ンダクタンス６に流れる電流が零になるまでの時間ｔ　
ｏｆｆを示すグラフである。 第６図は、第１図に示すＣＰＵ１７の入出力タイミング
を示すタイムチャートである。 第７図は、第１図に示すＣＰＵ１７の、負荷電圧を一定
にする電圧制御演算動作を示すフローチャートである。 第８図は、第１図に示すＣＰＵ１７の、電圧制御演算に
おけるＰＩＤ制御演算の内容を示すブロック図である。 ｌ：交流電源 ２．３：インダクタンス ４；コンデンサ ５：ダイオードブリッジ潅流回路） ６：インダクタンス ７：ダイオード ８ニスイツチング素子（スイッチング手段）９：平滑コ
ンデンサ（平滑用コンデンサ）１０：負荷（負荷） １１．１２　：分圧抵抗（電圧検出手助１３：ローパス
フィルタ １４：ゼロクロス検出回路 １５：ドライバ　　　　　　　　　　　１６：アンドゲ
ート１７二マイクロプロセツサ（１５，１６，１７，１
９，２０ニスイツチング制御手助１８　：　Ａ／Ｄコン
バータ　　　　　　　１９，２０：タイマ２１．２２：
電流制限用抵抗　　　　　　２３，２４：フォトアイソ
レータ２５：出力抵抗　　　　　　　　　　　ＮＦ＝ノ
イズフィルター回路ＣＯＮ　：昇圧形χ／ＤＣコンバー
タ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流入力を整流する整流回路； 負荷が接続される平滑用コンデンサ； 該平滑用コンデンサと前記整流回路の出力端の間に介挿
   されたインダクタンス； 前記インダクタンスから前記平滑用コンデンサへの給電
   を制御するスイッチング手段； 前記負荷の負荷電圧を検出する電圧検出手段；該電圧検
   出手段が検出した負荷電圧を設定値と比較し、負荷電圧
   が設定値未満のときには前記スイッチング手段のオン／
   オフの周波数とオン時間の一方を大きくし、負荷電圧が
   設定値を越えるときには該一方を小さくして前記スイッ
   チング手段をオン／オフ付勢し、該一方が設定範囲の上
   限以上になるときには他方を大きくし下限以下になると
   きには他方を小さくする、スイッチング制御手段； を備える定電圧出力回路。