JP2005184964A - 電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 電源装置の出力電圧が設定基準値に比べて大きく変動した場合に、出力電圧が設定基準値に整定するまでの時間を短くし、高速応答を実現する電源装置およびその制御方法を提供する。
【解決手段】 スイッチング電源装置の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、ディジタル演算制御部８に取り込み、検出した入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、スイッチング電源主スイッチのオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの両方を個別に数式演算し、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、主スイッチをオンオフ制御することにより安定な出力電圧を得るスイッチング方式の電源装置およびその制御方法に関する。

従来のスイッチング電源装置は、通常、アナログ回路により制御されている。しかし近年、電源装置の出力仕様や機能をソフトウェアで容易に変更できること、より複雑な制御が可能なこと等の理由からディジタル制御方式の電源が多方面で注目され始めている。

ディジタル制御方式を用いたスイッチング電源装置の一例は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御をディジタル的に行うために、中央演算処理装置（ＣＰＵ）、複数のＡ／Ｄ変換器、２つのタイマーとソフトウェアで制御可能な２つのレジスタとを有している（例えば特許文献１）。２つのレジスタは、スイッチング周期を設定するためと、オン時間を設定するために設けられている。各々のレジスタに設定された値が２つのタイマーのオーバーフローによってフリップフロップをセットまたはリセットすることにより、一周期中におけるオン時間を決定する。

また出力電圧は、Ａ／Ｄ変換器を通じてモニタされており、設定基準値と比較される。比較の結果、出力電圧と設定基準値が一定値以上離れている場合、出力するオン時間を、前回のオン時間に対して増加あるいは減少させ、最終的な出力電圧が所望の設定基準値と等しくなるように電源の主スイッチを制御している。

一般に、ディジタル制御されたスイッチング電源は、Ａ／Ｄ変換器の変換時間、ＣＰＵの演算速度から、アナログ制御方式に比べて、入力の変動や、負荷の変動に対する出力電圧の応答性が遅い。従来は、ＰＷＭ制御方式をディジタル的に処理しており、出力電圧と設定基準値との誤差に比例した分を前回のオン時間に足し引きをして、今回出力するオン時間を決めている。

従ってオン時間の変動幅に制限があるため、出力電圧が設定基準値に比べて大きく変動した場合には、その出力電圧が設定基準値に整定するまでに長い時間を要する。またＰＷＭ制御方法は、ディジタル方式，アナログ方式にかかわらず、１周期のオン時間のみを制御し、残りの時間をオフ時間とすることで、オンとオフの比率を定めて出力電圧を整定させることから、整定するまでに長い時間を要する。
特開昭６２−１８５５５９号公報

電源装置の出力電圧が設定基準値に比べて大きく変動した場合に、出力電圧が設定基準値に整定するまでの時間を短くし、高速応答を実現する電源装置およびその制御方法を提供する。

本発明によるスイッチング電源装置は、入力電圧と出力電圧を検出し、演算制御部に取り込み、検出した入力電圧と出力電圧に基づき、スイッチング電源主スイッチのオン時間とオフ時間の両方を個別に演算処理を行い、出力電圧を安定化させる。

本発明の電源装置およびその制御方法によれば、オン時間とオフ時間の両方を変化させることができ、負荷変動等の出力電圧変動に対する応答性が高くなる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施例であるスイッチング電源装置の模式図であり、ここでは降圧型のスイッチング電源装置を用いている。図１では、入出力間を絶縁していない非絶縁タイプの電源（バックコンバータ）を例にしているが、トランスなどを用いて入出力間を絶縁している絶縁タイプの降圧型電源（フォワードコンバータ等）にも、本実施例が同様にあてはまる。図１において、１は入力電圧（Ｖｉｎ）、２は出力電圧（Ｖｏｕｔ）、３は入力電圧を検出する電圧検出部、４は主スイッチ、５は同期スイッチ、６はインダクタ（Ｌｏ）、７はキャパシタ（Ｃｏ）、８はディジタル演算制御部、９は設定基準値（Ｖｒｅｆ）、１０はオン時間（Ｔｏｎ）、１１はオフ時間（Ｔｏｆｆ）、Ｓ１はオン時間を演算するステップ、Ｓ２はオフ時間を演算するステップである。

ディジタル演算制御部８は、一般的にＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）やＰＬＤ（プルグラマブル・ロジック・デバイス）などを用いて構成され、電圧検出部３で検出した入力電圧１と、出力電圧２とをディジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄ変換の機能を有している。そのほか、ディジタル演算制御部８では、入力電圧１と出力電圧２とディジタル演算制御部８の内部で予め設定された設定基準値９を用い、ステップＳ１において主スイッチ４のオン時間１０を演算する。同様に、ステップＳ２において、出力電圧２と演算装置内部で設定された設定基準値９を用い、主スイッチ４のオフ時間１１を演算する。

同期スイッチ５は、主スイッチ４に同期して相補的に動作する。すなわち、主スイッチ４がオンしている期間は同期スイッチ５がオフし、主スイッチ４がオフしている期間は同期スイッチ５がオンする。また、主スイッチ４と同期スイッチ５とが同時にオンすると、入力電圧１が短絡し過大な電流が流れるので、同期スイッチ５は、主スイッチ４のオンオフにあわせ、両方同時にオンしない微小なデッドタイム期間を設けながら動作する。また、主スイッチ４と同期スイッチ５は、ＭＯＳＦＥＴ等で構成する双方向のスイッチであり、電流を正負両方向に流すことができるため、インダクタ６に流れる電流は常に連続となり、一般的にいわれている軽負荷時における不連続モードが存在しない構成となっている。

上記のように本発明では、オン時間１０とオフ時間１１の両方を個別に数式演算することにより、主スイッチ４のオンオフ制御をおこなっている。また、オン時間１０とオフ時間１１は、ディジタル演算制御部８により、ディジタル的に刻々と演算されるので、アルゴリズム周期毎に求められる前回値のオン時間１０やオフ時間１１の影響を受けずに、柔軟に変化することができる。したがって、出力電圧２が設定基準値９に整定するまでの時間が早いという効果を有している。

つぎに、図２を用いてオン時間Ｔｏｎを数式演算するステップＳ１およびオフ時間Ｔｏｆｆを数式演算するステップＳ２の詳細内容を説明する。

図２（Ａ）はオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆのインダクタ電流の増減を示すグラフであり、２１はインダクタ６を流れるインダクタ電流（ＩＬｏ）である。出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆで安定している場合、主スイッチ４のオン時間Ｔｏｎに変化するインダクタ電流増加分２２とオフ時間Ｔｏｆｆに変化するインダクタ電流減少分２３は常に等しい。インダクタ電流増加分２２とインダクタ電流減少分２３の算出式を図２（Ｂ）に示す。降圧型では、インダクタ電流増加分２２（＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）・Ｔｏｎ／Ｌｏ）、インダクタ電流減少分２３（＝Ｖｏｕｔ・Ｔｏｆｆ／Ｌｏ）となる。このインダクタ電流変化分をＡとおくと、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、
［数１］
Ｔｏｎ ＝ Ａ・Ｌｏ／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ） ・・・ （１）
［数２］
Ｔｏｆｆ ＝ Ａ・Ｌｏ／Ｖｏｕｔ ・・・ （２）
と表すことが出来る。Ｌｏはインダクタ６、Ｖｏｕｔは出力電圧２、Ｖｉｎは入力電圧１の値である。

スイッチング電源の出力電圧Ｖｏｕｔを、最終的に目標とする設定基準値Ｖｒｅｆに制御するためには、制御対象であるＶｏｕｔをＶｒｅｆに置き換えて、下記（３）式、（４）式の様にすればよい。即ち、（３）式、（４）式に従い、主スイッチ４のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆを制御することにより、１周期中に増減するインダクタ電流２１が等しくなり、出力電圧Ｖｏｕｔは設定基準値９と等しくなる。
［数３］
Ｔｏｎ ＝ Ａ・Ｌｏ／（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ） ・・・ （３）
［数４］
Ｔｏｆｆ ＝ Ａ・Ｌｏ／Ｖｒｅｆ ・・・ （４）
したがって、オン時間Ｔｏｎは入力電圧Ｖｉｎと設定基準値Ｖｒｅｆとの差に反比例し、オフ時間Ｔｏｆｆは設定基準値Ｖｒｅｆに反比例することになる。

このように、ディジタル演算制御部８の、ステップＳ１において（３）式の演算を行い、なおかつ、ステップ２において（４）式の演算を行い、この演算結果のオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆで主スイッチ４をオンオフ制御すれば、出力電圧Ｖｏｕｔは、最終的に設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。

しかし、上記制御方法は、（３）式、（４）式の式中に、フィードバックされた出力電圧Ｖｏｕｔ（現時刻のＶｏｕｔ）が含まれておらず、入力電圧Ｖｉｎのみで制御するいわばフィードフォワード制御となる。従って、このままだと負荷変動等の外乱の影響により、出力電圧Ｖｏｕｔが変化した場合に、この変化を検知して制御に反映させることができないため、目標とする設定基準値Ｖｒｅｆに整定するまでに比較的長い時間を要することになる。

上記課題を解決するために、以下の制御方式とする。

負荷変動等の外乱の影響により、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆで安定している状態から、急激に低下した場合には、出力電圧Ｖｏｕｔと設定基準値Ｖｒｅｆとの差を計算し、その差に応じた分だけオン時間Ｔｏｎを延ばし、同時に、その差に応じた分だけオフ時間Ｔｏｆｆを縮める計算を（３）式、（４）式にそれぞれ付加する。この計算式による結果を用いた制御を行うことで、出力電圧Ｖｏｕｔが低下した場合に、オン時間Ｔｏｎがすぐさま延び、かつオフ時間Ｔｏｆｆが縮むため、出力電圧Ｖｏｕｔは急激に上昇し、設定基準値Ｖｒｅｆにすばやく整定する。また、逆に出力電圧Ｖｏｕｔが、急激に上昇した場合は、オン時間Ｔｏｎが縮み、オフ時間Ｔｏｆｆが延びるため、出力電圧Ｖｏｕｔはすぐさま下降し、設定基準値Ｖｒｅｆにすばやく整定する。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔの変化によりオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの両方が個別に変化するため、出力電圧Ｖｏｕｔは、短い時間で設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。

（５）式、（６）式は、上記方法を鑑みて、（３）式、（４）式を補正したオン時間Ｔｏｎと、オフ時間Ｔｏｆｆを計算する計算式である。
［数５］
Ｔｏｎ ＝ ｋ／（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ） ＋ ｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ） … （５）
［数６］
Ｔｏｆｆ ＝ ｋ／Ｖｒｅｆ − ｎ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）… （６）
ただし、ｍ，ｎ，ｋは比例定数であり、特にｋは（３）式、（４）式のＡ・Ｌｏに等しい。

（５）式、（６）式に従ってオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆを制御した制御方法と、他の一般的な電源制御方法であるＰＷＭ制御やＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御との違いについて、図３を用いて説明する。

図３（Ａ）は電圧と電流の関係を示した図であり、図３（Ａ）の３１は出力電圧Ｖｏｕｔ間を流れる負荷電流Ｉｏｕｔであり、図３（Ｂ）が本発明、図３（Ｃ）がＰＷＭ制御、図３（Ｄ）がＰＦＭ制御であって、それぞれでの主スイッチ４のオン、オフの波形を表している。

電子機器等の負荷が急激に増加した場合は、図３（Ａ）で示すように、負荷電流３１が急激に増え、出力電圧Ｖｏｕｔは急激に低下する。

図３では、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆと等しく安定している状態（１）、負荷の急変により出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆよりも低い状態（２）、出力電圧Ｖｏｕｔが制御帰還により上昇し設定基準値Ｖｒｅｆよりも高い状態（３）、としている。

状態（１）では、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆに等しく、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの比率は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比のみで決定されるため、図３（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）でのオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの比は全て同じとなる。

本発明を示す図３（Ｂ）では、（５）式、（６）式でオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆが計算されるが、状態（１）においては、出力電圧Ｖｏｎと設定基準値Ｖｒｅｆが等しいので、式の第二項（ｍ、ｎ係数の項）は、常に０で、（５）式、（６）式の第一項（ｋの係数の項）のみで動作する。

状態（２）において、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆよりも下降した場合、図３（Ｂ）では（５）式、（６）式の第二項の影響で、オン時間Ｔｏｎは増加し、なおかつ、オフ時間Ｔｏｆｆは減少するため、オンオフの比がすばやく変化し、出力電圧Ｖｏｎは急速に設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。

この動作をＰＷＭ制御の図３（Ｃ）、ＰＦＭ制御の図３（Ｄ）の状態（２）と比較する。制御系のフィードバックの影響により図３（Ｃ）においては、周波数が一定のままオン時間のみ増加し、図３（Ｄ）においては、オン時間が一定のままスイッチング周期が短くなり、出力電圧は設定基準値に整定する。このように図３（Ｃ），（Ｄ）では、図３（Ｂ）と異なり、オン時間とオフ時間が独立して同時に変化する動作にならない。

状態（２）とは逆に、状態（３）で、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆよりも上昇した場合においても、本発明の図３（Ｂ）では、オン時間Ｔｏｎは減少し、なおかつ、オフ時間Ｔｏｆｆは増加することで、出力電圧Ｖｏｕｔは急速に設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。しかし、ＰＷＭ制御の図３（Ｃ）では周波数が一定のままオン時間のみ減少し、ＰＦＭ制御の図３（Ｄ）ではオン時間が一定のままスイッチング周期が長くなり、ここでも、オン時間とオフ時間は独立して同時に変化する動作にならない。

このように本発明では、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷変動等の外乱により変化した場合、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの動作波形が瞬時的に、従来のＰＷＭ制御やＰＦＭ制御とは異なる動作をする。

また本発明の制御は、設定基準値Ｖｒｅｆを変化させた場合や入力電圧Ｖｉｎを変化させた場合の定常的なオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆおよびスイッチング周波数の推移が、従来のＰＷＭ制御やＰＦＭ制御とは異なる推移をするので、次にこれを説明する。

図４において、（１）設定基準値Ｖｒｅｆに対するオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆ、および（２）スイッチング周波数ｆｏを示すグラフである。図４（Ａ）が本発明による制御、図４（Ｂ）がＰＷＭ制御、図４（Ｃ）がＰＦＭ制御のグラフである。図４は、出力電圧Ｖｏｕｔが設定基準値Ｖｒｅｆに等しく安定した状態、いわば、定常状態におけるグラフを示す。つまり、このグラフでは、図４（Ａ）の本発明のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは（５）式、（６）式の第二項がゼロの状態（３）式、（４）式で示される。したがって、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、設定基準値Ｖｒｅｆに対して、図４（Ａ）（１）で示される。

また、スイッチング周波数ｆｓはオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの和の逆数で表されるので、
［数７］
ｆｓ ＝ １／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ＝ Ｖｒｅｆ・（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）／（ｋ・Ｖｉｎ） …（７）
となり、設定基準値Ｖｒｅｆに対して、図４（Ａ）（２）のような二次関数で示される。

ＰＷＭ制御では、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆが設定基準値Ｖｒｅｆに対して、直線的に変化するため、図４（Ｂ）（１）で示されるグラフとなる。また、このときの周波数は一定であるので、図４（Ｂ）（２）で示されるグラフとなる。

ＰＦＭ制御では、オン時間Ｔｏｎが一定に動作し、オフ時間Ｔｏｆｆが変化するので、図４（Ｃ）（１）で示されるグラフとなる。そのため、周波数は直線的に変化し、図４（Ｃ）（２） で示されるグラフとなる。

図４（Ａ）（１），図４（Ｂ）（１），図４（Ｃ）（１）とも、設定基準値Ｖｒｅｆが入力電圧Ｖｉｎの半分（＝Ｖｉｎ／２）の時に、オン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆが交差する。つまり、スイッチングのオンオフ時比率が５０％となる。本発明では、この時が周波数ｆｏの最大値をとる。

図５は、（１）入力電圧Ｖｉｎに対するオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆ、および（２）スイッチング周波数ｆｏを示すグラフである。図５（Ａ）が本発明による制御、図５（Ｂ）がＰＷＭ制御、図５（Ｃ）がＰＦＭ制御のグラフである。

本発明によるオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、図４の場合と同様に（３）式、（４）式で表される。（４）式よりオフ時間Ｔｏｆｆは入力電圧Ｖｉｎに対しては一定となり、図５（Ａ）（１）で示されるグラフとなる。また、入力電圧Ｖｉｎに対する周波数ｆｏも、図４の場合と同様に（７）式で表され、図５（Ａ）（２）で示されるグラフとなる。

ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御では、図４の場合と同じ考え方により、入力電圧Ｖｉｎに対して、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）で示される。

なお、図５（Ａ），図５（Ｂ），図５（Ｃ）とも、入力電圧Ｖｉｎは、常に設定基準値Ｖｒｅｆより大きく、設定基準値Ｖｒｅｆの倍（＝２Ｖｒｅｆ）の時に、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆが交差している。

以上のように、本発明による制御は、設定基準値Ｖｒｅｆや入力電圧Ｖｉｎに対するオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆの推移が、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御など従来の制御方法とは、異なる特徴をもつ。

続いて、本発明のスイッチング電源装置の第２の実施例を、図６と図７を用いて説明する。

図６で示すスイッチング電源装置は、非絶縁タイプの昇圧型（ブーストコンバータ）の電源装置を例にしている。本実施の形態は、第１の実施例と比べ、電源のトポロジーとディジタル演算制御部８の演算処理が異なる。

オン時間１０を演算するステップＳ３とオフ時間１１を演算するステップＳ４では、入力電圧１と出力電圧２及びディジタル演算制御部８内部で設定された設定基準値９を用いて、オン時間１０とオフ時間１１がそれぞれ演算される。

ここでも第１の実施例と同様に、オン時間１０とオフ時間１１の両方を個別に数式演算しており、出力電圧２が設定基準値９に整定するまでの時間が短いという効果をもつ。

つぎに、オン時間１０を数式演算するステップＳ３およびオフ時間１１を数式演算するステップＳ４の詳細内容を説明する。

出力電圧Ｖｏｕｔが安定している状態では、図２（Ｂ）で示すように昇圧型電源において、インダクタ電流２１のオン時間Ｔｏｎに変化するインダクタ電流増加分２２（＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｏ）とオフ時間Ｔｏｆｆに変化するインダクタ電流減少分２３（＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・Ｔｏｆｆ／Ｌｏ）は常に等しい。これにより、第１の実施例と同様の考え方で、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、設定基準値Ｖｒｅｆを用いて、（８）式、（９）式で示すことができる。
［数８］
Ｔｏｎ ＝ Ａ・Ｌｏ／Ｖｉｎ … （８）
［数９］
Ｔｏｆｆ ＝ Ａ・Ｌｏ／（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ） … （９）
ただし、Ａはインダクタ電流変化分である。

したがって、オン時間Ｔｏｎは入力電圧Ｖｉｎに反比例し、オフ時間Ｔｏｆｆは設定基準値Ｖｒｅｆと入力電圧Ｖｉｎとの差に反比例する。（８）式、（９）式に従いオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆを演算すれば、出力電圧Ｖｏｕｔは、最終的に設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。

また、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を向上するには、第１の実施例と同様の考え方により、（８）式に対し、設定基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差に比例する分を増加させ、（９）式に対し、設定基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差に比例する分を減少させればよい。つまり（１０）式、（１１）式となる。
［数１０］
Ｔｏｎ ＝ ｋ／Ｖｉｎ ＋ ｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ） … （１０）
［数１１］
Ｔｏｆｆ ＝ ｋ／（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ） − ｎ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）…（１１）
ただし、ｍ，ｎ，ｋは比例定数であり、特にｋは（８）式，（９）式のＡ・Ｌｏに等しい。

図７は、（１）が定常的なオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの推移および（２）がスイッチング周波数ｆｏを示すグラフである。図７（Ａ）が設定基準値Ｖｒｅｆを変化させた場合、図７（Ｂ）が入力電圧Ｖｉｎを変化させた場合のグラフである。

定常状態のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、第１の実施例で述べたのと同様の考え方から、式（８），式（９）に等しいので、設定基準値Ｖｒｅｆに対しては、図７（Ａ）（１）のように推移し、入力電圧Ｖｉｎの倍（＝２×Ｖｉｎ）で交差する。また、入力電圧Ｖｉｎに対しては、図７（Ｂ）（１）のように推移し、設定基準値Ｖｒｅｆの半分（＝Ｖｒｅｆ／２）で交差する。

同様にスイッチング周波数ｆｏは、
［数１２］
ｆｓ ＝ １／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ＝ Ｖｉｎ・（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）／（ｋ・Ｖｒｅｆ） …（１２）
となるので、設定基準値Ｖｒｅｆに対しては、図７（Ａ）（２）のように推移する。また、入力電圧Ｖｉｎに対しては、図７（Ｂ）（２）のように推移し、設定基準値Ｖｒｅｆの半分（＝Ｖｒｅｆ／２）で最大値をとる。

続いて、本発明のスイッチング電源装置の第３の実施例を図８と図９を用いて説明する。

図８で示すスイッチング電源装置は、昇降圧型の電源装置である。ここでは、入出力間を絶縁していない非絶縁タイプの電源（バックブーストコンバータ）を例にしているが、トランスなどを用いて入出力間を絶縁している絶縁タイプの昇降圧電源（フライバックコンバータ等）にも、本実施例が同様にあてはまる。本実施例は、第１の実施例と比べ、電源のトポロジーとディジタル演算制御部８の演算処理が異なる。

オン時間１０を演算するステップＳ５では、入力電圧１と出力電圧２及びディジタル演算制御部８の内部で設定された設定基準値９が用いられ、オフ時間１１を演算するステップＳ６では、出力電圧２とディジタル演算制御部８内部で設定された設定基準値９が用いられる。

ここでも第１の実施例と同様に、オン時間１０とオフ時間１１の両方を個別に数式演算しており、出力電圧２が設定基準値９に整定するまで時間が短いという効果をもつ。

つぎに、オン時間１０を数式演算するステップＳ５およびオフ時間１１を数式演算するステップＳ６の詳細内容を説明する。

出力電圧Ｖｏｕｔが安定している状態では、図２（Ｂ）で述べたように、昇降型電源において、インダクタ電流２１のオン時間Ｔｏｎの間に変化するインダクタ電流増加分２２（＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｏ）とオフ時間Ｔｏｆｆの間に変化するインダクタ電流減少分２３（＝Ｖｏｕｔ・Ｔｏｆｆ／Ｌｏ）は常に等しい。これにより、第１の実施例と同様の考え方で、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、設定基準値Ｖｒｅｆを用いて、（１３）式，（１４）式で示すことができる。
［数１３］
Ｔｏｎ ＝ Ａ・Ｌｏ／Ｖｉｎ … （１３）
［数１４］
Ｔｏｆｆ ＝ Ａ・Ｌｏ／Ｖｒｅｆ … （１４）
ただし、Ａはインダクタ電流変化分である。

したがって、オン時間Ｔｏｎは、入力電圧Ｖｉｎに反比例し、オフ時間Ｔｏｆｆは、設定基準値Ｖｒｅｆに反比例する。（１３）式，（１４）式に従いオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆを演算すれば、出力電圧Ｖｏｕｔは、最終的に設定基準値Ｖｒｅｆに整定する。

また、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を向上するには、第１の実施例と同様の考え方により、（１３）式に対し、設定基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差に比例する分を増加させ、（１４）式に対し、設定基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差に比例する分を減少させればよい。つまり（１５）式，（１６）式となる。
［数１５］
Ｔｏｎ ＝ ｋ／Ｖｉｎ ＋ ｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ） … （１５）
［数１６］
Ｔｏｆｆ ＝ ｋ／Ｖｒｅｆ − ｎ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）… （１６）
ただし、ｍ，ｎ，ｋは比例定数であり、特にｋは（１３）式，（１４）式のＡ・Ｌｏに等しい。

図９は、（１）が定常的なオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの推移および（２）がスイッチング周波数ｆｏを示すグラフである。図９（Ａ）が設定基準値Ｖｒｅｆを変化させた場合、図７（Ｂ）が入力電圧Ｖｉｎを変化させた場合のグラフである。

定常状態のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、第１の実施例で述べたのと同様の考え方により、式（１３），式（１４）に等しいので、設定基準値Ｖｒｅｆに対しては、図９（Ａ）（１）のように推移し、入力電圧Ｖｉｎで交差する。また、入力電圧Ｖｉｎに対しては、図９（Ｂ）（１）のように推移し、設定基準値Ｖｒｅｆで交差する。

また、同様にスイッチング周波数ｆｏは、
［数１７］
ｆｓ ＝ １／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ＝ （Ｖｒｅｆ・Ｖｉｎ）／（ｋ・Ｖｒｅｆ＋ｋ・Ｖｉｎ） …（１７）
となるので、設定基準値Ｖｒｅｆに対しては、図９（Ａ）（２）のように推移し、入力電圧Ｖｉｎに対しては、図９（Ｂ）（２）のように推移する。

本発明は、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆを数式演算することにより求めているため、ディジタル演算処理をおこなうＤＳＰやＰＬＤ等を用いることが好ましい。

このように、スイッチング電源装置をディジタル制御する場合においても、アナログ制御と同等以上の高速応答する電源装置及び制御方法を提供できる。また、ディジタル制御とすることで、電源装置の出力仕様や機能をソフトウェアで容易に変更でき、かつ複雑な制御を行うことができる。

しかし、本演算に対して、アナログ回路を用いて実現することも可能である。その一例を次に説明する。

図１０は、第１の実施例におけるオン時間Ｔｏｎを演算するステップＳ１を、アナログ回路を用いて実現するためのブロック図である。１０１は電圧／電流変換回路、１０２は乗除算回路、１０３は電流増幅回路、１０４は電流／時間変換回路である。

入力電圧Ｖｉｎ，設定基準値Ｖｒｅｆ，出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧／電流変換回路１０１を通して、それぞれ電流値Ｉｖｉｎ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｖｏｕｔに変換される。入力電圧Ｖｉｎの電流変換分Ｉｖｉｎと設定基準値Ｖｒｅｆの電流変換分Ｉｖｒｅｆの差を乗除算回路１０２に入力することにより、ｋ／（Ｉｖｉｎ−Ｉｖｒｅｆ）を得る。また、Ｉｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの電流変換分Ｉｖｏｕｔの差を電流増幅回路１０３に入力することによりｍ（Ｉｖｒｅｆ−Ｉｖｏｕｔ）を得る。この二つの出力結果の和をＩｔｏｎとすると、
［数１８］
Ｉｔｏｎ＝ ｋ／（Ｉｖｉｎ−Ｉｖｒｅｆ）＋ｍ（Ｉｖｒｅｆ−Ｉｖｏｕｔ） …（１８）
を得る。

（１８）式は、（５）式を電流で表現したので、Ｉｔｏｎを電流／時間変換回路１０４に入力することによりオン時間Ｔｏｎが求められる。

図１１に、電流の乗除算をアナログ回路でおこなうためのアナログ乗除算回路１０２の具体回路例を示す。図１１はアナログ乗除算回路であり、トランジスタＱ１〜Ｑ３とＱ４〜Ｑ６のベースエミッタ間電圧の和が等しいことより、図１１のＩｏｕｔは
［数１９］
Ｉｏｕｔ＝Ｉ１・Ｉ２／Ｉｘ …（１９）
となることが知られている。

ＩｘをＩｖｉｎ−Ｉｖｒｅｆ、ｋをＩ１・Ｉ２と設定することで、図１０乗除算回路１０２として使用することが出来る。

以上のように、図１０で示した機能ブロックに対して、図１１の乗除算回路を用いれば、本発明の演算処理をアナログ回路にて行うことが可能となる。

本発明では、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、主スイッチのオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの両方を、演算し、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するものであり、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの両方が変化することで、負荷変動等の出力電圧変動に対する応答性が高い。また、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆは、現時点での入力電圧，出力電圧の検出値に対して刻々と演算されるので、アルゴリズム周期毎に求められる前回値のオン時間Ｔｏｎやオフ時間Ｔｏｆｆの影響を受けずに柔軟に変化することができ、負荷変動等の出力電圧変動に対する応答性が高い。また、本制御方式は、降圧型、昇圧型、昇降圧型の電源形態に応用することが可能である。

本発明の一実施例であるスイッチング電源装置の模式図である。 インダクタ電流の変化分を示す図である。 過渡変動時のオン時間、オフ時間を示す図である。 設定基準値に対するオン時間、オフ時間、スイッチング周波数を示す図である。 入力電圧に対するオン時間、オフ時間、スイッチング周波数を示す図である。 本発明の他の実施例であるスイッチング電源装置の模式図である。 設定基準値と入力電圧に対するオン時間、オフ時間、スイッチング周波数を示す図である。 本発明の他の実施例のスイッチング電源装置の模式図である。 設定基準値と入力電圧に対するオン時間、オフ時間、スイッチング周波数を示す図である。 アナログ回路でおこなうオン時間演算のブロック図である。 アナログ乗除算回路の回路図である。

符号の説明

１…入力電圧、２…出力電圧、３… 電圧検出部、４…主スイッチ、５…同期スイッチ、６…インダクタ、７…キャパシタ、８…ディジタル演算制御部、９…設定基準値、１０…オン時間、１１…オフ時間、２１…インダクタ電流、２２…インダクタ電流増加分、２３…インダクタ電流減少分、３１…負荷電流、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６…ステップ、１０１…電圧／電流変換回路、１０２…乗除算回路、１０３…電流増幅回路、１０４…電流／時間変換回路、Ｑ１〜Ｑ６…トランジスタ、Ｉ１〜Ｉ３及びＩｘ…電流源。

Claims (15)

1. 主スイッチのオン、オフ制御により出力電圧を安定化する電源装置において、
   前記電源装置の入力電圧と出力電圧を検出し、前記検出した入力電圧と出力電圧の各々の値に基づいて、主スイッチのオン時間とオフ時間の両方を個別に数式演算処理して求め、求めたオン時間とオフ時間を用いて主スイッチのオン，オフ制御を行う制御部を設けたことを特徴とする電源装置。
2. 前記電源装置が入力電圧を降圧する降圧型電源装置であって、
   前記制御部によって演算処理される前記オン時間は、前記検出した入力電圧と電圧設定値との差に反比例し、かつ前記制御部によって演算処理される前記オフ時間は、前記電圧設定値に反比例することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 請求項１記載の電源装置において、
   前記制御部は、前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつオフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させることを特徴とする電源装置。
4. 請求項１記載の電源装置において、
   前記電源装置が入力電圧を昇圧する昇圧型電源装置であって、
   前記制御部によって演算処理される前記オン時間は、前記検出した入力電圧に反比例し、かつ前記制御部によって演算処理される前記オフ時間は、電圧設定値と前記検出した入力電圧との差に反比例することを特徴とする電源装置。
5. 請求項４記載の電源装置において、
   前記制御部は、前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつ前記オフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させることを特徴とする電源装置。
6. 請求項１記載の電源装置において、
   前記電源装置が入力電圧を昇降圧する昇降圧型電源装置であって、
   前記制御部によって演算される前記オン時間は、前記検出した入力電圧に反比例し、かつ前記制御部によって演算される前記オフ時間は、電圧設定値に反比例することを特徴とする電源装置。
7. 請求項６記載の電源装置において、
   前記制御部は、前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつ前記オフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させることを特徴とする電源装置。
8. 主スイッチのオン、オフ制御により出力電圧を安定化する電源装置の制御方法であって、
   前記電源装置の入力電圧と出力電圧を検出し、前記検出した入力電圧と出力電圧の各々の値に基づいて、主スイッチのオン時間とオフ時間の両方を個別に数式演算処理して求め、求めたオン時間とオフ時間を用いて主スイッチのオン，オフ制御を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
9. 請求項８記載の電源装置の制御方法において、
   前記電源装置が入力電圧を降圧する降圧型電源装置であって、
   前記オン時間は、前記検出した入力電圧と電圧設定値との差に反比例し、かつ前記オフ時間は、前記電圧設定値に反比例する演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
10. 請求項９記載の電源装置の制御方法において、
    前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつオフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させる演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
11. 請求項８記載の電源装置の制御方法において、
    前記電源装置が、入力電圧を昇圧する昇圧型電源装置であって、
    前記オン時間は、前記検出した入力電圧に反比例し、かつ前記オフ時間は、電圧設定値と前記検出した入力電圧との差に反比例する演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
12. 請求項１１記載の電源装置の制御方法において、
    前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつ前記オフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させる演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
13. 請求項８記載の電源装置の制御方法において、
    前記電源装置が入力電圧を昇降圧する昇降圧型電源装置であって、
    前記オン時間は、前記検出した入力電圧に反比例し、かつ前記オフ時間は、電圧設定値に反比例する演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
14. 請求項１３記載の電源装置の制御方法において、
    前記オン時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ増加させ、かつ前記オフ時間を前記電圧設定値と前記検出した出力電圧との差に比例する値だけ減少させる演算処理を行うことを特徴とする電源装置の制御方法。
15. 主スイッチのオン，オフ制御により出力電圧を安定化する電源装置であって、
    前記電源装置の入力電圧と出力電圧を検出し、前記検出した入力電圧と出力電圧の各々の値に基づいて、主スイッチのオン時間とオフ時間の両方を個別に数式演算処理して求め、求めたオン時間とオフ時間を用いて主スイッチのオン，オフ制御をアナログ回路によって行うことを特徴とする電源装置。
    
    

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