JP5109769B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を全波整流して得られた直流電圧をスイッチング素子によりオン、オフし、所望の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置に関し、特に電流モード制御での力率改善を行うスイッチング電源装置に関する。

力率改善を行うスイッチング電源装置は、ＡＣ（交流）電源の電圧を全波整流して得られた直流電圧を入力電圧とし、スイッチング電源装置のインダクタに流れる電流の波形を前記入力電圧の波形に比例したものになるよう（同相となるよう）制御することにより、力率の向上を計るものである。図４に力率改善を行うスイッチング電源装置の構成例を示す。
図４は、電流モード制御（スイッチング素子に流れる電流の大きさを検出し、その検出結果に基づいて制御を行う方式）で力率改善を行う昇圧型のスイッチング電源装置の構成例を示す図である。電流モード制御は、過電流制御などスイッチング素子に流れる電流のピーク値を監視する必要がある場合に適用される制御方式である。図４において、ＡＣはＡＣ電源であり、ＤＢはＡＣ電源の交流電圧を全波整流するダイオードブリッジである。ダイオードブリッジＤＢでＡＣ電源ＡＣの交流電圧を全波整流して得られる直流電圧Ｖｉｎを入力とするスイッチング電源は、入力コンデンサＣｉ，インダクタＬ１，スイッチング素子であるトランジスタＱｓｗ，転流素子であるダイオードＤ１，出力コンデンサＣｏ，電流検出素子である抵抗Ｒｓ，フィルタ回路を構成する抵抗ＲｆｉｌｔとコンデンサＣｆｉｌｔ，出力端子Ｖｏｕｔ（この端子の電圧もＶｏｕｔとする）とＧＮＤ（接地電位）端子，出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するための分圧抵抗Ｒ２０とＲ２１，ダイオードブリッジの出力である全波整流後の直流電圧Ｖｉｎを分圧するための分圧抵抗Ｒ３０とＲ３１，電源制御ＩＣ（集積回路）１０，および位相補償回路を構成する抵抗ＲｃｏｍｐとコンデンサＣｃｏｍｐ１，Ｃｃｏｍｐ２を有している。スイッチング素子ＱｓｗがオンしているときにインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子ＱｓｗがオフしているときにインダクタＬ１からダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣｏを含む外部に放出することにより昇圧動作を実現している（昇圧型のスイッチング電源装置の動作は周知であるので詳細な説明は省略する）。入力コンデンサＣｉは、スイッチング素子Ｑｓｗのスイッチングに伴うリップルを除去するためのものである。

スイッチング素子Ｑｓｗに流れる電流はそのまま抵抗Ｒｓに流れ、抵抗Ｒｓの両端にはスイッチング素子Ｑｓｗに流れる電流に比例した電圧（電流検出信号）が発生する。その電流検出信号は、抵抗ＲｆｉｌｔとコンデンサＣｆｉｌｔにより構成されるフィルタ回路を介することによりスイッチングスイッチング素子Ｑｓｗのスイッチングに伴うノイズが除去されて、電源制御ＩＣ１０の入力端子ＩＳに入力される。また、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧抵抗Ｒ２０とＲ２１により分圧した電圧は、電源制御ＩＣ１０の入力端子ＦＢに入力される。一方、全波整流して得られる直流電圧Ｖｉｎを分圧抵抗Ｒ３０とＲ３１により分圧した電圧は、入力端子ＭＵＬに入力される。電源制御ＩＣ１０の出力端子ＯＵＴはスイッチング素子Ｑｓｗのゲートに接続され、出力端子ＯＵＴからの出力信号によりスイッチング素子Ｑｓｗのオン、オフが制御される。
電源制御ＩＣ１０は、フリップフロップＦＦ１，設定電圧回路Ｖ１０（その出力である設定電圧もＶ１０とする），入力端子ＦＢに入力される信号と設定電圧Ｖ１０の差を増幅するエラーアンプＯＰ３，エラーアンプＯＰ３の出力と入力端子ＭＵＬからの信号が入力される乗算回路１，ドライバ２，過電流を判断する基準信号を出力する過電流保護回路３，後述するスロープ補償を行うために単調増加する信号（スロープ補償信号）を生成してこのスロープ補償信号と電流検出信号とを(重み付け）加算した信号を出力するスロープ補償回路４，フリップフロップＦＦ１を定周期でセットする発振器５，過電流保護回路３から出力される基準信号（電圧信号）と乗算回路１の出力電圧のうち低い方の電圧をスロープ補償回路４の出力電圧と比較するＰＷＭコンパレータＣＰ１を有している。エラーアンプＯＰ３の出力端子は電源制御ＩＣ１０の端子ＣＯＭＰにも接続され、電源制御ＩＣ１０の外部には抵抗ＲｃｏｍｐとコンデンサＣｃｏｍｐ１，Ｃｃｏｍｐ２からなるエラーアンプＯＰ３の位相補償回路が端子ＣＯＭＰに接続されている。スイッチング電源装置はエラーアンプＯＰ３に入力される２つの信号が等しくなるよう動作するから、出力電圧Ｖｏｕｔは設定電圧Ｖ１０に分圧抵抗Ｒ２０とＲ２１による分圧比の逆数を乗じた値の電圧となる。

フリップフロップＦＦ１は発振器５により定周期でセットされ、スロープ補償回路４の出力電圧が過電流保護回路３から出力される基準信号と乗算回路１の出力のうち低い方の電圧より高くなった時点でリセットされる。フリップフロップＦＦ１の出力Ｑはドライバ２および出力端子ＯＵＴを介してスイッチング素子Ｑｓｗのゲートに入力され、スイッチング素子Ｑｓｗのオン、オフを制御する。通常の制御は、乗算回路１の出力とスロープ補償回路４の出力との比較により行われ、電流検出信号に基づくスロープ補償回路４の出力信号と交流電圧を全波整流した波形の電圧に比例する乗算回路１の出力が一致するよう全体の回路が動作することにより、力率向上が計られる。また、乗算回路１の出力が大きくなりすぎた場合は、過電流保護回路３から出力される基準信号によりスイッチング素子に流れる電流が大きくなり過ぎるのを防止する。
電流モード制御ではスイッチング素子Ｑｓｗのオン時比率（＝オン期間／スイッチング周期（＝オン期間＋オフ期間））が５０％以上の場合に、サブハーモニック発振が起きて動作が不安定になることがある。このように動作が不安定となることを改善するためのものとして、スロープ補償がある。
サブハーモニック発振およびスロープ補償について、以下説明する。まず、スイッチング電源装置が安定状態にある、もしくは平衡状態にあるときは、オン期間におけるインダクタＬ１の電流の増加量とオフ期間における電流の減少量とが等しくなっている。そして、オン時比率が５０％以上になっているということは、オン期間（時刻ｔ１〜時刻ｔ２）におけるインダクタＬ１の電流の増加率（ｍ１）がオフ期間（時刻ｔ２〜時刻ｔ３）におけるインダクタＬ１の電流の減少率（−ｍ２）の絶対値（ｍ２)より小さい(ｍ１＜ｍ２)ということである。ここで、時刻ｔ３におけるインダクタＬ１の電流の値が時刻ｔ１の値よりずれた場合を考える。時刻ｔ３のインダクタＬ１の電流の値は、次のスイッチング周期における時刻ｔ１のインダクタＬ１の電流値となるが、ｍ１＜ｍ２であると、あるスイッチング周期における時刻ｔ１の電流の値と次のスイッチング周期における時刻ｔ１の電流の値とのずれが拡大することが示される（例えば、特許文献１参照）。これがサブハーモニック発振である。逆に、ｍ１＞ｍ２であれば、時刻ｔ１における電流のずれが周期ごとに減少していくのでサブハーモニック発振を抑えることができる。そこで、本来はｍ１＜ｍ２という関係を逆転させるために、電流検出信号（傾きｍ１)にスロープ補償回路４により生成されたスロープ補償信号（その傾きまたは時間微分をｍ３とする）を加算してｍ１+ｍ３＞ｍ２となし、サブハーモニック発振を抑える。これが、スロープ補償である。

また、直流電圧をスイッチング素子により所望の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置は、異常状態から装置の回路を保護するために、上記過電流保護回路以外にも過電圧保護回路も備えている。
また、力率改善を行うスイッチング電源装置において、入力電圧が高いときであってもスロープ補償に起因する力率の低下が少なくて済むようにすることも提案されている（例えば、特許文献２参照）。
スイッチング電源装置が昇圧型コンバータであり、スロープ補償信号の振幅が一定であると、入力電圧が２００Ｖ系の場合は、１００Ｖ系より力率が悪化することがある。昇圧型コンバータにおいて、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、オン時比率は（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｖｏｕｔで与えられ、１００Ｖ系のオン時比率の方が大きくなる。すなわち、スイッチング周波数が同じであれば、１００Ｖ系のオン期間の方が長くなる。一方、インダクタＬ１に流れる電流の増加率は入力電圧Ｖｉｎに比例するから、インダクタＬ１に流れる電流の、１回のオン期間における増分はＡ＝Ｖｉｎ・（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｖｏｕｔに比例するものになり、電流の増分は、出力電圧Ｖｏｕｔの値によっては、１００Ｖ系の方が大きく２００Ｖ系の方が小さくなる。例えば、Ｖｏｕｔ＝２５０Ｖとすると、Ｖｉｎ＝１００Ｖに対してはＡ＝６０となり、Ｖｉｎ＝２００Ｖに対してはＡ＝４０となる。このように、入力電圧が高いとインダクタＬ１に流れる電流の増分が小さくなる状況においてスロープ補償信号の振幅が一定であると、２００Ｖ系の方が電流検出信号に対するスロープ補償信号の割合が大きくなり、力率が悪化する。

これを対策するために、特許文献２に開示された電源装置では、入力電圧が１００Ｖ系と２００Ｖ系でそれぞれの系におけるスロープ補償信号の振幅を切り換えて、２００Ｖ系でスロープ補償回路４の出力信号における電流検出信号に対するスロープ補償信号の割合が大きくならないようにしている。
従来の力率改善を行うスイッチング電源装置では、電流モードで動作させる場合、力率改善回路が単にスロープ補償信号を電流検出信号に加えているだけであった。
特開２００４−４０８５６号公報 実開平５−９１８７号公報

しかしながら、上記のような従来のスイッチング電源装置においては、電流モードで動作させる場合、力率改善回路でスイッチング素子のオン期間に単純増加するスロープ補償信号を電流検出信号に加算しているため、過電流保護レベルが入力電圧に依存して変わってしまい、過電流保護の精度が悪くなるという問題があった。図５によりその説明を行う。
図５は、図４に示すＰＷＭコンパレータＣＰ１により行われる比較について説明するものである。この比較は、スロープ補償回路４の出力と過電流保護回路３から出力される基準信号Ｖｏｃｐについて行われる。この場合、乗算回路１の出力電圧は基準信号Ｖｏｃｐの電圧より高いものとする。前述のように、ＰＷＭコンパレータＣＰ１は基準信号Ｖｏｃｐの電圧と乗算回路１の出力電圧のうちの低い方の電圧をスロープ補償回路４の出力電圧と比較する。したがって、乗算回路１の出力電圧は、以下の説明では無視できる。図５において（ａ）はスイッチング電源装置への入力電圧Ｖｉｎ（ダイオードブリッジＤＢの出力電圧に相当）が低い場合、（ｂ）は入力電圧Ｖｉｎが高い場合（（ａ）の２倍）を示す。図中、細線は単調増加する電流検出信号を示し、太線はスロープ補償回路４の出力である単調増加する電流検出信号と単調増加するスロープ補償信号との加算信号を示す。太線と細線の値の差分がスロープ補償量になる。このような装置では、スイッチング素子Ｑｓｗがオンしたときに、（ａ）における電流検出信号のレベルが（ｂ）におけるものと同じだとしても、スロープ補償回路４の出力レベルが基準信号Ｖｏｃｐに達して過電流が検出されたと判断されるときの電流検出信号の値が異なり、同じレベルの基準信号Ｖｏｃｐに対し互いに異なる値の電流が過電流と判断されてしまう。

すなわち、スイッチング素子Ｑｓｗに流れる電流はインダクタＬ１に流れる電流Ｉ_L1であり、スイッチング素子Ｑｓｗのオン抵抗および抵抗Ｒｓ（Ｒｓは低抵抗である）を無視すると、インダクタ電流Ｉ_L1の増加率は入力電圧Ｖｉｎに比例する（Ｌ１（ｄＩ_L1／ｄｔ）＝Ｖｉｎ）から、入力電圧Ｖｉｎが高いほどスロープ補償回路４の出力がより短時間で基準信号Ｖｏｃｐに達する。スロープ補償信号の傾きは入力電圧Ｖｉｎに依存しないから、スロープ補償回路４の出力のレベルが基準信号Ｖｏｃｐのレベルに達するまでの時間が短いほど、図５の矢印付き線分の長さで示すスロープ補償量が小さくなる。過電流と判断されるときの正味の電流検出信号の値は、基準信号Ｖｏｃｐのレベルからスロープ補償量を差し引いたものになるから、入力電圧が低いほど正味の電流検出信号の値は低くなり、同じ基準信号Ｖｏｃｐに対し異なる電流値が過電流と判断されてしまうのである。
力率改善回路では商用交流が全波整流された波形の電圧を入力として用いているので入力電圧が一定ではなく、入力電圧が低いときには過電流保護レベル（過電流と判断される正味の電流検出信号）が低くなり、入力電圧が高いときには過電流保護レベルが高くなってしまう。
また、別の観点から説明すると以下のようになる。上述のように、過電流が検出されたと判断されるときの正味の電流検出信号の値は、基準信号Ｖｏｃｐからスロープ補償量を差し引いたものになるから、スロープ補償回路４の出力が基準信号Ｖｏｃｐに達するまでの時間（スイッチング素子Ｑｓｗがオンしている時間）が長いほどスロープ補償量が大きく、正味の電流検出信号の値は小さくなる。一方、入力電圧が低いときにはオン時比率が大きいので（オン時比率は、例えば昇圧型のスイッチング電源では（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）であり、降圧型のスイッチング電源では（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）である。これらの式は、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ_L1に関し、オン期間での増加分とオフ期間での減少分が等しいことから求められるものであるが、詳細な説明は省略する。）、オン期間が長くなり（スイッチング周期は入力電圧Ｖｉｎによらず一定である）、入力電圧が高いときにはオン時比率が小さいので、オン期間が短くなる。従って、過電流保護レベル（基準信号Ｖｏｃｐ）のレベルが一定であると、入力電圧が低いほどスロープ補償回路４の出力レベルが基準信号Ｖｏｃｐのレベルに達するまでの時間が長くなる確率が高くなる。すなわち、スイッチング素子Ｑｓｗがオンしている時間が長くなる確率が高くなる。このため、過電流保護にかかる正味の電流検出信号のレベルはより小さくなりやすくなるのである。

本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、電流モードで動作させる場合に過電流保護レベルが入力電圧に依存する（影響される）ことなく、精度の高い過電流保護が可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、交流電圧を全波整流して得られた直流電圧をスイッチング素子によりオン、オフし、所望の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置においては、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路と、電流検出手段の出力である電流検出信号と前記スロープ補償信号との和信号を基準信号と比較する、もしくは前記電流検出信号を前記基準信号から前記スロープ補償信号を差し引いた差信号と比較することにより過電流を検出する過電流保護回路とを備え、前記過電流保護回路の前記基準信号を前記交流電圧を全波整流した波形と逆相の波形信号で変化させることを特徴とする。

従来のスイッチング電源装置では、基準信号Ｖｏｃｐが固定値だと、入力電圧Ｖｉｎが低いほどスロープ補償回路の出力が基準信号Ｖｏｃｐに達する時間が長くなり、スロープ補償量が増えて正味の電流検出信号の値が小さくなってしまう。これを補償するため、本発明のスイッチング電源装置によれば、過電流保護回路の基準信号のレベルを全波整流した波形と逆相の波形信号で変化させ、入力電圧Ｖｉｎが低いときのスロープ補償量の増分を過電流保護回路の従来の固定値に上乗せして基準値とする。これによりスロープ補償が必要となる電流モードで動作させる場合に正味の過電流保護レベルが入力電圧に影響されることなく、精度の高い過電流保護が可能になる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。以下、図４と共通する部位には同じ符号を付して詳細な説明は省略する。
実施の形態のスイッチング電源装置は、図４に示すように交流電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流して得られた直流電圧をスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴによりオン、オフし、所望の直流電圧に変換して出力する昇圧型のコンバータである。このスイッチング電源装置はスロープ補償回路及び過電流保護回路を備え、過電流保護回路の基準信号を上記全波整流した電圧波形と逆相の電圧波形信号で変化させるものである。すなわち、全波整流波形の電圧を図４の分圧抵抗Ｒ３０，Ｒ３１により分圧して電圧波形を生成し、この分圧した波形に応じて過電流保護の補正値を決定している。
図１は本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の要部を示す回路図である。図１において、１は乗算回路、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。演算増幅器ＯＰ１はボルテージフォロワを構成し、演算増幅器ＯＰ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２とともに引き算回路を構成している。また、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴに駆動信号を出力するＰＷＭコンパレータＣＰ１を有している。
端子Ｔｍには上記の分圧された全波整流波形の電圧信号Ｖｍｕｌが入力され、端子Ｔｒには定電圧の基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。演算増幅器ＯＰ２および抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成される引き算回路により、基準電圧Ｖｒｅｆの値から電圧信号Ｖｍｕｌの値に入力補正倍率を乗じた値を引き算する。これによりスロープ補償の影響をなくすことができる過電流保護に関する基準電圧波形信号（ＯＣＰ（Over Current Protection：過電流保護）補正値信号）Ｖｏｃｐを得ている。すなわち、上記の交流電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流した電圧の波形と逆相の波形で変化する電圧信号としてのＶｏｃｐを得ることができる。また、端子Ｔｓは図示しないスロープ補償回路の出力端子に接続され、スロープ補償信号が加算された電流検出信号が入力されている。

表１は、スロープ補償の影響を除いた正味の電流検出信号に対するＯＣＰ値を０．８Ｖとするとき、本実施の形態のスイッチング電源装置によりこれが実現されることを示す計算表である。ここでは、入力電圧の位相φ（度）、入力電圧（Ｖｄｃ、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧Ｖｉｎのそれぞれの位相での値）、デューティ比（オン時比率）、オン時間（オン期間）（μｓ）、スロープ補償量（Ｖ）、ＯＣＰ補正値Ｖｏｃｐ（Ｖ）、（スロープ補償の影響を除いた正味の）ＯＣＰ値（Ｖ）を示す。なお、上記の信号Ｖｍｕｌの値は、入力電圧Ｖｄｃに分圧抵抗Ｒ３０，Ｒ３１による分圧比を乗じたものである。

表１に示すデータの求め方は以下のとおりである。まず、図１に示す抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値もＲ１，Ｒ２と表すとすると、上述の基準電圧波形信号の値Ｖｏｃｐは、次式で表される。
Ｖｏｃｐ＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１）×Ｖｒｅｆ−（Ｒ２／Ｒ１）×Ｖｍｕｌ
ここでＲ１，Ｒ２およびＶｒｅｆの値は、入力補正倍率（Ｒ２／Ｒ１）が０．００１５４、Ｖｍｕｌ＝０のときにＶｏｃｐ＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１）×Ｖｒｅｆ＝１．００１５４Ｖｒｅｆ≒Ｖｒｅｆで与えられるＶｏｃｐの値が１．４２Ｖとなるように定めている。
また、商用の交流入力電圧を１００Ｖａｃ（すなわち全波整流された入力電圧Ｖｉｎ（Ｖｄｃ）の波形は｜√２×１００ｓｉｎφ｜で示される。）、説明を簡単にするために前述の分圧抵抗Ｒ３０，Ｒ３１による分圧比を１（すなわちＶｍｕｌ＝Ｖｄｃ。）とし、出力電圧をＤＣ４００Ｖ、スイッチングの周波数ｆｓｗを６５ＫＨｚ（周期は１５．３８４６２μｓ）、スロープ補償信号の傾き（スロープ値）を４０ｍＶ／μｓとすると、上式はＶｏｃｐ＝１．４２−０．００１５４×Ｖｄｃ、デューティ比（オン時比率）は１−Ｖｄｃ／４００、スロープ補償量は０．０４（４０ｍＶ／μｓ）×オン期間（１５．３８４６２μｓ×オン時比率）となる。そして、ＯＣＰ補正値信号である基準電圧波形信号Ｖｏｃｐからスロープ補償の影響を除いた正味のＯＣＰ値（Ｖ）は（Ｖｏｃｐ−（スロープ補償量））を計算することにより得ることができる。表１から分かるように、本実施の形態のスイッチング電源装置は、スロープ補償の影響を除去して正味のＯＣＰ値を一定にすることができる。

すなわち、オン時比率は前述のように１−Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔで求められ。これから入力電圧が低いほどオン時比率が大きくなり、オン期間が長くなる。スロープ補償量はスロープ値４０ｍＶ／μｓにオン期間をかけた値である。また、ＯＣＰ補正値Ｖｏｃｐについての上式に示されるように、ＯＣＰ補正値は、基準電圧Ｖｒｅｆから全波整流波形の信号Ｖｍｕｌに入力補正倍率を乗じた値を差し引いて与えられる。これにより、ＯＣＰ補正値Ｖｏｃｐは入力交流電圧の全波整流波形の逆相の波形となっている。したがって、入力電圧が低くオン時間が長くてスロープ補償量が大きいときはＯＣＰ補正値Ｖｏｃｐを大きく、入力電圧が高くオン時間が短くてスロープ補償量が小さいときはＯＣＰ補正値Ｖｏｃｐを小さくすることによって、実質の（正味の）ＯＣＰ値を一定にしている。
このように、実施の形態では、過電流保護回路の基準信号のレベルを入力交流電圧を全波整流した波形と逆相の波形の信号で変化させる。これにより、スイッチング電源装置を電流モードで動作させる場合に、実質の（正味の）過電流保護レベルが入力電圧により変化するスロープ補償量に影響されることなく一定となり、精度の高い過電流保護が可能になる。
図２は実施の形態のスイッチング電源装置の制御回路の全体構成を示すブロック図である。この制御回路はＩＣ（集積回路）化されている。エラーアンプ（誤差増幅器）ＯＰ３の出力は乗算回路１を介してＰＷＭコンパレータＣＰ１に入力され、ＰＷＭコンパレータＣＰ１の出力はフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒに入力される。フリップフロップＦＦ１のＱ出力はアンドゲートＡＧ１を経てドライバ２に伝達され、ドライバ２から図示しない外部のＭＯＳＦＥＴに駆動信号が出力される。ＰＷＭコンパレータＣＰ１には過電流保護回路（ＯＣＰ）３及びスロープ補償回路４の出力信号が入力される。フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓには発振器５の出力が入力される。過電流保護回路（ＯＣＰ）３は、図１に示す回路のうち、乗算回路１とＰＷＭコンパレータＣＰ１を除いた部分である。制御回路はまた、ブラウンアウト回路６、ＵＶＬＯ７、各部に駆動電圧や基準電圧を供給する電源部８を有している。ブラウンアウト回路６およびＵＶＬＯ７は本発明とは直接関係しないため詳細な説明は省略するが、いずれもＩＣ（集積回路）化された制御回路へ供給される電源電圧が低下したときの誤動作を防止するための回路である。ＣＰ２，ＣＰ３は演算増幅器からなるコンパレータ、Ｒ３，Ｒ４はスロープ補償信号の時間に対する傾き（スロープ値）を決めるための抵抗である。

また、外部端子として、制御回路は出力電圧のフィードバック信号が入力される端子ＦＢ、エラーアンプＯＰ３の位相補償のための端子ＣＯＭＰ、入力電流を入力電圧Ｖｄｃと同相の全波整流された正弦波の波形にするための入力端子ＭＵＬ、ＭＯＳＦＥＴの電流値の検出信号（電流検出信号）が入力される端子ＩＳ、スロープ補償のための端子ＳＬＯＰＥ、（接地）端子ＧＮＤ、ＭＯＳＦＥＴの駆動信号を出力する端子ＯＵＴ、及び電源電圧が入力される端子ＶＣＣを有している。前述のように、スロープ補償回路４からは、電流検出信号にスロープ補償信号が加算された信号が出力される。
上記構成の制御回路は、例えば昇圧型の力率改善コンバータを制御するためのものであり、スイッチング動作と力率改善動作が基本動作となっている。なお、本発明は昇圧型のスイッチング電源に限定されるものではなく、例えば降圧型のスイッチング電源にも適用することができる。ＣＯＭＰ端子には図４に示すようにコンデンサなどの位相補償回路が接続されており、定常状態ではエラーアンプＯＰ３の出力はほぼ直流電圧となる。この電圧は乗算回路１に入力されるが、乗算回路１にはまた交流入力電圧の（分圧された）全波整流波形の電圧が入力されており、乗算回路１からは２つの入力電圧の積である、正弦波の交流入力電圧を全波整流した波形に比例した電圧信号が出力される。そして、この正弦波を全波整流した波形の信号はＰＷＭコンパレータＣＰ１にインダクタ電流の基準として入力される。その結果、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流の平均値波形は交流入力電圧と同相の全波整流された正弦波となる。さらに、インダクタ電流のスイッチングによるリップルが図４に示すコンデンサＣｉによって取り除かれることによりＡＣ（交流）電源からスイッチング電源装置に流れ込む電流もほぼ正弦波状波形になり、力率を改善することができる。

図３は上記の実施の形態のスロープ補償回路４の構成例を示す図である。ＭＯＳＦＥＴＱ１は定電流源Ｉ１に接続され、ソース・ドレイン間にはコンデンサＣ１が接続され、ゲートには発振器５からの信号が入力される。ＭＯＳＦＥＴＱ１が発振器５からの信号によりオンしてコンデンサＣ１がリセット（電荷が放電）された後でＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、コンデンサＣ１は定電流源Ｉ１からの定電流を積分して、その両端電圧は単調増加する信号となる。この積分電圧信号がスロープ補償信号に相当する。コンデンサＣ１の両端の積分電圧は演算増幅器ＯＰ４により構成されるインピーダンス変換回路としてのボルテージフォロワに入力され、コンデンサＣ１の両端の積分電圧と等しい値の信号電圧Ｖ１が演算増幅器ＯＰ４の出力端子から抵抗Ｒ１１の一端に加えられる。また、図２に示す端子ＩＳから入力される電圧Ｖ２（電流検出信号の電圧）が抵抗Ｒ１１に直列接続された抵抗Ｒ１２の一端に加えられ、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点から信号電圧Ｖ１とＶ２の重み付け平均された電圧Ｖ３（Ｖ３＝（Ｒ１１×Ｖ１＋Ｒ１２×Ｖ２）／（Ｒ１１＋Ｒ１２））が、スロープ補償回路４の出力信号として出力される。
上記のスロープ補償回路４は、上述のように電流検出信号に一定の傾きもつスロープ補償信号を加算することでサブハーモニック発振を抑制するものである。定電流源Ｉ１からの定電流の大きさが前述のスロープ補償信号の傾き（スロープ値）を決めるものである。この定電流は、内部電源の電圧値を前述の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２および図２に示す端子ＳＬＯＰＥに接続される図示されない外部抵抗により抵抗分割した分圧値をもとに生成されている。

また、スロープ補償信号を電流検出信号に加算せず、乗算回路１の出力および基準電圧波形信号（ＯＣＰ補正値）Ｖｏｃｐからそれぞれスロープ補償信号を減算する構成としても同じ制御を実現することができる。

本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の要部を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源装置の制御回路の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態のスロープ補償回路の構成例を示す図である。 電流モード制御で力率改善を行う昇圧型のスイッチング電源装置の構成例を示す図である。 入力電圧が変化したときの過電流保護レベルの変化を示す図である。

符号の説明

１ 乗算回路
２ ドライバ
３ 過電流保護回路
４ スロープ補償回路
５ 発振器
６ ブラウンアウト回路
７ ＵＶＬＯ
８ 電源部
１０ 電源制御ＩＣ
ＣＰ１ ＰＷＭコンパレータ
Ｌ１ インダクタ
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ４ 演算増幅器
ＯＰ３ エラーアンプ
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑｓｗ スイッチング素子
Ｖｄｃ 商用の交流入力電圧が全波整流されたもので、本発明の実施の形態のスイッチング電源装置への入力信号またはその波形
Ｖｍｕｌ 分圧された全波整流波形の信号
Ｖｏｃｐ ＯＣＰ補正値（スロープ補償の影響をなくすことができる過電流保護に関する基準電圧波形信号）

Claims (3)

1. 交流電圧を全波整流して得られた直流電圧をスイッチング素子によりオン、オフし、所望の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置において、
   前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路と、
   電流検出手段の出力である電流検出信号と前記スロープ補償信号との和信号を基準信号と比較する、もしくは前記電流検出信号を前記基準信号から前記スロープ補償信号を差し引いた差信号と比較することにより過電流を検出する過電流保護回路と、
   を備え、
   前記過電流保護回路の前記基準信号を、前記交流電圧を全波整流した波形と逆相の波形信号で変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記全波整流した波形として、前記交流電圧を全波整流して得られた電圧波形を分圧抵抗により分圧した波形を用いることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記単調増加する補償信号の傾きと前記スイッチング素子がオンしてからの経過時間との積であるスロープ補償量に応じて過電流保護の補正値を決定することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
   

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