JP2000224777A - 二次電池充電装置 - Google Patents
二次電池充電装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた二次電池充電
装置に関し、定電流充電の制御の安定化を図る。 【解決手段】 スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコン
バータによって二次電池を充電する充電装置であって、
二次電池の電圧と、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と
を基に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子Ｑ１
を一定周期が且つ一定周期内の時比率を、二次電池の充
電電流が一定となるように制御する制御処理部１とパル
ス幅制御部２とを含む制御回路を設ける。
装置に関し、定電流充電の制御の安定化を図る。 【解決手段】 スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコン
バータによって二次電池を充電する充電装置であって、
二次電池の電圧と、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と
を基に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子Ｑ１
を一定周期が且つ一定周期内の時比率を、二次電池の充
電電流が一定となるように制御する制御処理部１とパル
ス幅制御部２とを含む制御回路を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、二次電池の急速充
電を可能とした二次電池充電装置に関する。二次電池は
各種の構成が知られており、急速充電方式として定電流
充電方式が知られており、充電完了を二次電池の電圧の
変化パターンによって検出するか、或いは充電完了時の
温度上昇を検出する方式等も知られている。このような
定電流充電方式は、充電電流を検出してフィードバック
制御する方式が一般的であるが、更に安定化した充電装
置が要望されている。
電を可能とした二次電池充電装置に関する。二次電池は
各種の構成が知られており、急速充電方式として定電流
充電方式が知られており、充電完了を二次電池の電圧の
変化パターンによって検出するか、或いは充電完了時の
温度上昇を検出する方式等も知られている。このような
定電流充電方式は、充電電流を検出してフィードバック
制御する方式が一般的であるが、更に安定化した充電装
置が要望されている。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来例のＤＣ／ＤＣコンバータ
を用いた二次電池充電装置の説明図であり、４１は誤差
増幅部、４２はパルス幅制御部、４３は直流電源、Ｔ１
はトランス、Ｑはスイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２はダイ
オード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Ｒは電流検出抵抗を示し、ＤＣ／ＤＣコンバータは
フライバック方式を適用した構成の場合を示す。
を用いた二次電池充電装置の説明図であり、４１は誤差
増幅部、４２はパルス幅制御部、４３は直流電源、Ｔ１
はトランス、Ｑはスイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２はダイ
オード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Ｒは電流検出抵抗を示し、ＤＣ／ＤＣコンバータは
フライバック方式を適用した構成の場合を示す。
【０００３】二次電池としては既に各種の構成が知られ
ており、且つ実用化されている。例えば、ＮｉＣｄ二次
電池やＮｉＭＨ二次電池等は、定電流充電する場合が一
般的である。そこで、ＤＣ／ＤＣコンバータに於いて
は、トランスＴ１の一次巻線に接続したスイッチング素
子Ｑをパルス幅制御部４２によってオン，オフ制御し、
スイッチング素子Ｑがオンの時のトランスＴ１の二次巻
線に誘起される電圧は、ダイオードＤ２に対して逆極性
となり、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流によるエ
ネルギが蓄積される。
ており、且つ実用化されている。例えば、ＮｉＣｄ二次
電池やＮｉＭＨ二次電池等は、定電流充電する場合が一
般的である。そこで、ＤＣ／ＤＣコンバータに於いて
は、トランスＴ１の一次巻線に接続したスイッチング素
子Ｑをパルス幅制御部４２によってオン，オフ制御し、
スイッチング素子Ｑがオンの時のトランスＴ１の二次巻
線に誘起される電圧は、ダイオードＤ２に対して逆極性
となり、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流によるエ
ネルギが蓄積される。
【０００４】そして、スイッチング素子Ｑがオフとなる
と、トランスＴ１の二次巻線の誘起電圧はダイオードＤ
２に対して順方向となり、従って、蓄積エネルギによる
電流がダイオードＤ２を介して流れてコンデンサＣ２を
充電し、チョークコイルＬ１，コンデンサＣ１とにより
平滑化し、逆流阻止用のダイオードＤ１を介して二次電
池の充電を行う。又その時に流れる充電電流を、抵抗Ｒ
によって検出し、誤差増幅部４１により設定値と比較
し、誤差分をパルス幅制御部４２に入力して、充電電流
が設定した一定値となるように、一定周期毎にスイッチ
ング素子Ｑのオン期間を制御する。
と、トランスＴ１の二次巻線の誘起電圧はダイオードＤ
２に対して順方向となり、従って、蓄積エネルギによる
電流がダイオードＤ２を介して流れてコンデンサＣ２を
充電し、チョークコイルＬ１，コンデンサＣ１とにより
平滑化し、逆流阻止用のダイオードＤ１を介して二次電
池の充電を行う。又その時に流れる充電電流を、抵抗Ｒ
によって検出し、誤差増幅部４１により設定値と比較
し、誤差分をパルス幅制御部４２に入力して、充電電流
が設定した一定値となるように、一定周期毎にスイッチ
ング素子Ｑのオン期間を制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】定電流充電を行う従来
例のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた二次電池充電装置
は、その充電電流を検出してフィードバックし、充電電
流を一定化するように、スイッチング素子Ｑのオン期間
を制御する構成が一般的である。この充電電流検出によ
るフィードバック制御ループは、そのループ・ゲインを
高くすると、ノイズ成分によってもスイッチング素子Ｑ
のオン期間の制御が行われることになって、安定性が悪
くなり、反対にループ・ゲインを低くすると、入力電圧
変動等に伴う充電電流の変化が生じる。即ち、フィード
バック制御ループの設計は、そのループ・ゲインと位相
特性との関係が複雑となり、安定な構成を得ることが容
易でない問題がある。本発明は、電圧検出により、二次
電池の充電電流の安定制御を行うことを目的とする。
例のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた二次電池充電装置
は、その充電電流を検出してフィードバックし、充電電
流を一定化するように、スイッチング素子Ｑのオン期間
を制御する構成が一般的である。この充電電流検出によ
るフィードバック制御ループは、そのループ・ゲインを
高くすると、ノイズ成分によってもスイッチング素子Ｑ
のオン期間の制御が行われることになって、安定性が悪
くなり、反対にループ・ゲインを低くすると、入力電圧
変動等に伴う充電電流の変化が生じる。即ち、フィード
バック制御ループの設計は、そのループ・ゲインと位相
特性との関係が複雑となり、安定な構成を得ることが容
易でない問題がある。本発明は、電圧検出により、二次
電池の充電電流の安定制御を行うことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の二次電池充電装
置は、（１）スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータによって二次電池を充電する二次電池充電装置であ
って、二次電池の電圧とＤＣ／ＤＣコンバータの入力電
圧とを基に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子
を一定周期が且つ該一定周期内のオン期間を示す時比率
を、二次電池の充電電流が一定となるように制御する制
御回路を備えている。
置は、（１）スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコンバ
ータによって二次電池を充電する二次電池充電装置であ
って、二次電池の電圧とＤＣ／ＤＣコンバータの入力電
圧とを基に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子
を一定周期が且つ該一定周期内のオン期間を示す時比率
を、二次電池の充電電流が一定となるように制御する制
御回路を備えている。
【０００７】又（２）二次電池の電圧とＤＣ／ＤＣコン
バータの入力電圧とを基に、二次電池の充電電流を一定
とする為のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子を
制御する時比率を格納したテーブルを設けることができ
る。
バータの入力電圧とを基に、二次電池の充電電流を一定
とする為のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子を
制御する時比率を格納したテーブルを設けることができ
る。
【０００８】又（３）ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧
が一定値の時、この一定値と二次電池の電圧とを制御回
路に入力する構成とすることができる。
が一定値の時、この一定値と二次電池の電圧とを制御回
路に入力する構成とすることができる。
【０００９】又（４）二次電池の電圧の検出値と、ＤＣ
／ＤＣコンバータの入力電流の検出値とを比較して、二
次電池の充電電流を一定とする為のＤＣ／ＤＣコンバー
タのスイッチング素子を一定周期で且つ該一定周期内の
オン期間を示す時比率を制御する制御回路を備えること
ができる。
／ＤＣコンバータの入力電流の検出値とを比較して、二
次電池の充電電流を一定とする為のＤＣ／ＤＣコンバー
タのスイッチング素子を一定周期で且つ該一定周期内の
オン期間を示す時比率を制御する制御回路を備えること
ができる。
【００１０】又（５）二次電池の電圧を検出し、一旦上
昇した後に低下する変化を検出して充電完了と判定する
制御回路を備えることができる。
昇した後に低下する変化を検出して充電完了と判定する
制御回路を備えることができる。
【００１１】又（６）二次電池の温度検出器と、この温
度検出器により検出出力信号が設定温度を超えたことを
示す時に充電完了と判定する制御回路とを備えることが
できる。
度検出器により検出出力信号が設定温度を超えたことを
示す時に充電完了と判定する制御回路とを備えることが
できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、１は制御処理部、２はパルス幅制御
部、３は直流電源、Ｔ１はトランス、Ｑ１はバイポーラ
トランジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチング
素子、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｌ１はチョークコイ
ル、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗であ
り、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータの場合を
示している。なお、フライバック方式の場合、チョーク
コイルが不要である利点があるが、平滑化の為にチョー
クコイルＬ１とコンデンサＣ１とを付加している。
の説明図であり、１は制御処理部、２はパルス幅制御
部、３は直流電源、Ｔ１はトランス、Ｑ１はバイポーラ
トランジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチング
素子、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｌ１はチョークコイ
ル、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗であ
り、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータの場合を
示している。なお、フライバック方式の場合、チョーク
コイルが不要である利点があるが、平滑化の為にチョー
クコイルＬ１とコンデンサＣ１とを付加している。
【００１３】又制御処理部１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２により
分圧した二次電池の電圧と、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧
した直流電源３からの入力電圧とを基に、スイッチング
素子Ｑ１のオン，オフの時比率を求め、パルス幅制御部
２によりスイッチング素子Ｑ１のオン，オフ制御のパル
ス幅制御信号を加える。この制御処理部１とパルス幅制
御部２とにより、スイッチング素子Ｑ１を制御する制御
回路を構成している。又トランスＴ１，ダイオードＤ
１，Ｄ２，チョークコイルＬ１，コンデンサＣ１，Ｃ
２，スイッチング素子Ｑ１等を含む構成によりＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを構成している。
分圧した二次電池の電圧と、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧
した直流電源３からの入力電圧とを基に、スイッチング
素子Ｑ１のオン，オフの時比率を求め、パルス幅制御部
２によりスイッチング素子Ｑ１のオン，オフ制御のパル
ス幅制御信号を加える。この制御処理部１とパルス幅制
御部２とにより、スイッチング素子Ｑ１を制御する制御
回路を構成している。又トランスＴ１，ダイオードＤ
１，Ｄ２，チョークコイルＬ１，コンデンサＣ１，Ｃ
２，スイッチング素子Ｑ１等を含む構成によりＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを構成している。
【００１４】例えば、チョークコイルＬ１に流れるピー
ク電流をＩｐ、そのチョークコイルＬ１のインダクタン
スをＬ、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をＴｏｎ，オ
フ期間をＴｏｆｆ、スイッチング素子Ｑ１のオン，オフ
を制御する一定周期をＴ、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧
（二次電池電圧）をＶｏとすると、出力電流（充電電
流）Ｉｏは、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｆｆ／Ｔ） ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）〔Ｖｉｎ／（Ｖｏ−Ｖｉｎ）〕 ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）〔Ｖｉｎ2 ／（Ｖｏ−Ｖｉｎ）〕 …（１） と表すことができる。
ク電流をＩｐ、そのチョークコイルＬ１のインダクタン
スをＬ、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をＴｏｎ，オ
フ期間をＴｏｆｆ、スイッチング素子Ｑ１のオン，オフ
を制御する一定周期をＴ、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧
（二次電池電圧）をＶｏとすると、出力電流（充電電
流）Ｉｏは、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｆｆ／Ｔ） ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）〔Ｖｉｎ／（Ｖｏ−Ｖｉｎ）〕 ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）〔Ｖｉｎ2 ／（Ｖｏ−Ｖｉｎ）〕 …（１） と表すことができる。
【００１５】又昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの場
合、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｆｆ／Ｔ） ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）（Ｖｉｎ／Ｖｏ） ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）（Ｖｉｎ2 ／Ｖｏ） …（２）
合、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｆｆ／Ｔ） ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）（Ｖｉｎ／Ｖｏ） ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）（Ｖｉｎ2 ／Ｖｏ） …（２）
【００１６】又降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータは、基本
的には、直流電源に対してスイッチング素子とチョーク
コイルとコンデンサとが直列的に接続され、このコンデ
ンサに並列に二次電池を接続し、スイッチング素子をオ
フとした時のチョークコイルの蓄積エネルギによる電流
を流す為のダイオードを、スイッチング素子とチョーク
コイルとの接続点とアースとの間に接続し、コンデンサ
の端子電圧を二次電池に印加して充電する構成を有する
ものであり、スイッチング素子がオンとなると、チョー
クコイルに流れる電流はそのインダクタンスＬに対応し
て上昇し、スイッチング素子がオフとなると、チョーク
コイルにはダイオードを介して次第に減少する電流が流
れる。
的には、直流電源に対してスイッチング素子とチョーク
コイルとコンデンサとが直列的に接続され、このコンデ
ンサに並列に二次電池を接続し、スイッチング素子をオ
フとした時のチョークコイルの蓄積エネルギによる電流
を流す為のダイオードを、スイッチング素子とチョーク
コイルとの接続点とアースとの間に接続し、コンデンサ
の端子電圧を二次電池に印加して充電する構成を有する
ものであり、スイッチング素子がオンとなると、チョー
クコイルに流れる電流はそのインダクタンスＬに対応し
て上昇し、スイッチング素子がオフとなると、チョーク
コイルにはダイオードを介して次第に減少する電流が流
れる。
【００１７】即ち、チョークコイルに流れる電流は、ス
イッチング素子のオン期間Ｔｏｎに於いてピーク電流Ｉ
ｐにまで上昇し、オフ期間Ｔｏｆｆに於いてそのピーク
電流Ｉｐから減少して零となる。従って、出力電流（充
電電流）Ｉｏは、スイッチング素子を制御する周期Ｔに
於けるチョークコイル電流の平均値として求めることが
できる。即ち、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）〔（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔ〕 ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）（Ｖｉｎ／Ｖｏ） ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）〔Ｖｉｎ（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／Ｖｏ〕 …（３） と表すことができる。
イッチング素子のオン期間Ｔｏｎに於いてピーク電流Ｉ
ｐにまで上昇し、オフ期間Ｔｏｆｆに於いてそのピーク
電流Ｉｐから減少して零となる。従って、出力電流（充
電電流）Ｉｏは、スイッチング素子を制御する周期Ｔに
於けるチョークコイル電流の平均値として求めることが
できる。即ち、 Ｉｏ＝（Ｉｐ／２）〔（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔ〕 ＝（Ｉｐ／２）（Ｔｏｎ／Ｔ）（Ｖｉｎ／Ｖｏ） ＝（１／２Ｌ）（Ｔｏｎ2 ／Ｔ）〔Ｖｉｎ（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／Ｖｏ〕 …（３） と表すことができる。
【００１８】前述の出力電流Ｉｏを一定にする為の条件
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成に対応して、入力電
圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係に従って、時比率Ｔｏ
ｎ／Ｔを制御すれば良いことが判る。この場合、クロッ
ク発生部（図示せず）等からの一定周期のクロック信号
に従ってスイッチング周期Ｔとすることになる。そし
て、制御処理部１は、入力電圧Ｖｉｎと、二次電池電圧
（出力電圧）Ｖｏとを基に、前述の出力電流Ｉｏの関係
式に従って、この出力電流Ｉｏを一定とする時比率を算
出し、パルス幅制御部２を介してスイッチング素子Ｑ１
のオン期間を制御することになる。
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成に対応して、入力電
圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係に従って、時比率Ｔｏ
ｎ／Ｔを制御すれば良いことが判る。この場合、クロッ
ク発生部（図示せず）等からの一定周期のクロック信号
に従ってスイッチング周期Ｔとすることになる。そし
て、制御処理部１は、入力電圧Ｖｉｎと、二次電池電圧
（出力電圧）Ｖｏとを基に、前述の出力電流Ｉｏの関係
式に従って、この出力電流Ｉｏを一定とする時比率を算
出し、パルス幅制御部２を介してスイッチング素子Ｑ１
のオン期間を制御することになる。
【００１９】図２は本発明の第１の実施の形態の充電特
性説明図であり、充電電流を一定とした場合に、二次電
池の電圧は充電初期に上昇し、その後は殆ど一定である
が、充電完了時には、急速に上昇した後、低下する。こ
の時の二次電池の電圧の変化分ΔＶを制御処理部１に於
いて検出し、二次電池の充電を終了することができる。
又二次電池の温度は、充電完了近くまで殆ど一定である
が、充電完了時点では急速に上昇する。そこで、制御処
理部１は、二次電池の温度を検出し（二次電池に温度セ
ンサを設け、その温度センサの出力信号を制御処理部１
に入力する）、急速に上昇した場合、充電完了と判定し
て充電を終了させる。
性説明図であり、充電電流を一定とした場合に、二次電
池の電圧は充電初期に上昇し、その後は殆ど一定である
が、充電完了時には、急速に上昇した後、低下する。こ
の時の二次電池の電圧の変化分ΔＶを制御処理部１に於
いて検出し、二次電池の充電を終了することができる。
又二次電池の温度は、充電完了近くまで殆ど一定である
が、充電完了時点では急速に上昇する。そこで、制御処
理部１は、二次電池の温度を検出し（二次電池に温度セ
ンサを設け、その温度センサの出力信号を制御処理部１
に入力する）、急速に上昇した場合、充電完了と判定し
て充電を終了させる。
【００２０】図３は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、４は設定テ
ーブルである。この設定テーブルは、制御処理部１によ
る入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとを基に、スイッチン
グ素子Ｑ１を制御する時比率の演算を省略し、この設定
テーブル４に、前述の（１）又は（２）又は（３）式に
従って、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとに対応して、
出力電流Ｉｏを一定とする時比率を予め求めて格納し、
制御処理部１はこの設定テーブル４の内容を読出して、
パルス幅制御部２を制御するものである。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、４は設定テ
ーブルである。この設定テーブルは、制御処理部１によ
る入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとを基に、スイッチン
グ素子Ｑ１を制御する時比率の演算を省略し、この設定
テーブル４に、前述の（１）又は（２）又は（３）式に
従って、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとに対応して、
出力電流Ｉｏを一定とする時比率を予め求めて格納し、
制御処理部１はこの設定テーブル４の内容を読出して、
パルス幅制御部２を制御するものである。
【００２１】図４は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、図１及び図２と同一符号は同一部分を示す。こ
の実施の形態は、図３に示す構成に於いて、制御処理部
１に一定値を入力する場合を示す。即ち、直流電源３が
安定化された直流電圧を出力する構成の場合、前述の
（１）〜（３）式の入力電圧Ｖｉｎは一定値として取り
扱うことができる。そこで、制御処理部１に一定値を入
力し、二次電池の電圧（出力電圧Ｖｏ）を基に、設定テ
ーブル４を参照してスイッチング素子Ｑ１の時比率を求
めることができる。又図１に示す構成に於いても、制御
処理部１に一定値を入力して、時比率を演算によって求
めることができる。
であり、図１及び図２と同一符号は同一部分を示す。こ
の実施の形態は、図３に示す構成に於いて、制御処理部
１に一定値を入力する場合を示す。即ち、直流電源３が
安定化された直流電圧を出力する構成の場合、前述の
（１）〜（３）式の入力電圧Ｖｉｎは一定値として取り
扱うことができる。そこで、制御処理部１に一定値を入
力し、二次電池の電圧（出力電圧Ｖｏ）を基に、設定テ
ーブル４を参照してスイッチング素子Ｑ１の時比率を求
めることができる。又図１に示す構成に於いても、制御
処理部１に一定値を入力して、時比率を演算によって求
めることができる。
【００２２】図５は本発明の第４の実施の形態の説明図
であり、昇圧型のブーストコンバータの場合を示し、図
１，図３，図４と同一符号は同一部分を示し、Ｑ２はス
イッチング素子、Ｌ２は入力チョークコイルを示す。例
えば、スイッチング素子Ｑ２をパルス幅制御部２によっ
てオンとすると、直流電源３から入力チョークコイルＬ
２に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２をオフとした
時、この入力チョークコイルＬ２の蓄積エネルギによる
電圧と、直流電源３の電圧とが加算されてコンデンサＣ
２に印加されることになる。
であり、昇圧型のブーストコンバータの場合を示し、図
１，図３，図４と同一符号は同一部分を示し、Ｑ２はス
イッチング素子、Ｌ２は入力チョークコイルを示す。例
えば、スイッチング素子Ｑ２をパルス幅制御部２によっ
てオンとすると、直流電源３から入力チョークコイルＬ
２に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２をオフとした
時、この入力チョークコイルＬ２の蓄積エネルギによる
電圧と、直流電源３の電圧とが加算されてコンデンサＣ
２に印加されることになる。
【００２３】このコンデンサＣ２の充電電圧は、チョー
クコイルＬ１とコンデンサＣ１とにより平滑化され、ダ
イオードＤ１を介して二次電池の充電が行われる。従っ
て、入力電圧Ｖｉｎに入力チョークコイルＬ２による電
圧が加算されるから、昇圧型となる。又この場合、前述
の（２）式に従って、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏと
の関係に対応した時比率を制御処理部１に於いて算出
し、充電電流を一定化するように、スイッチング素子Ｑ
２のオン，オフを制御することができる。
クコイルＬ１とコンデンサＣ１とにより平滑化され、ダ
イオードＤ１を介して二次電池の充電が行われる。従っ
て、入力電圧Ｖｉｎに入力チョークコイルＬ２による電
圧が加算されるから、昇圧型となる。又この場合、前述
の（２）式に従って、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏと
の関係に対応した時比率を制御処理部１に於いて算出
し、充電電流を一定化するように、スイッチング素子Ｑ
２のオン，オフを制御することができる。
【００２４】又図３に示す実施の形態と同様に、設定テ
ーブル４を設け、制御処理部１はこの設定テーブル４を
参照して時比率を求めることもできる。又図４に示す実
施の形態と同様に、直流電源３からの入力電圧Ｖｉｎが
安定化されている場合、制御処理部１には、一定値を入
力する構成とするもできる。
ーブル４を設け、制御処理部１はこの設定テーブル４を
参照して時比率を求めることもできる。又図４に示す実
施の形態と同様に、直流電源３からの入力電圧Ｖｉｎが
安定化されている場合、制御処理部１には、一定値を入
力する構成とするもできる。
【００２５】図６は本発明の第５の実施の形態の説明図
であり、降圧型のバックコンバータの場合を示し、図
１，図３，図４，図５と同一符号は同一部分を示し、Ｑ
３はスイッチング素子、Ｄ３はダイオードである。パル
ス幅制御部２によってスイッチング素子Ｑ３をオンとす
ると、チョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１に充
電され、スイッチング素子Ｑ３をオフとすると、チョー
クコイルＬ１の蓄積エネルギによる電流がダイオードＤ
３を介して流れて、コンデンサＣ１に充電される。この
時、チョークコイルＬ１に印加される電圧は、入力電圧
ＶｉｎとコンデンサＣ１の端子電圧との差分に相当した
ものとなり、従って、降圧型となる。
であり、降圧型のバックコンバータの場合を示し、図
１，図３，図４，図５と同一符号は同一部分を示し、Ｑ
３はスイッチング素子、Ｄ３はダイオードである。パル
ス幅制御部２によってスイッチング素子Ｑ３をオンとす
ると、チョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１に充
電され、スイッチング素子Ｑ３をオフとすると、チョー
クコイルＬ１の蓄積エネルギによる電流がダイオードＤ
３を介して流れて、コンデンサＣ１に充電される。この
時、チョークコイルＬ１に印加される電圧は、入力電圧
ＶｉｎとコンデンサＣ１の端子電圧との差分に相当した
ものとなり、従って、降圧型となる。
【００２６】又入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとを制御
処理部１に入力し、二次電池の充電電流を一定化するよ
うに、スイッチング素子Ｑ３の時比率の算出を行うもの
である。この場合、前述の（３）式に従って、入力電圧
Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係に対応した時比率を制御
処理部１に於いて算出し、充電電流を一定化するよう
に、スイッチング素子Ｑ３のオン，オフを制御すること
ができる。
処理部１に入力し、二次電池の充電電流を一定化するよ
うに、スイッチング素子Ｑ３の時比率の算出を行うもの
である。この場合、前述の（３）式に従って、入力電圧
Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係に対応した時比率を制御
処理部１に於いて算出し、充電電流を一定化するよう
に、スイッチング素子Ｑ３のオン，オフを制御すること
ができる。
【００２７】又図３に示す実施の形態と同様に、設定テ
ーブル４を設け、制御処理部１はこの設定テーブル４を
参照して時比率を求めることもできる。又図４に示す実
施の形態と同様に、直流電源３からの入力電圧Ｖｉｎが
安定化されている場合、制御処理部１には、一定値を入
力する構成とするもできる。
ーブル４を設け、制御処理部１はこの設定テーブル４を
参照して時比率を求めることもできる。又図４に示す実
施の形態と同様に、直流電源３からの入力電圧Ｖｉｎが
安定化されている場合、制御処理部１には、一定値を入
力する構成とするもできる。
【００２８】図７は本発明の第６の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、１１は制御
処理部、１２はパルス幅制御部、１３は直流電源、Ｒａ
は電流検出用抵抗を示す。この実施の形態は、制御処理
部１１に、二次電池の電圧を入力すると共に、トランス
Ｔ１の一次巻線に流れる電流を抵抗Ｒａによって検出し
て入力するものである。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、１１は制御
処理部、１２はパルス幅制御部、１３は直流電源、Ｒａ
は電流検出用抵抗を示す。この実施の形態は、制御処理
部１１に、二次電池の電圧を入力すると共に、トランス
Ｔ１の一次巻線に流れる電流を抵抗Ｒａによって検出し
て入力するものである。
【００２９】制御処理部１１は、前述のように、一定周
期Ｔでパルス幅制御部１２を制御するものであり、又ト
ランスＴ１の一次巻線に流れる電流は、スイッチング素
子Ｑ１をオンとした時に、その一次巻線のインピーダン
スに対応して速度で上昇する。この場合の電流値と、二
次電池の電圧とを比較し、スイッチング素子Ｑ１をオフ
するタイミングを決定する。即ち、二次電池電圧（出力
電圧Ｖｏ）と入力電流の立上りの値とに従って、スイッ
チング素子Ｑ１のオン期間を制御して、充電電流を一定
化することができる。
期Ｔでパルス幅制御部１２を制御するものであり、又ト
ランスＴ１の一次巻線に流れる電流は、スイッチング素
子Ｑ１をオンとした時に、その一次巻線のインピーダン
スに対応して速度で上昇する。この場合の電流値と、二
次電池の電圧とを比較し、スイッチング素子Ｑ１をオフ
するタイミングを決定する。即ち、二次電池電圧（出力
電圧Ｖｏ）と入力電流の立上りの値とに従って、スイッ
チング素子Ｑ１のオン期間を制御して、充電電流を一定
化することができる。
【００３０】図８は本発明の第６の実施の形態の制御構
成の詳細な説明図であり、図７と同一符号は同一部分を
示し、２１は制御処理部、２２はパルス幅制御部、２３
はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）、２４は分周回路、２５は立上
り検出回路、２６は比較器、２７はフリップフロップ
（ＦＦ）、ＣＬＫはクロック信号である。
成の詳細な説明図であり、図７と同一符号は同一部分を
示し、２１は制御処理部、２２はパルス幅制御部、２３
はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）、２４は分周回路、２５は立上
り検出回路、２６は比較器、２７はフリップフロップ
（ＦＦ）、ＣＬＫはクロック信号である。
【００３１】分周回路２４はクロック信号ＣＬＫを分周
して、スイッチング素子Ｑ１を制御するスイッチング周
期Ｔの信号を出力する。立上り検出回路２５はこの分周
出力信号の立上りを検出してフリップフロップ２７のセ
ット端子Ｓに入力する。又制御処理部２１は、抵抗Ｒ
１，Ｒ２により分圧した二次電池の電圧に対応したレベ
ルを示すデータを出力し、ＤＡ変換器２３によりアナロ
グ信号に変換し、比較器２６に比較規準値として入力す
る。
して、スイッチング素子Ｑ１を制御するスイッチング周
期Ｔの信号を出力する。立上り検出回路２５はこの分周
出力信号の立上りを検出してフリップフロップ２７のセ
ット端子Ｓに入力する。又制御処理部２１は、抵抗Ｒ
１，Ｒ２により分圧した二次電池の電圧に対応したレベ
ルを示すデータを出力し、ＤＡ変換器２３によりアナロ
グ信号に変換し、比較器２６に比較規準値として入力す
る。
【００３２】又抵抗Ｒａにより、スイッチング素子Ｑ１
のオン時のトランスＴ１の一次巻線に流れる電流を検出
し、比較器２６に入力する。比較器２６は、この電流検
出値と比較規準値とを比較し、電流検出値が大きくなる
と、フリップフロップ２７のリセット端子Ｒに信号を加
えてフリップフロップ２７をリセットする。
のオン時のトランスＴ１の一次巻線に流れる電流を検出
し、比較器２６に入力する。比較器２６は、この電流検
出値と比較規準値とを比較し、電流検出値が大きくなる
と、フリップフロップ２７のリセット端子Ｒに信号を加
えてフリップフロップ２７をリセットする。
【００３３】フリップフロップ２７のＱ端子出力信号を
パルス幅制御部２２にオン信号として加えることにな
り、従って、スイッチング素子Ｑ１は、フリップフロッ
プ２７のセット期間を、オン期間として制御されること
になる。この場合のトランスＴ１の一次巻線に流れる電
流の大きさは、トランスＴ１の二次側に伝達するエネル
ギ量に相当し、これを、二次電池の電圧に対応して制御
することにより、充電電流を一定化する為のエネルギ供
給制御を行うことができる。
パルス幅制御部２２にオン信号として加えることにな
り、従って、スイッチング素子Ｑ１は、フリップフロッ
プ２７のセット期間を、オン期間として制御されること
になる。この場合のトランスＴ１の一次巻線に流れる電
流の大きさは、トランスＴ１の二次側に伝達するエネル
ギ量に相当し、これを、二次電池の電圧に対応して制御
することにより、充電電流を一定化する為のエネルギ供
給制御を行うことができる。
【００３４】この実施の形態に於いて、トランスＴ１の
一次電流Ｉ１は、スイッチング素子Ｑ１がオンの時にほ
ぼ直線的に上昇し、オフの時に零となる。その時のピー
ク電流をＩｐ１とし、トランスＴ１の巻数比をｎとする
と、トランスＴ１の二次電流は、スイッチング素子Ｑ１
がオフの時にダイオードＤ２を介して流れるもので、そ
の時のピーク電流Ｉｐ２は、Ｉｐ２＝ｎ・Ｉｐ１とな
る。そして、このピーク電流Ｉｐ２からほぼ直線的に減
少する。
一次電流Ｉ１は、スイッチング素子Ｑ１がオンの時にほ
ぼ直線的に上昇し、オフの時に零となる。その時のピー
ク電流をＩｐ１とし、トランスＴ１の巻数比をｎとする
と、トランスＴ１の二次電流は、スイッチング素子Ｑ１
がオフの時にダイオードＤ２を介して流れるもので、そ
の時のピーク電流Ｉｐ２は、Ｉｐ２＝ｎ・Ｉｐ１とな
る。そして、このピーク電流Ｉｐ２からほぼ直線的に減
少する。
【００３５】又二次電池に対する充電電流Ｉｏは、スイ
ッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆに於いて流れる電
流の平均値に相当するから、 Ｉｏ＝（Ｔｏｆｆ／Ｔ）・Ｉｐ２ で表すことができる。即ち、Ｔｏｆｆ／Ｔを制御するこ
とにより、充電電流Ｉｏを一定に制御することができ
る。
ッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆに於いて流れる電
流の平均値に相当するから、 Ｉｏ＝（Ｔｏｆｆ／Ｔ）・Ｉｐ２ で表すことができる。即ち、Ｔｏｆｆ／Ｔを制御するこ
とにより、充電電流Ｉｏを一定に制御することができ
る。
【００３６】又トランスＴ１の励磁インダクタンスをＬ
ｍとすると、二次側から見た励磁インダクタンスＬｍ’
は、ｎ・Ｌｍと表すことができ、又二次電池に印加する
電圧をＶｏとすると、オフ期間Ｔｏｆｆとピーク電流Ｉ
ｐ１，Ｉｐ２との関係は、 Ｔｏｆｆ＝（Ｌｍ’／Ｖｏ）・Ｉｐ２＝（Ｌｍ／ｎ・Ｖ
ｏ）・Ｉｐ１ となる。従って、 Ｉｏ＝（Ｌｍ／Ｖｏ・Ｔ）・Ｉｐ１2 と表すことができる。即ち、充電電流Ｉｏは、トランス
Ｔ１の一次側のピーク電流Ｉｐ１の自乗に比例すること
になる。従って、このトランスＴ１の一次側の電流を検
出して、充電電流Ｉｏを一定に制御することができる。
ｍとすると、二次側から見た励磁インダクタンスＬｍ’
は、ｎ・Ｌｍと表すことができ、又二次電池に印加する
電圧をＶｏとすると、オフ期間Ｔｏｆｆとピーク電流Ｉ
ｐ１，Ｉｐ２との関係は、 Ｔｏｆｆ＝（Ｌｍ’／Ｖｏ）・Ｉｐ２＝（Ｌｍ／ｎ・Ｖ
ｏ）・Ｉｐ１ となる。従って、 Ｉｏ＝（Ｌｍ／Ｖｏ・Ｔ）・Ｉｐ１2 と表すことができる。即ち、充電電流Ｉｏは、トランス
Ｔ１の一次側のピーク電流Ｉｐ１の自乗に比例すること
になる。従って、このトランスＴ１の一次側の電流を検
出して、充電電流Ｉｏを一定に制御することができる。
【００３７】図９は本発明の第６の実施の形態の充電電
圧と電流との関係説明図であり、二次電池電圧が２．０
〜６．０Ｖの範囲に於いて、充電電流を約１．０５Ａと
した時、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流の立上り
時の制御電流値、即ち、トランスＴ１の一次巻線のイン
ピーダンスに対応した速度でほぼ直線的に上昇する電流
を、比較器２６により比較規準値と比較し、比較規準値
を超えた時に、スイッチング素子Ｑ１をオフとして、そ
れ以上の電流増加を阻止する場合の電流値は、二次電池
の電圧に従って増加する。
圧と電流との関係説明図であり、二次電池電圧が２．０
〜６．０Ｖの範囲に於いて、充電電流を約１．０５Ａと
した時、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流の立上り
時の制御電流値、即ち、トランスＴ１の一次巻線のイン
ピーダンスに対応した速度でほぼ直線的に上昇する電流
を、比較器２６により比較規準値と比較し、比較規準値
を超えた時に、スイッチング素子Ｑ１をオフとして、そ
れ以上の電流増加を阻止する場合の電流値は、二次電池
の電圧に従って増加する。
【００３８】図１０は本発明の実施の形態の連続領域と
不連続領域との説明図であり、スイッチング電源等の各
種電気機器のシミュレータとして知られているＳＣＡＴ
（Ｓwitching Ｃonverter Ａnalysis Ｔool ）を用い
てシミュレーションした結果を示す。本発明は、前述の
ように、不連続領域を用いるものであり、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの不連続領域では、チョークコイルＬ１に流れ
る電流が零となる期間を含むように制御する。例えば、
デューティ比が約０．４５以上となると、連続領域とな
り、この連続領域では、チョークコイルＬ１には連続的
に電流が流れる制御領域となる。又それ以下のデューテ
ィ比の場合は、チョークコイルＬ１に流れる電流が不連
続となる制御領域となり、本発明は、この不連続領域を
利用するものである。
不連続領域との説明図であり、スイッチング電源等の各
種電気機器のシミュレータとして知られているＳＣＡＴ
（Ｓwitching Ｃonverter Ａnalysis Ｔool ）を用い
てシミュレーションした結果を示す。本発明は、前述の
ように、不連続領域を用いるものであり、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの不連続領域では、チョークコイルＬ１に流れ
る電流が零となる期間を含むように制御する。例えば、
デューティ比が約０．４５以上となると、連続領域とな
り、この連続領域では、チョークコイルＬ１には連続的
に電流が流れる制御領域となる。又それ以下のデューテ
ィ比の場合は、チョークコイルＬ１に流れる電流が不連
続となる制御領域となり、本発明は、この不連続領域を
利用するものである。
【００３９】連続領域では、僅かのデューティ比の変化
によっても充電電流が大きく変化し、充電電流を検出し
てフィードバック制御する必要がある。これに対して、
不連続領域では、充電電流の変化は連続領域に比較して
少なくなる。従って、この不連続領域に於いて、二次電
池の電圧又はトランスＴ１の一次巻線に流れる電流に対
応してスイッチング素子Ｑ１を制御し、二次電池の充電
電流を一定化するようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御す
るものである。
によっても充電電流が大きく変化し、充電電流を検出し
てフィードバック制御する必要がある。これに対して、
不連続領域では、充電電流の変化は連続領域に比較して
少なくなる。従って、この不連続領域に於いて、二次電
池の電圧又はトランスＴ１の一次巻線に流れる電流に対
応してスイッチング素子Ｑ１を制御し、二次電池の充電
電流を一定化するようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御す
るものである。
【００４０】この場合、不連続領域を利用することによ
るリップル電流の増加があるが、平滑化を望む場合は、
平滑回路を付加すれば良く、又コンデンサＣ１について
は、許容リップル電流が比較的大きい例えば固体電解コ
ンデンサを適用することができる。
るリップル電流の増加があるが、平滑化を望む場合は、
平滑回路を付加すれば良く、又コンデンサＣ１について
は、許容リップル電流が比較的大きい例えば固体電解コ
ンデンサを適用することができる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、二次電
池を一定電流でＤＣ／ＤＣコンバータを用いて充電する
二次電池充電装置に於いて、二次電池の電圧を検出し
て、充電電流を一定化するように、スイッチング素子を
一定周期で且つその一定周期内の時比率を制御するもの
であり、従来例の電流検出によりフィードバック制御す
る構成に比較して、安定な制御系を構成することができ
る。又電圧検出によるものであるから、電流検出用の抵
抗を用いる場合に比較して電力損失を低減することがで
きる。
池を一定電流でＤＣ／ＤＣコンバータを用いて充電する
二次電池充電装置に於いて、二次電池の電圧を検出し
て、充電電流を一定化するように、スイッチング素子を
一定周期で且つその一定周期内の時比率を制御するもの
であり、従来例の電流検出によりフィードバック制御す
る構成に比較して、安定な制御系を構成することができ
る。又電圧検出によるものであるから、電流検出用の抵
抗を用いる場合に比較して電力損失を低減することがで
きる。
【００４２】又入力電圧Ｖｉｎと出力電圧（二次電池電
圧）Ｖｏとに対応したスイッチング素子Ｑ１の時比率を
設定テーブル４に格納した場合は、制御処理部１の演算
機能を間略し、且つ高速制御が可能となる。又直流電源
の安定度が高い場合、入力電圧Ｖｉｎは一定と見做すこ
とができるから、制御処理部１には一定値を入力する構
成とし、回路構成き簡単化を図ることができる。
圧）Ｖｏとに対応したスイッチング素子Ｑ１の時比率を
設定テーブル４に格納した場合は、制御処理部１の演算
機能を間略し、且つ高速制御が可能となる。又直流電源
の安定度が高い場合、入力電圧Ｖｉｎは一定と見做すこ
とができるから、制御処理部１には一定値を入力する構
成とし、回路構成き簡単化を図ることができる。
【００４３】又トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を
検出して、二次電池の充電電流を一定に制御する場合、
フィードバック制御ではないので、制御系の設計が容易
であり、且つ安定動作させることができる。
検出して、二次電池の充電電流を一定に制御する場合、
フィードバック制御ではないので、制御系の設計が容易
であり、且つ安定動作させることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の充電特性説明図で
ある。
ある。
【図３】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態の説明図である。
【図７】本発明の第６の実施の形態の説明図である。
【図８】本発明の第６の実施の形態の制御構成の詳細な
説明図である。
説明図である。
【図９】本発明の第６の実施の形態の充電電圧と電流と
の関係説明図である。
の関係説明図である。
【図１０】本発明の実施の形態の連続領域と不連続領域
との説明図である。
との説明図である。
【図１１】従来例のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた二次
電池充電装置の説明図である。
電池充電装置の説明図である。
１ 制御処理部 ２ パルス幅制御部 ３ 直流電源 Ｔ１ トランス Ｑ１ スイッチング素子 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｌ１ チョークコイル Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Claims (6)
- 【請求項１】 スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコン
バータによって二次電池を充電する二次電池充電装置に
於いて、 前記二次電池の電圧と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力
電圧とを基に前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング
素子を一定周期で且つ該一定周期内のオン期間を示す時
比率を、前記二次電池の充電電流が一定となるように制
御する制御回路を備えたことを特徴とする二次電池充電
装置。 - 【請求項２】 前記二次電池の電圧と前記ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの入力電圧とを基に、前記二次電池の充電電流
を一定とする為の前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
ング素子を制御する時比率を格納したテーブルを設けた
ことを特徴とする請求項１記載の二次電池充電装置。 - 【請求項３】 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が
一定値の時、該一定値と前記二次電池の電圧とを前記制
御回路に入力する構成としたことを特徴とする請求項１
又は２記載の二次電池充電装置。 - 【請求項４】 スイッチング制御によるＤＣ／ＤＣコン
バータによって二次電池を充電する二次電池充電装置に
於いて、 前記二次電池の電圧の検出値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの入力電流の検出値とを比較して、前記二次電池の
充電電流を一定とする為の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの
スイッチング素子の一定周期で且つ該一定周期内のオン
期間を示す時比率を制御する制御回路を備えたことを特
徴とする二次電池充電装置。 - 【請求項５】 前記二次電池の電圧を検出し、一旦上昇
した後に低下する変化を検出して充電完了と判定する制
御回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の
二次電池充電装置。 - 【請求項６】 前記二次電池の温度検出器と、該温度検
出器により検出出力信号が設定温度を超えたことを示す
時に充電完了と判定する制御回路とを備えたことを特徴
とする請求項１又は２記載の二次電池充電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11021273A JP2000224777A (ja) | 1999-01-29 | 1999-01-29 | 二次電池充電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11021273A JP2000224777A (ja) | 1999-01-29 | 1999-01-29 | 二次電池充電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000224777A true JP2000224777A (ja) | 2000-08-11 |
Family
ID=12050523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11021273A Pending JP2000224777A (ja) | 1999-01-29 | 1999-01-29 | 二次電池充電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000224777A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002252974A (ja) * | 2001-02-26 | 2002-09-06 | Tdk Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2013212011A (ja) * | 2012-03-30 | 2013-10-10 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム |
| JP2014171312A (ja) * | 2013-03-04 | 2014-09-18 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 昇圧回路 |
| JP2016158406A (ja) * | 2015-02-25 | 2016-09-01 | 新日本無線株式会社 | 絶縁型スイッチング電源装置およびその制御方法 |
| US10270339B2 (en) | 2015-02-27 | 2019-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | DC-DC converter, charger integrated circuit and electronic device having the same and battery charging method thereof |
-
1999
- 1999-01-29 JP JP11021273A patent/JP2000224777A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002252974A (ja) * | 2001-02-26 | 2002-09-06 | Tdk Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2013212011A (ja) * | 2012-03-30 | 2013-10-10 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム |
| JP2014171312A (ja) * | 2013-03-04 | 2014-09-18 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 昇圧回路 |
| JP2016158406A (ja) * | 2015-02-25 | 2016-09-01 | 新日本無線株式会社 | 絶縁型スイッチング電源装置およびその制御方法 |
| US10270339B2 (en) | 2015-02-27 | 2019-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | DC-DC converter, charger integrated circuit and electronic device having the same and battery charging method thereof |
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