JP2002252976A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電圧が変動する場合であっても、正しい
動作タイミングを得ることができるスイッチング電源装
置を提供する。 【解決手段】 スイッチング動作により直流入力を交流
に変換するスイッチング回路２と、交流を直流出力に変
換する出力整流回路５及び出力平滑回路６と、スイッチ
ング回路２のスイッチング動作を制御する制御回路７と
を備え、制御回路７が、インダクタ１７に流れるインダ
クタ電流が連続状態であるか不連続状態であるかを判断
する第１の手段と、連続状態であると判断された場合に
は所定のアルゴリズムに基づいてスイッチング回路２の
スイッチング動作を制御し、不連続状態であると判断さ
れた場合には少なくとも１スイッチング周期に亘ってス
イッチング回路２からの電力の出力を停止させる第２の
手段とを含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関し、さらに詳細には、正しい動作タイミングを
得ることができるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、スイッチング電源装置とし
て、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。代
表的なＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用
いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用い
てこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路
を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによっ
て入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ること
ができる。

【０００３】ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられ
る出力回路として、チョークインプット方式平滑回路が
用いられることがある。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力回
路としてチョークインプット方式平滑回路を用いた場
合、その動作モードとしては、いわゆる「連続状態」に
おける動作モードと「不連続状態」における動作モード
の２つの動作モードが存在する。ここで、連続状態と
は、出力回路を構成するインダクタに電流が常に流れて
いる状態をいい、接続された負荷が大きい場合（出力電
流が大きい場合）にこの状態となる。一方、不連続状態
とは、出力回路を構成するインダクタに電流が間欠的に
流れている状態をいい、接続された負荷が小さい場合
（出力電流が小さい場合）にこの状態となる。

【０００４】一般に、この種のＤＣ／ＤＣコンバータに
おいては、出力電圧やインダクタ電流等を監視すること
により、出力電圧が一定値となるようにスイッチング回
路の動作制御がなされるが、かかる制御に必要とされる
アルゴリズムは、出力回路が連続状態であるか不連続状
態であるかによって変える必要がある。すなわち、不連
続状態において連続状態と同様のアルゴリズムによって
スイッチング回路の動作を制御すると、出力電圧が上昇
し、所望の値から大きく外れてしまう。このため従来よ
り、スイッチング電源装置においては、出力回路が連続
状態であるか不連続状態であるかを判断し、その結果に
基づき、連続状態と不連続状態で異なるアルゴリズムを
用いて動作制御を行っていた。

【０００５】このようなアルゴリズムの切り替えを行う
例としては、特開平１１−２０６１１９号公報に記載さ
れたスイッチング電源装置がある。

【０００６】同公報に記載されたスイッチング電源装置
では、出力回路が連続状態であるか不連続状態であるか
を判断し、その結果、連続状態であると判断された場合
には出力電圧やインダクタ電流等に基づいて所定の演算
を行うことによって動作タイミングを決定し、一方、不
連続状態であると判断された場合には、あらかじめ備え
られたテーブルを参照することによって動作タイミング
を決定している。

【０００７】ここで、出力回路が連続状態であるか不連
続状態であるかの判断は、実際に検出された出力電圧を
用いて算出された値（電流指令値）と、あらかじめ定め
られた定数とを比較することによって行われる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、同公報
に記載されたスイッチング電源装置においては、入力電
圧があらかじめ定められた電圧と常に一致しているとの
前提のもとに上記テーブルが作成されているため、実際
の入力電圧が上記電圧値と異なる場合には、かかるテー
ブルからは必ずしもスイッチング回路の正しい動作タイ
ミングを得ることができなかった。

【０００９】上述した問題は、実際の入力電圧があらか
じめ定められた電圧とほぼ等しい場合には生じないもの
の、入力電圧を供給する電源によっては、実際の入力電
圧が大きく変動する場合があり、このように変動が大き
い場合には、スイッチング回路の正しい動作タイミング
を得ることは困難となる。

【００１０】したがって、本発明の目的は、入力電圧が
変動する場合であっても、正しい動作タイミングを得る
ことができるスイッチング電源装置を提供することであ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明のかかる目的は、
スイッチング動作により直流入力を交流に変換する直流
−交流変換手段と、少なくともインダクタを有し前記交
流を直流出力に変換する交流−直流変換手段と、前記直
流−交流変換手段の前記スイッチング動作を制御する制
御回路とを備え、前記制御回路が、前記インダクタに流
れるインダクタ電流が連続状態であるか不連続状態であ
るかを判断する第１の手段と、前記インダクタ電流が連
続状態であると判断された場合には所定のアルゴリズム
に基づいて前記直流−交流変換手段の前記スイッチング
動作を制御し、前記インダクタ電流が不連続状態である
と判断された場合には少なくとも１スイッチング周期に
亘って前記直流−交流変換手段からの電力の出力を停止
させる第２の手段とを含むことを特徴とするスイッチン
グ電源装置によって達成される。

【００１２】本発明によれば、不連続状態と判断された
場合、少なくとも１スイッチング周期に亘って前記直流
−交流変換手段からの電力の出力を停止させているの
で、入力電圧があらかじめ定められた値とは異なる場
合、特に、入力電圧が変動している場合であっても、適
切なスイッチングタイミングを得ることが可能となる。
さらに、本発明によれば、テーブルが不要であることか
ら、制御回路に必要とされる回路規模を小さくすること
が可能となる。また、必要以上に出力に電力を伝送する
ことがなくなるので、不連続状態や無負荷状態において
も出力電圧を安定化することが可能となる。

【００１３】本発明の好ましい実施態様においては、前
記第２の手段による前記電力の出力の停止が、指令電圧
値をゼロとすることにより行われる。

【００１４】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記交流−直流変換手段が、前記交流を変圧するト
ランスと、前記トランスの出力を整流する出力整流回路
と、前記インダクタを含み前記出力整流回路の出力を平
滑する出力平滑回路とを備える。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。

【００１６】図１は、本発明の好ましい実施態様にかか
るスイッチング電源装置を示す回路図である。

【００１７】図１に示されるように、本実施態様にかか
るスイッチング電源装置は、直流入力電源１に接続され
たスイッチング回路２と、スイッチング回路２の一方の
出力に接続されたインダクタ３と、スイッチング回路２
の他方の出力とインダクタ３との間に接続された１次巻
線を有するメイントランス４と、メイントランス４の２
次巻線に接続された出力整流回路５と、出力整流回路５
に接続された出力平滑回路６と、制御回路７と、ドライ
ブ回路８とを備え、出力平滑回路６の出力は負荷９に接
続されている。

【００１８】スイッチング回路２は、直流入力電源１間
に直列に接続されたスイッチ素子１１及び１２と、同じ
く直流入力電源１間に直列に接続されたスイッチ素子１
３及び１４とを備え、スイッチ素子１１及び１２の節点
はインダクタ３を介してメイントランス４の１次巻線の
一端に接続されるとともに、スイッチ素子１３及び１４
の節点はメイントランス４の１次巻線の他端に直接接続
されている。図１に示されるように、本実施態様におい
ては、スイッチ素子１１〜１４として、ｎチャンネル型
のＭＯＳＦＥＴを用いている。

【００１９】インダクタ３は、スイッチ素子１１〜１４
が有する寄生容量とともに共振回路を構成する。これに
より、スイッチ素子１１〜１４のターンオンはＺＶＳ
（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が
可能となるので、スイッチングロスが低減されるととも
に、ノイズの発生が抑えられる。

【００２０】メイントランス４は、１次巻線と２次巻線
との巻数比が１：ｍであるトランスであり、図１に示さ
れるように２つの２次巻線を備えている。これら２つの
２次巻線の中点は、負荷９の負側端子に接続される。以
下、メイントランス４の１次巻線に発生する電圧をＶ１
と定義する。

【００２１】出力整流回路５は、メイントランス４の２
次巻線の端部にそれぞれアノードが接続された２つのダ
イオード１５及び１６を備えており、これら２つのダイ
オードのカソードは共通接続されている。以下、これら
２つのダイオード１５及び１６の共通カソード接続点を
「整流点」と呼び、ここに現れる電圧をＶ２と定義す
る。

【００２２】出力平滑回路６は、上記整流点と負荷９の
正側端子との間に接続されたインダクタ１７と、負荷９
の両端間に接続されたコンデンサ１８とを備える。以
下、負荷９の両端間に現れる電圧を「出力電圧（Ｖ
ｏ）」と呼び、負荷９に流れる電流を「出力電流（Ｉ
ｏ）」と呼ぶ。また、インダクタ１７に流れる電流を
「インダクタ電流ＩＬ」と呼ぶ。図１に示されるよう
に、負荷９の負側端子とメイントランス４との間には、
インダクタ電流ＩＬを検出する電流検出回路１９が設け
られている。

【００２３】制御回路７は、出力電圧Ｖｏをサンプル／
ホールドするサンプル／ホールド回路２１と、電流検出
回路１９により検出されたインダクタ電流ＩＬをサンプ
ル／ホールドするサンプル／ホールド回路２２と、これ
らサンプル／ホールド回路２１及び２２に保持されたア
ナログ値をそれぞれデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバ
ータ２４及び２５と、これらＡ／Ｄコンバータ２４及び
２５からのデジタル出力に基づいて所定の演算を行う演
算部２７と、演算部２７による演算結果に基づき、スイ
ッチ素子１１〜１４に与えるべき位相制御信号（ｇｓ１
１〜ｇｓ１４）を生成する位相制御信号生成部２８とを
備える。サンプル／ホールド回路２１及び２２によるサ
ンプリングは、演算部２７により生成されるサンプリン
グ信号Ｓに応答して行われる。

【００２４】図２は、ドライブ回路８の内部構成を概略
的に示す回路図である。

【００２５】図２に示されるように、ドライブ回路８は
４つのドライバ３１〜３４からなる。ドライバ３１〜３
４は、それぞれ対応する位相制御信号（ｇｓ１１〜ｇｓ
１４）を受けてスイッチング回路２のスイッチ素子１１
〜１４を駆動可能な電圧、電流レベルに増幅した位相制
御信号（ＧＳ１１〜ＧＳ１４）を生成し、これを対応す
るスイッチ素子１１〜１４のゲートにそれぞれ供給す
る。

【００２６】図３は、本実施態様にかかるスイッチング
電源装置の基本動作を示す動作波形図である。

【００２７】本実施態様にかかるスイッチング電源装置
の基本的な動作は次の通りである。すなわち、ＧＳ１１
及びＧＳ１４がいずれもハイレベルである期間、すなわ
ちスイッチ素子１１及び１４がともにオンしている期間
においてメイントランス４の１次巻線に直流入力電源１
からの入力電圧Ｖｉｎを一方向に印加し、ＧＳ１２及び
ＧＳ１３がいずれもハイレベルである期間、すなわちス
イッチ素子１２及び１３がともにオンしている期間にお
いてメイントランス４の１次巻線に直流入力電源１から
の入力電圧Ｖｉｎを逆方向に印加することによって、メ
イントランス４の１次巻線に発生する電圧Ｖ１を交流波
形とする。かかる交流波形の波高値は、メイントランス
４の２次巻線においてｍ倍とされ、さらに出力整流回路
５によって整流される。

【００２８】ここで、図３においてＧＳ１１及びＧＳ１
４がいずれもハイレベルである期間、並びに、ＧＳ１２
及びＧＳ１３がいずれもハイレベルである期間の初期に
おいて、電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧が発生せず、インダクタ
電流ＩＬが下がり続けているのは、インダクタ１７のエ
ネルギー回生が終了していないためである。

【００２９】図３に示されるように、整流点の電圧Ｖ２
の波形は、波高値がＶｉｎ×ｍである所定の幅を持った
パルス波形となり、その時間平均値が出力電圧Ｖｏとな
る。したがって、出力電圧Ｖｏの値を制御するために
は、ＧＳ１１及びＧＳ１４の位相並びにＧＳ１２及びＧ
Ｓ１３の位相を制御すればよい。さらに、インダクタ電
流ＩＬの波形は、整流点の電圧波形Ｖ２及びインダクタ
１７のインダクタンスにより決まるリプル電流を出力電
流Ｉｏに重畳した波形となる。

【００３０】図３に示されるように、インダクタ電流Ｉ
Ｌの波形の下端が０Ａ（アンペア）以上であれば、イン
ダクタ１７には常に電流が流れていることになる。すな
わち、かかる状態は連続状態である。負荷９が十分に大
きい場合にはこの連続状態となる。一方、負荷９が小さ
い場合には、出力電流Ｉｏが低下するため、インダクタ
電流ＩＬの波形の下端が０Ａとなる場合がある。

【００３１】図４は、インダクタ電流ＩＬの波形の下端
が０Ａである状態を示す波形図である。図４に示される
ように、インダクタ電流ＩＬの波形の下端が０Ａとなっ
た場合における出力電流Ｉｏの値をＩｃｐと定義する。

【００３２】出力電流Ｉｏの値がＩｃｐよりもさらに低
下すると、インダクタ１７にはインダクタ電流ＩＬが間
欠的に流れるようになる。すなわち、不連続状態とな
る。

【００３３】図５は、インダクタ電流ＩＬが不連続状態
である場合を示す波形図である。

【００３４】すなわち、出力電流Ｉｏの値がＩｃｐであ
る場合（図４）を境として、出力電流Ｉｏがこれよりも
大きい場合にはインダクタ電流ＩＬは連続状態（図３）
となり、これよりも小さい場合にはインダクタ電流ＩＬ
は不連続状態（図５）となる。インダクタ電流ＩＬの連
続状態と不連続状態との境界を規定する出力電流量Ｉｃ
ｐは、不連続点（臨界点）と呼ばれる。

【００３５】さて、出力電圧Ｖｏを所望の一定値に保持
するためには、スイッチング回路２の動作タイミングを
制御する必要があるが、かかる制御は、インダクタ電流
ＩＬが連続状態である場合と不連続状態である場合とで
異なる制御が必要とされる。以下、スイッチング回路２
の動作タイミングの制御方法について、詳細に説明す
る。

【００３６】図６は、スイッチング回路２の動作タイミ
ングを決定するアルゴリズムを示すフローチャートであ
る。かかるアルゴリズムに沿った演算は、演算部２７内
において、ソフトウェア的に若しくはハードウェア的に
実行される。

【００３７】まず、演算部２７が所定のタイミングにて
サンプリング信号Ｓを発生させると、これに応答して、
サンプル／ホールド回路２１及び２２によるサンプリン
グが行われる。上述のとおり、サンプル／ホールド回路
２１は出力電圧Ｖｏをサンプリングし、サンプル／ホー
ルド回路２２は電流検出回路１９により検出されたイン
ダクタ電流ＩＬをサンプリングする。尚、サンプリング
信号Ｓは、波形位相制御信号生成部２８が生成する波形
位相制御信号の１周期の整数倍ごとに発生させればよ
い。これらサンプル／ホールド回路２１及び２２にそれ
ぞれ保持されたアナログ値である出力電圧Ｖｏ及びイン
ダクタ電流ＩＬは、それぞれＡ／Ｄコンバータ２４及び
２５によってデジタル信号に変換され、演算部２７に供
給される。

【００３８】かかるデジタル信号を受けた演算部２７に
おいては、まず、式（１）に基づいて電流指令値ｉｒ
（ｎ＋１）が計算される（ステップＳ１）。ここで、電
流指令値ｉｒ（ｎ＋１）とは、サンプリング点（ｎ＋
１）におけるインダクタ電流ＩＬの制御目標値である。

【００３９】

【数１】 ここで、ｎはサンプリング点を示す任意の正の整数であ
る。したがって、△Ｖｏ（ｎ−１）とは、サンプリング
点（ｎ−１）において得られた検出値を元に演算された
△Ｖｏの値を指す。尚、Ｖｒｅｆは、要求される出力電
圧値（基準電圧値）であり、Ｋ１及びＫ２はいずれも回
路定数である。

【００４０】このようにして電流指令値ｉｒ（ｎ＋１）
が求められると、次に、式（２）に基づいて入力電圧推
定値ｔｐｖ（ｎ）が計算される（ステップＳ２）。ここ
で、入力電圧推定値ｔｐｖとは、サンプリング点ｎ−１
において検出された値を元に演算された値のことで、Ｔ
ｓｗ／Ｖｓ（ｎ）で表すことができる。ここで、Ｔｓｗ
は、スイッチング周期の１／２、Ｖｓ（ｎ）は、入力電
圧Ｖｉｎ（ｎ）にトランスの２次側巻数ｍを掛けたもの
で、ｍ×Ｖｉｎ（ｎ）である。

【００４１】

【数２】 ここで、Ｋは回路定数であり、ｉｅ（ｎ−１）は推定電
流値である。推定電流値ｉｅ（ｎ）とは、サンプリング
点（ｎ）において予想されるインダクタ電流ＩＬの値で
ある。式（２）では、サンプリング点（ｎ−２）にて得
られた検出値を元に演算された推定電流値ｉｅ（ｎ−
１）と、サンプリング点（ｎ−２）にて得られた検出値
を元に演算された入力電圧推定値ｔｐｖ（ｎ−１）とを
用いているので、初期状態のように推定電流値ｉｅ（ｎ
−１）や入力電圧推定値ｔｐｖ（ｎ−１）が存在しない
場合には、推定電流値ｉｅ（ｎ−１）が０（ゼロ）、入
力電圧推定値ｔｐｖ（ｎ−１）が所定の値として計算さ
れる。

【００４２】このようにして入力電圧推定値ｔｐｖ
（ｎ）が求められると、次に、電流指令値ｉｒ（ｎ＋
１）と規定値ｉｄとが比較される（ステップＳ３）。

【００４３】かかる比較は、インダクタ電流ＩＬが連続
状態であるか不連続状態であるかを判断するために行わ
れ、電流指令値ｉｒ（ｎ＋１）が規定値ｉｄよりも大き
ければ連続状態であると判断され、電流指令値ｉｒ（ｎ
＋１）が規定値ｉｄよりも小さければ不連続状態である
と判断される。ここで、規定値ｉｄは、スイッチング電
源装置の仕様によって定められた定格入力電圧範囲内の
任意の１点の値より算出した不連続点（臨界点）であ
り、本実施態様においては、仕様によって定められた標
準入力電圧値を用いて算出されている。

【００４４】かかる判断の結果、電流指令値ｉｒ（ｎ＋
１）が規定値ｉｄよりも大きい（連続状態）と判断され
れば、次に、式（３）に基づいて推定電流値ｉｅ（ｎ）
が計算される（ステップＳ４）。

【００４５】

【数３】 ここで、ｖｉｒ（ｎ）は指令電圧値、すなわちサンプリ
ング点（ｎ）における出力電圧Ｖｏの制御目標値であ
る。式（５）では、サンプリング点（ｎ−２）にて得ら
れた検出値を元に演算された指令電圧値ｖｉｒ（ｎ−
１）を用いているので、初期状態のように指令電圧値ｖ
ｉｒ（ｎ−１）が存在しない場合には、これが０（ゼ
ロ）として計算される。

【００４６】このようにして推定電流値ｉｅ（ｎ）が求
められると、次に、式（４）に基づいて指令電圧値ｖｉ
ｒ（ｎ）が計算される（ステップＳ５）。

【００４７】

【数４】 そして、指令電圧値ｖｉｒ（ｎ）が求められると、次
に、式（５）に基づいて位相ｐｈａｓｅ（ｎ）が計算さ
れる（ステップＳ６）。

【００４８】

【数５】 ここで、位相ｐｈａｓｅ（ｎ）は、サンプリング点
（ｎ）において位相制御信号生成部２８により生成すべ
き位相制御信号（ｇｓ１１とｇｓ１４）の位相及び位相
制御信号（ｇｓ１２とｇｓ１３）の位相を決定する情報
であり、位相制御信号生成部２８はこれを受けて位相制
御信号（ｇｓ１１とｇｓ１４）の位相及び位相制御信号
（ｇｓ１２とｇｓ１３）の位相を決定する。

【００４９】一方、ステップＳ３における判断の結果、
電流指令値ｉｒ（ｎ＋１）が規定値ｉｄよりも小さい
（不連続状態）と判断されれば、推定電流値ｉｅ（ｎ）
及び指令電圧値ｖｉｒ（ｎ）を０（ゼロ）とする（ステ
ップＳ７）。

【００５０】そして、上述と同様にして、式（５）に基
づき位相ｐｈａｓｅ（ｎ）が計算され（ステップＳ
６）、かかる位相ｐｈａｓｅ（ｎ）に基づいて位相制御
信号（ｇｓ１１〜ｇｓ１４）を生成するための制御信号
が生成される。

【００５１】この場合、指令電圧値ｖｉｒ（ｎ）がゼロ
であるため、位相ｐｈａｓｅ（ｎ）はＴｓｗと等しくな
る。上述のとおり、Ｔｓｗは位相制御信号生成部２８に
より生成される位相制御信号の周期であるので、位相ｐ
ｈａｓｅ（ｎ）がＴｓｗと等しいということは、位相制
御信号ｇｓ１１とｇｓ１４の重なり部分が無くなるとと
もに、位相制御信号ｇｓ１２とｇｓ１３の重なり部分が
無くなることを意味する。これにより、スイッチング回
路２からは少なくとも１スイッチング周期に亘って電力
が出力されなくなる。

【００５２】図７（ａ）は、従来のスイッチング電源装
置における出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す
グラフであり、図７（ｂ）は、本実施態様にかかるスイ
ッチング電源装置における出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏ
との関係を示すグラフである。いずれも、出力電圧Ｖｏ
が１４．５Ｖに固定されるよう制御している。

【００５３】図７（ａ）に示されるように、従来のスイ
ッチング電源装置においては、出力電流Ｉｏがある値を
とる場合に出力電圧Ｖｏが大きく変動していることが分
かる。これは、不連続点付近においてスイッチング回路
２の制御量、つまり位相ｐｈａｓｅ（ｎ）が不適切であ
るために、スイッチング電源装置の出力が発振したため
である。これに対して、図７（ｂ）に示されるように、
本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、
出力電流Ｉｏの広い範囲に亘って出力電圧Ｖｏが極めて
安定していることが分かる。

【００５４】このように、本実施態様においては、イン
ダクタ電流ＩＬが連続状態である場合及び不連続状態で
あるにおいて、それぞれ適切な位相ｐｈａｓｅ（ｎ）を
得ることができる。すなわち、本実施態様においては、
インダクタ電流ＩＬが不連続状態であると判断された場
合、推定電流値ｉｅ（ｎ）及び指令電圧値ｖｉｒ（ｎ）
を０（ゼロ）としているので、必要以上に出力へ電力を
伝送することがなくなる。つまり、入力及び出力の条件
によらず適切な適切な位相ｐｈａｓｅ（ｎ）を得ること
ができる。

【００５５】これにより、本実施態様にかかるスイッチ
ング電源装置おいては、入力電圧が変動する場合であっ
ても、スイッチング回路２に入力される位相制御信号
（ＧＳ１１〜ＧＳ１４）の正確な値を得ることができる
ので、インダクタ電流ＩＬが連続状態である場合及び不
連続状態である場合のいずれにおいても、出力電圧Ｖｏ
を所望の値（Ｖｒｅｆ）に安定させることができる。さ
らに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置おいて
は、演算部２７にテーブルを設ける必要がないことか
ら、演算部２７に必要とされる回路規模を小さくするこ
とが可能となる。

【００５６】本発明は、以上の実施態様に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。

【００５７】すなわち、本発明の適用が可能なスイッチ
ング電源装置としては、図１に示した回路構成からなる
スイッチング電源装置に限らず、他の回路構成からなる
スイッチング電源装置についても適用可能である。他の
回路構成からなるスイッチング電源装置の一例を図８に
示す。本発明を、図８に示される回路構成からなるスイ
ッチング電源装置に適用した場合には、スイッチ素子１
０のオン期間をｔｏｎに基づいて定めればよい。もちろ
ん、これ以外の回路構成を有するスイッチング電源装置
にも本発明は適用可能であり、回路構成に応じ、スイッ
チング回路に対する制御を、位相ｐｈａｓｅ、オン期間
ｔｏｎのみならず、デューティ、オフ期間、周波数等の
信号を用いて行っても構わない。

【００５８】さらに、上記実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置においては、サンプル／ホールド回路２２は
インダクタ電流ＩＬの値をサンプリングし、これに基づ
いて演算部２７による演算が行われているが、インダク
タ電流ＩＬの代わりに、スイッチング回路２に流れる入
力電流、出力電流、又はスイッチ素子１１〜１４そのも
のに流れる電流（スイッチング電流）の値をサンプリン
グし、これに基づいて同様の演算を行っても構わない。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
入力電圧が変動する場合であっても、正しい動作タイミ
ングを得ることができるスイッチング電源装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置を示す回路図である。

【図２】ドライブ回路８の内部構成を概略的に示す回路
図である。

【図３】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置の基本動作を示す動作波形図である。

【図４】インダクタ電流ＩＬの波形の下端が０Ａである
状態を示す波形図である。

【図５】インダクタ電流ＩＬが不連続状態である場合を
示す波形図である。

【図６】スイッチング回路２の動作タイミングを決定す
るアルゴリズムを示すフローチャートである。

【図７】（ａ）は、従来のスイッチング電源装置におけ
る出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示すグラフで
あり、（ｂ）は、本実施態様にかかるスイッチング電源
装置における出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示
すグラフである。

【図８】他の回路構成からなるスイッチング電源装置の
一例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 直流入力電源 ２ スイッチング回路 ３ インダクタ ４ メイントランス ５ 出力整流回路 ６ 出力平滑回路 ７ 制御回路 ８ ドライブ回路 ９ 負荷 １０〜１４ スイッチ素子 １５，１６ ダイオード １７ インダクタ １８ コンデンサ １９ 電流検出回路 ２１，２２ サンプル／ホールド回路 ２４，２５ Ａ／Ｄコンバータ ２７ 演算部 ２８ 位相制御信号生成部 ３１〜３４ ドライバ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング動作により直流入力を交流
   に変換する直流−交流変換手段と、少なくともインダク
   タを有し前記交流を直流出力に変換する交流−直流変換
   手段と、前記直流−交流変換手段の前記スイッチング動
   作を制御する制御回路とを備え、前記制御回路が、前記
   インダクタに流れるインダクタ電流が連続状態であるか
   不連続状態であるかを判断する第１の手段と、前記イン
   ダクタ電流が連続状態であると判断された場合には所定
   のアルゴリズムに基づいて前記直流−交流変換手段の前
   記スイッチング動作を制御し、前記インダクタ電流が不
   連続状態であると判断された場合には少なくとも１スイ
   ッチング周期に亘って前記直流−交流変換手段からの電
   力の出力を停止させる第２の手段とを含むことを特徴と
   するスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記第２の手段による前記電力の出力の
   停止が、指令電圧値をゼロとすることにより行われるこ
   とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装
   置。
3. 【請求項３】 前記交流−直流変換手段が、前記交流を
   変圧するトランスと、前記トランスの出力を整流する出
   力整流回路と、前記インダクタを含み前記出力整流回路
   の出力を平滑する出力平滑回路とを備えることを特徴と
   する請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。