JP5239917B2

JP5239917B2 - 力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器

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Publication number: JP5239917B2
Application number: JP2009024609A
Authority: JP
Inventors: 聡富岡
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2009-02-05
Filing date: 2009-02-05
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2029-02-05
Also published as: JP2010183726A

Description

本発明は、例えば所望の出力電圧を得るスイッチング電源装置内に組み込まれ、また主なアプリケーションとして、コンピュータや薄型テレビなどの分散給電システムにも適用可能な力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器に関する。

従来から知られている力率改善コンバータの回路図を図４に示す。この回路構成は、例えば特許文献１などにも開示される。同図において、１は力率改善コンバータに交流入力電圧Ｖinを供給する入力電源、２は前記入力電圧Ｖinを全波整流して直流に変換する整流器としてのブリッジダイオードであり、当該ブリッジダイオード２の整流出力が昇圧コンバータ３に印加される。昇圧コンバータ３は周知のように、インダクタ４と、スイッチング素子５と、ダイオード６および平滑コンデンサ７とを備えており、スイッチング素子５のオン期間中に、ブリッジダイオード２からの整流電圧がインダクタ４に印加され、これによりインダクタ４にエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子５のオフ期間中に、入力電源２からのエネルギーにインダクタ４のエネルギーが重畳し、これによりダイオード６を通して平滑コンデンサ７が充電され、平滑コンデンサ７の両端間に入力電圧Ｖinよりも高い昇圧電圧Ｖ１が発生する構成となっている。

１１は、前記昇圧電圧Ｖ１を所望の直流出力電圧Ｖ_Ｏに変換するＤＣ−ＤＣコンバータである。このＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、フルブリッジ型インバータをなす４個のスイッチング素子１２〜１５およびトランス１６の他に、トランス１６の出力側すなわち二次側回路としてそれぞれ設けられるダイオード１７，１８と、インダクタ１９と、平滑コンデンサ２０とを備えており、平滑コンデンサ２０の両端間に発生した出力電圧Ｖ_Ｏを負荷抵抗２１に供給する構成となっている。なお、各スイッチング素子５，１２〜１５の両端（ここではソースとドレイン）間に各々接続するダイオードは、スイッチング素子５，１２〜１５としてＭＯＳ型ＦＥＴ内に存在するボディダイオードである。

ここでは、昇圧コンバータ３を構成するスイッチング素子５にパルス駆動信号を供給する第１の制御回路２２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１を構成する各スイッチング素子１２〜１５に別なパルス駆動信号を供給する第２の制御回路２３がそれぞれ設けられる。第１の制御回路２２は、前記ブリッジダイオード２からの整流電圧と整流電流を各々監視して、入力電源２からの入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinの波形と比例させ、且つ、昇圧コンバータ３の出力電圧である昇圧電圧Ｖcapを監視して、この昇圧電圧Ｖ１の値が所望の値となるように、前記スイッチング素子５に与えるパルス駆動信号の時比率（デューティサイクル）を可変制御する。また第２の制御回路２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｏを監視して、この出力電圧Ｖ_Ｏの値が所望の値となるように、前記スイッチング素子１２〜１５に与えるパルス駆動信号の時比率を可変制御するようになっている。

前記第２の制御回路２３は、対をなすスイッチング素子１３，１５とスイッチング素子１２，１４を、全てのスイッチング素子１２〜１５がオフになる期間を持たせつつ交互にオン・オフさせるパルス駆動信号を、これらのスイッチング素子１２〜１５に供給する。その結果、トランス１６の一次巻線１６Ａに正負交互の昇圧電圧Ｖcapが印加され、これに比例した電圧がトランス１６の二次巻線１６Ｂに誘起される。当該二次巻線１６Ｂに誘起した電圧は、ダイオード１７，１８と、インダクタ１９と、平滑コンデンサ２０を通して整流平滑され、所望の出力電圧Ｖ_Ｏが負荷抵抗２１に供給される。

このように、図４に示す従来の力率改善コンバータは、力率改善を行なうための昇圧コンバータ３と、トランス１６により絶縁した出力電圧Ｖｏを得るＤＣ−ＤＣコンバータ１１とを備えている。しかし、こうした２段構成のコンバータでは、電力変換効率の低下を招く上に、昇圧コンバータ３とＤＣ−ＤＣコンバータ１１のそれぞれに電圧調整用の制御回路２２，２３が必要となり、構成が複雑となる。

そこで、図４に代わる力率改善コンバータとして、既に図５に示すような回路構成が、本願出願人によって提案されている（特許文献２参照）。同図からも明らかなように、ここでは前述した入力電源１やブリッジダイオード２の他に、ブリッジダイオード２からの整流電圧を所望の出力電圧Ｖ_Ｏに変換する単独のスイッチングコンバータ３１が設けられる。当該スイッチングコンバータ３１は、４個のスイッチング素子１２〜１５と、トランス１６と、ダイオード１７，１８と、インダクタ１９と、平滑コンデンサ２０の他に、２個の昇圧インダクタ３２，３３と、２個のコンデンサ３４，３５を備えて構成される。なお、３６はトランス１６の漏れインダクタンスを等価的に示したものである。

図５に示す力率改善コンバータは、力率を改善し、且つ安定した出力電圧Ｖ_Ｏを負荷抵抗２１に送り出すことができる高効率な方式であり、その構成も一段だけのスイッチングコンバータ３１に簡素化されている。ここで図示しない制御回路は、力率改善を行なうために入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinの波形と比例させ、且つ出力電圧Ｖ_Ｏが所望の値となるように、各スイッチング素子１２〜１５にそれぞれパルス駆動信号を供給し、力率改善コンバータとしての電力を調整する。

特開平８−２９４２８３号公報特許第４０９３１１６号公報

上記従来技術において、図５に示す回路構成では、図示しない制御回路によって、前記各スイッチング素子１２〜１５を同じ周期で、且つスイッチング素子１３，１５が同じ時比率となり、スイッチング素子１２，１４が同じ時比率となるように動作させ、さらにはスイッチング素子１２，１５がオンになり、スイッチング素子１３，１４がオフになる第１の期間と、スイッチング素子１３，１５がオンになり、スイッチング素子１２，１４がオフになる第２の期間と、スイッチング素子１３，１４がオンになり、スイッチング素子１２，１５がオフになる第３の期間と、スイッチング素子１３，１５がオンになり、スイッチング素子１２，１４がオフになる第４の期間が順に現れるように、スイッチング素子１２，１３を同時に且つオン・オフが逆の状態でスイッチング動作させ、このスイッチング素子１２，１３に対し位相差をもたせつつ、スイッチング素子１４，１５を同時に且つオン・オフが逆の状態でスイッチング動作させている。そして、上記力率改善コンバータとしての電力の調整は、各スイッチング素子１２〜１５の時比率Ｄを可変制御することで行なわれる。

ここで、時比率Ｄに対するトランス１６の入力側すなわち一次側にあるコンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１およびコンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２は、次の式で表わせる。

一方、トランス１６の一次巻線１６Ａと二次巻線１６Ｂとの巻数比をｎ（但し、ここでは二次巻線１６Ｂのセンタータップで二分割された各分割巻線を１とし、そのときの一次巻線１６Ａの巻数比をｎとする）とし、トランス１６の二次側にある出力インダクタ１９のインダクタンス値をＬ_Ｏとし、トランス１６の励磁インダクタンスをＬ_Ｐとし、トランス１６の一次巻線１６Ａに直列接続された漏れインダクタンス３６の値をＬ_Ｌとし、負荷抵抗２１の抵抗値をＲ_Ｏとし、各スイッチング素子１２〜１５のスイッチング周期をＴとすると、出力電圧Ｖ_Ｏは次の式で表わせる。

上式において、Ｋ，ｋ_１およびｋ_２は、それぞれ次の式で表わせる。

前記コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１は、昇圧インダクタ３２と、スイッチング素子１２，１３と、コンデンサ３４とからなる第１の昇圧コンバータ回路４１の出力電圧に相当する。同様に、コンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２は、昇圧インダクタ３３と、スイッチング素子１４，１５と、コンデンサ３５とからなる第２の昇圧コンバータ回路４２の出力電圧に相当する。各昇圧コンバータ回路４１，４２の入力力率を１近くに改善するためには、Ｖ１＞ＶinおよびＶ２＞Ｖin、すなわち各両端間電圧Ｖ１，Ｖ２が入力電圧Ｖinよりも高くなければならず、例えば入力電圧Ｖinを85ＶＡＣ〜265ＶＡＣのような範囲にする場合は、各両端間電圧Ｖ１，Ｖ２を1.4×265＝371Ｖ以上にしなければならない。一般には、両端間電圧Ｖ１，Ｖ２が380〜400Ｖ程度となるように設定される。

ところが、力率改善コンバータとしての出力電圧Ｖ_Ｏは、負荷装置（負荷抵抗２１）を安定に動作させるために一定でなければならない。しかし、上記数１および数２の各式から明らかなように、両式は比例関係にはないため、時比率Ｄを制御して一方の電圧値を一定になるようにすると、他方の電圧値は所望の電圧範囲を大きく外れてしまう。図６は、時比率Ｄを変化させたときのコンデンサ３４，３５の両端間電圧Ｖ１，Ｖ２と、負荷抵抗２１に供給される出力電圧Ｖ_Ｏの各値を示している。また別な図７は、コンデンサ３４，３５の両端間電圧Ｖ１，Ｖ２が390Ｖになるように時比率Ｄを制御したときの、入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖ_Ｏの変動範囲を、スイッチング周波数ｆ（＝１／Ｔ）毎に示したものである。

本発明は上記問題点に着目してなされたもので、力率の改善を図りつつも、トランスの入力側電圧を安定化させると共に、出力電圧の安定化も同時に達成できる力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器を提供することを、その目的とする。

本発明の力率改善コンバータは、上記目的を達成するために、入力電源からの入力電流を入力電圧の波形と近似させるために、第１の昇圧インダクタ，第１のスイッチ回路および第１のコンデンサを備えてなる第１の昇圧コンバータと、第２の昇圧インダクタ，第２のスイッチ回路および第２のコンデンサを備えてなる第２の昇圧コンバータとを有し、前記第１の昇圧コンバータおよび前記第２の昇圧コンバータで各々昇圧した電圧を、トランスによって出力側に絶縁伝送して出力電圧を得ると共に、前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を構成する複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段を備えた力率改善コンバータにおいて、前記制御手段は、前記トランスの入力側電圧である前記第１のコンデンサの両端間電圧または前記第２のコンデンサの両端間電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子の時比率を調整する第１のフィードバック手段と、前記出力電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する第２のフィードバック手段とを備えている。

こうすると第１のフィードバック手段は、入力電源からの入力電流を入力電圧の波形と近似させつつ、トランスの入力側電圧が一定値となるように、各スイッチング素子の時比率を調整する一方で、第２のフィードバック手段は、出力電圧が一定値となるように各スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する。トランスの入力側電圧と出力電圧はそもそも比例関係にはないが、第１のフィードバック手段で時比率変調制御を行なう一方で、第２のフィードバック手段で周波数変調制御を行なうことで、トランスの入力側電圧と出力電圧をそれぞれ所望の値に安定化することができる。

そしてこれは、入力電源からの入力電流を入力電圧の波形と近似させるために、第１の昇圧インダクタ，第１のスイッチ回路および第１のコンデンサを備えてなる第１の昇圧コンバータと、第２の昇圧インダクタ，第２のスイッチ回路および第２のコンデンサを備えてなる第２の昇圧コンバータとを有し、前記第１の昇圧コンバータおよび前記第２の昇圧コンバータで各々昇圧した電圧を、トランスによって出力側に絶縁伝送して出力電圧を得るスイッチングコンバータに接続され、前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を構成する複数のスイッチング素子をスイッチング制御する力率改善コンバータ制御器において、前記トランスの入力側電圧である前記第１のコンデンサの両端間電圧または前記第２のコンデンサの両端間電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子の時比率を調整する第１のフィードバック手段と、前記出力電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する第２のフィードバック手段とを備えた力率改善コンバータ制御器にも、同じことがいえる。

また上記力率改善コンバータにおいて、前記第１のスイッチ回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とにより構成され、前記第２のスイッチ回路は、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とにより構成され、前記第１のスイッチング素子がオンし、前記第２のスイッチング素子がオフする期間に、前記第１の昇圧インダクタにエネルギーを蓄え、前記第１のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子がオンする期間に、前記第１の昇圧インダクタに蓄えられたエネルギーを利用して、前記入力電圧よりも高い電圧で前記第１のコンデンサを充電するように前記第１の昇圧コンバータを構成し、前記第３のスイッチング素子がオンし、前記第４のスイッチング素子がオフする期間に、前記第２の昇圧インダクタにエネルギーを蓄え、前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第４のスイッチング素子がオンする期間に、前記第２の昇圧インダクタに蓄えられたエネルギーを利用して、前記入力電圧よりも高い電圧で前記第２のコンデンサを充電するように前記第２の昇圧コンバータを構成し、前記第１のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子がオンする期間に、前記第３のスイッチング素子がオンすると、前記入力電源，前記第１の昇圧インダクタおよび前記第１のコンデンサのエネルギーが、前記トランスの入力側巻線の一端から他端に伝送され、前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第４のスイッチング素子がオンする期間に、前記第１のスイッチング素子がオンすると、前記入力電源，前記第２の昇圧インダクタおよび前記第２のコンデンサのエネルギーが、前記トランスの入力側巻線の他端から一端に伝送されるように構成するのが好ましい。

こうすると、第１の昇圧コンバータおよび第２の昇圧コンバータにおいて、各々入力電圧よりも高い電圧を生成できると共に、トランスの入力側巻線の一端および他端から、それぞれエネルギーを伝送することができる。

さらに上記構成の力率改善コンバータでは、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とを、位相差を持たせつつ等しい時比率でオン・オフ駆動させると共に、前記第１のスイッチング素子と反転して前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させ、前記第３のスイッチング素子と反転して前記第４のスイッチング素子をオン・オフ駆動させるパルス駆動信号を、前記第１〜第４の各スイッチング素子に供給する駆動信号生成手段を、前記制御手段に備えるのが好ましい。

このような駆動信号生成手段を制御手段に組み込むことで、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子には、お互いに所定の位相差を有して、等しい時比率で当該第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とをオン・オフ駆動させるパルス駆動信号を与えることができると共に、第２のスイッチング素子には第１のスイッチング素子と反転したパルス駆動信号を与え、さらに第４のスイッチング素子には第３のスイッチング素子と反転したパルス駆動信号を与えることが可能になる。

本発明の力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器によれば、力率の改善を図りつつも、トランスの入力側電圧を安定化させると共に、出力電圧の安定化も同時に達成することが可能になる。

また、第１の昇圧コンバータおよび第２の昇圧コンバータにおいて、各々入力電圧よりも高い電圧を生成し、トランスの入力側巻線の一端および他端に、それぞれエネルギーを伝送することで、力率改善コンバータとして効率の良い電力伝送を達成できる。

さらに、駆動信号生成手段を制御手段に組み込むことで、トランスの入力側電圧と出力電圧をそれぞれ所望の値に安定化できるようなパルス駆動信号を、各スイッチング素子に対して適切なタイミングで供給することが可能になる。

本発明の一実施例を示す力率改善コンバータの回路図である。同上、制御回路内部の回路構成図である。同上、各部の動作を示す波形図である。従来例における力率改善コンバータの回路図である。図４を改良した別な従来例における力率改善コンバータの回路図である。時比率Ｄに対する両端間電圧Ｖ１，Ｖ２および出力電圧Ｖ_Ｏの関係を示したグラフである。両端間Ｖ１，Ｖ２を一定に制御した場合の入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖ_Ｏの変動範囲を、スイッチング周波数別に示したグラフである。

以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例について説明する。図１は、本発明で提案する力率改善コンバータの一例を示すもので、図中の制御回路４３を除く回路構成は、前記図５で示したものと共通している。制御回路４３内の構成については、別な図２を参照しながら後程詳しく説明するが、この制御回路４３は、スイッチングコンバータ３１と共に力率改善コンバータの主要な構成として設けられていても、或いはスイッチングコンバータ３１を備えた力率改善コンバータに接続可能な、独立した制御器として設けられていてもよい。

図１において、ここでのスイッチングコンバータ３１は前述したように、２つの昇圧コンバータすなわち第１の昇圧コンバータ回路４１と第２の昇圧コンバータ回路４２を備えており、各昇圧コンバータ回路４１，４２からの出力エネルギーが、一次巻線１６Ａと二次巻線１６Ｂとを絶縁するトランス１６を通して伝送され、当該伝送出力をダイオード１７，１８と、インダクタ１９と、平滑コンデンサ２０とからなる二次側回路によって整流平滑することで、負荷抵抗２１に出力電圧Ｖ_Ｏとして供給する構成となっている。

第１の昇圧コンバータ回路４１は、入力電源１からの入力電圧Ｖinを整流するブリッジダイオード２の出力端間に、昇圧インダクタ３２とスイッチング素子１２との直列回路を接続し、このスイッチング素子１２の両端間に別なスイッチング素子１３とコンデンサ３４との直列回路を接続して構成される。同様に、第２の昇圧コンバータ回路４１は、ブリッジダイオード２の出力端間に昇圧インダクタ３３とスイッチング素子１４との直列回路を接続し、このスイッチング素子１４の両端間に別なスイッチング素子１５とコンデンサ３５との直列回路を接続して構成される。そして、一方のスイッチング素子１２，１３の直列回路はコンデンサ３４の両端間に接続され、他方のスイッチング素子１４，１５の直列回路はコンデンサ３５の両端間に接続され、さらにスイッチング素子１２，１３の接続点と、スイッチング素子１４，１５の接続点との間に、トランス１６の一次巻線１６Ａが接続される。なお、本図ではコンデンサ３４，３５が別々に設けられているが、共通する単独コンデンサにスイッチング素子１２，１３およびスイッチング素子１４，１５の各直列回路を接続してもよい。

ここでの第１の昇圧コンバータ回路４１は、スイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１３がオフする期間に、昇圧インダクタ３２にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１２がオフし、スイッチング素子１３がオンする期間に、入力電圧Ｖinよりも高い電圧Ｖ１でコンデンサ３４を充電する。そして、このスイッチング素子１２がオフし、スイッチング素子１３がオンする期間に、別のスイッチング素子１４がオンすれば、入力電源１からのエネルギーに昇圧インダクタ３２およびコンデンサ３４のエネルギーを重畳させたものを、トランス１６の一次巻線１６Ａに伝送することができる。また同様に、第２の昇圧コンバータ回路４２は、スイッチング素子１４がオンし、スイッチング素子１５がオフする期間に、昇圧インダクタ３３にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１４がオフし、スイッチング素子１５がオンする期間に、入力電圧Ｖinよりも高い電圧Ｖ２でコンデンサ35を充電する。そして、このスイッチング素子１４がオフし、スイッチング素子１５がオンする期間に、別のスイッチ素子１２がオンすれば、入力電源１からのエネルギーに昇圧インダクタ３３およびコンデンサ３５のエネルギーを重畳させたものを、トランス１６の一次巻線１６Ａに伝送することができる。

一方、トランス１６の二次側において、当該トランス１６の二次巻線１６Ｂはセンタータップを有しており、二次巻線１６Ｂの各端にはそれぞれダイオード１７，１８のアノードが接続されると共に、このダイオード１７，１８のカソードどうしがインダクタ１９の一端に接続される。また、インダクタ１９の他端と二次巻線１６Ｂのセンタータップとの間には平滑コンデンサ２０が接続され、この平滑コンデンサ２０の両端間に負荷装置である負荷抵抗２１が接続される。なお、ここでの出力側回路は、いわゆる二次巻線１６Ｂにセンタータップを備えたセンタータップ型で、且つダイオード１７，１８と平滑コンデンサ２０との間にインダクタ１９を介在させたチョークコイルインプット型の整流平滑回路であるが、代わりにブリッジ構成のダイオードにより二次巻線１６Ｂの誘起電圧を全波整流するフルブリッジ型や、インダクタ１９が存在しないコンデンサインプット型のものを採用してもよい。

４３は、後述する各出力端子８３，８５，８７，８９から、対応するスイッチング素子１２〜１５に適切なパルス駆動信号を供給する制御回路である。図２は、制御回路４３の内部構成を示したものであるが、ここでの制御回路４３は、入力電圧Ｖinや負荷抵抗２１への負荷電流に変動が生じた場合であっても、トランス１６の一次側電圧であるコンデンサ３４，３５の両端間電圧Ｖ１，Ｖ２が所望の電圧値となるように、各スイッチング素子１２〜１５の時比率Ｄを調整する第１のフィードバック回路５１と、出力電圧Ｖｏを一定にするために、各スイッチング素子１２〜１５のスイッチング周波数ｆを調整する第２のフィードバック回路５２とをそれぞれ備えている点が注目される。

制御回路４３の各部の構成を詳しく説明すると、第１のフィードバック回路５１は、前記入力電圧Ｖinを監視するために、ブリッジダイオード２の整流電圧が印加される第１のモニター端子５２と、前記トランス１６の一次側電圧を監視するために、コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１が印加される第２のモニター端子５３と、前記負荷電流を監視するために、ブリッジダイオード２からスイッチングコンバータ３１への入力電流Ｉinに応じた検出信号が印加される第３のモニター端子５４とを備えている。なお変形例として、例えば第１のモニター端子５２には入力電圧Ｖinを直接印加してもよく、第２のモニター端子５２にはコンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２を印加してもよく、第３のモニター端子５４には負荷電流に応じた検出信号を直接印加してもよい。

その他に第１のフィードバック回路５１は、前記第１のモニター端子５２への印加電圧を分圧する分圧抵抗５５，５６と、第２のモニター端子５３への印加電圧を分圧する別な分圧抵抗５７，５８と、第３のモニター端子５４への検出信号を電圧値に変換する抵抗５９と、抵抗５７，５８で分圧した電圧値と基準電源６０からの基準電圧値ＶREF1との差を増幅して出力する誤差増幅器６１と、前記抵抗５５，５６で分圧した電圧値と誤差増幅器６０で得られた出力電圧値とを乗算する乗算器６２と、前記抵抗５９で得られた検出信号の電圧値と乗算器６２からの出力電圧値との比較結果を出力する電流アンプ６３とを備えている。なお、６４，６５は誤差増幅器６１の帰還ループを形成する抵抗およびコンデンサであり、６６，６７は電流アンプ６３の帰還ループを形成する抵抗およびコンデンサである。

第２のフィードバック回路５２は、前記出力電圧Ｖ_Ｏを監視するために、当該出力電圧Ｖ_Ｏが直接印加される第４のモニター端子７１を備えている。その他に第２のフィードバック回路５２は、第４のモニター端子７１への印加電圧を分圧する分圧抵抗７２，７３と、この抵抗７２，７３で分圧した電圧値と基準電源７４からの基準電圧値ＶREF2との差を増幅して出力する誤差増幅器７５と、誤差増幅器６０からの出力電圧値に応じて変化する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振器７６と、電圧制御発振器７６からの発振信号を180°位相シフトさせる位相シフト器７７とを備えている。なお、７８，７９は誤差増幅器６１の帰還ループを形成する抵抗およびコンデンサである。

さらに、前記第１および第２のフィードバック回路５１，５２に共通して、各スイッチング素子１２〜１５の制御端子であるゲートに所望のタイミングでパルス駆動信号を供給する駆動信号生成回路５３が設けられる。当該駆動信号生成回路５３は、電流アンプ６３からの出力信号と電圧制御発振器７６からの発振信号との比較結果に基づくパルス信号を生成し出力する第１の比較器８１と、電流アンプ６３からの出力信号と位相シフト器７７で得られた位相シフト発振信号との比較結果に基づくパルス信号を生成し出力する第２の比較器８２と、第１の比較器８１からの出力信号を反転せずに増幅して、第１の出力端子８３からスイッチング素子１２に第１のパルス駆動信号Drive1を供給する第１の増幅器８４と、第１の比較器８１からの出力信号を反転増幅して、第２の出力端子８５からスイッチング素子１３に第２のパルス駆動信号Drive2を供給する第１の反転増幅器８６と、第２の比較器８２からの出力信号を反転せずに増幅して、第３の出力端子８７からスイッチング素子１４に第３のパルス駆動信号Drive3を供給する第２の増幅器８８と、第２の比較器８２からの出力信号を反転増幅して、第４の出力端子８９からスイッチング素子１５に第２のパルス駆動信号Drive4を供給する第２の反転増幅器９０とを備えて構成される。

このように、電流アンプ６３からの出力信号と電圧制御発振器７６からの発振信号を第１の比較器８１の各入力端子に供給すると共に、電流アンプ６３からの出力信号と位相シフト器７７からの位相シフト発振信号とを第２の比較器８２の各入力端子に供給することで、第１の比較器８１と第２の比較器８２の各出力端子からは、同じ周期および時比率を有するものの、お互いに位相が180°シフトしたパルス出力信号が生成される。そして、第１の比較器８１の出力端子に第１の増幅器８４と第１の反転増幅器８６を接続することで、第１の昇圧コンバータ回路４１を構成するスイッチング素子１２，１３を同時に、且つオン・オフが逆の状態でスイッチング動作させるようなパルス駆動信号Drive1，Drive2が生成される。同様に、共通する第２の比較器８２の出力端子に第２の増幅器８８と第２の反転増幅器９０を接続することで、前記スイッチング素子１２，１３に対して180°の位相差をもたせつつ、第２の昇圧コンバータ回路４２を構成するスイッチング素子１４，１５を同時に、且つオン・オフが逆の状態でスイッチング動作させるパルス駆動信号Drive3，Drive4が生成される。

さらには、第１の増幅器８４と第２の増幅器８８がスイッチング素子１２，１４にそれぞれ接続され、また第２の反転増幅器８６と第２の反転増幅器９０がスイッチング素子１３，１５にそれぞれ接続されている関係で、全てのスイッチング素子１２〜１５は同じ周期で、且つスイッチング素子１２，１４が同じ時比率（例えばＤ）となる一方で、スイッチング素子１３，１５が同じ時比率（例えば１−Ｄ）となるように動作すると共に、スイッチング素子１２，１５がオンになり、スイッチング素子１３，１４がオフになる第１の期間と、スイッチング素子１３，１５がオンになり、スイッチング素子１２，１４がオフになる第２の期間と、スイッチング素子１３，１４がオンになり、スイッチング素子１２，１５がオフになる第３の期間と、スイッチング素子１３，１５がオンになり、スイッチング素子１２，１４がオフになる第４の期間が順に現れるようになる。

前述のように制御回路４３は、第１の昇圧コンバータ回路４１を構成するスイッチング素子１２，１３と、第２の昇圧コンバータ回路４２を構成するスイッチング素子１４，１５を、位相差をもたせてスイッチング動作させるが、とりわけ実施例のように80°の位相差をもたせると、各昇圧インダクタ３２，３３の電流位相が180°異なって、昇圧インダクタ３２，３３の各電流を合計した入力電流のリップル成分を、効果的に低減することができる。また、スイッチング素子１２，１３とスイッチング素子１４，１５は独立して制御されるため、既存の力率改善コンバータに対して、本実施例における制御回路４３をそのまま使用することができる。

次に、上記構成についてその作用を図３の波形図を参照しながら説明する。なおこの図３において、Ｖgs13はスイッチング素子１３のゲート・ソース間電圧、Ｖgs15はスイッチング素子１５のゲート・ソース間電圧、Ｖgs12はスイッチング素子１２のゲート・ソース間電圧、Ｖgs14はスイッチング素子１４のゲート・ソース間電圧、ｉ32，ｉ33は昇圧インダクタ３２，３３を流れる電流（但し、実線が電流ｉ32、破線が電流ｉ33）、ｉ12はスイッチング素子１２のドレイン・ソース間電流、ｉ13はスイッチング素子１３のドレイン・ソース間電流、Ｖ12はスイッチング素子１２のドレイン・ソース間電圧、ｉ17，ｉ18はダイオード１７，１８を流れる電流（但し、実線が電流ｉ17、破線が電流ｉ18）である。

本実施例では、各スイッチング素子１２〜１５の動作状態を、各周期Ｔ毎に４つの期間Ａ〜Ｄに分けて考える。なお、スイッチング素子１２，１３、あるいはスイッチング素子１４，１５が同時にオンすることを避けるために、この図ではスイッチング素子１２，１３、あるいはスイッチング素子１４，１５のオン・オフ切換わり時にデッドタイムｔdを設けている。これは制御回路４３において、図示しない遅延手段を設けることで実現できるが、以下の動作説明では無視する。

先ず、ｔ０からｔ１の期間Ａにおいて、ここでは制御回路４３からの各パルス駆動信号Drive1〜Drive4によって、スイッチング素子１２，１３のオン・オフが切換わり、スイッチング素子１２，１５がオンし、スイッチング素子１３，１４がオフする。第１の昇圧コンバータ回路４１側では、スイッチング素子１２がオンしている関係で、昇圧インダクタ３２にブリッジダイオード２ひいては入力電源１からのエネルギーが蓄えられ、昇圧インダクタ３２を流れる電流ｉ32は傾斜上昇する。これに対して、第２の昇圧コンバータ回路４２側では、スイッチング素子１５がオンしている関係で、それまでコンデンサ３５に蓄えられていたエネルギーと、その他に昇圧インダクタ３３に蓄えられていたエネルギーと、入力電源１からのエネルギーが、トランス１６の一次巻線１６Ａからスイッチング素子１２を通過する一次側電流として流れ、トランス１６の二次巻線１６Ｂはドット側に正極性の電圧が誘起される。したがって、トランス１６の二次側において一方のダイオード１７がオンし、このダイオード１７を介してインダクタ１９と平滑コンデンサ２０と負荷抵抗２１にエネルギーが送り出される。

なお、この期間Ａにおけるトランス１６の一次巻線１６Ａの両端間電圧は、コンデンサ３５の両端間電圧によってクランプされ、それ以上に跳ね上がることはない。また昇圧インダクタ３３を流れる電流ｉ33は、そこからエネルギーが放出しているため傾斜減少し続ける。

次のｔ１からｔ２の期間Ｂになると、制御回路４３からの各パルス駆動信号Drive1〜Drive4によって、第１の昇圧コンバータ回路４１を構成するスイッチング素子１２，１３のオン・オフが再び切換わり、結果的にスイッチング素子１３，１５がオンし、スイッチング素子１２，１４がオフする。この場合、昇圧インダクタ３２に蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子１３を通してコンデンサ３４に移動すると共に、昇圧インダクタ３３に蓄えられていたエネルギーも、別のスイッチング素子１５を通してコンデンサ３５に移動して、このコンデンサ３５が充電される。したがって、昇圧インダクタ３２を流れる電流ｉ32および昇圧インダクタ３３を流れる電流ｉ33は、いずれも傾斜減少する。

ｔ２からｔ３の期間Ｃになると、制御回路４３からの各パルス駆動信号Drive1〜Drive4によって、今度は第２の昇圧コンバータ回路４２を構成するスイッチング素子１４，１５のオン・オフが切換わり、スイッチング素子１３，１４がオンし、スイッチング素子１２，１５がオフする。第２の昇圧コンバータ回路４２側では、スイッチング素子１４がオンしている関係で、昇圧インダクタ３３にブリッジダイオード２ひいては入力電源１からのエネルギーが蓄えられ、昇圧インダクタ３３を流れる電流ｉ33は傾斜上昇する。これに対して、第１の昇圧コンバータ回路４１側では、スイッチング素子１３がオンしている関係で、それまでコンデンサ３４に蓄えられていたエネルギーと、その他に昇圧インダクタ３２に蓄えられていたエネルギーと、入力電源１からのエネルギーが、トランス１６の一次巻線１６Ａからスイッチング素子１４を通過する一次側電流として流れ、トランス１６の二次巻線１６Ｂは非ドット側に正極性の電圧が誘起される。したがって、トランス１６の二次側において他方のダイオード１８がオンし、このダイオード１８を介してインダクタ１９と平滑コンデンサ２０と負荷抵抗２１にエネルギーが送り出される。

この期間Ｃにおけるトランス１６の一次巻線１６Ａの両端間電圧も、コンデンサ３４の両端間電圧によってクランプされ、それ以上に跳ね上がることはない。また昇圧インダクタ３２を流れる電流ｉ32は、そこからエネルギーが放出しているため傾斜減少し続ける。

最後のｔ３からｔ４の期間Ｄでは、制御回路４３からの各パルス駆動信号Drive1〜Drive4によって、第２の昇圧コンバータ回路４２を構成するスイッチング素子１４，１５のオン・オフが再び切換わり、期間Ｂと同じくスイッチング素子１３，１５がオンし、スイッチング素子１２，１４がオフする。この場合、昇圧インダクタ３２に蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子１３を通してコンデンサ３４に移動すると共に、昇圧インダクタ３３に蓄えられていたエネルギーも、別のスイッチング素子１５を通してコンデンサ３５に移動して、このコンデンサ３５が充電される。したがって、昇圧インダクタ３２を流れる電流ｉ32および昇圧インダクタ３３を流れる電流ｉ33は、いずれも傾斜減少する。

因みに、この期間Ｄにおいて、スイッチング素子１３がターンオフする前に、昇圧インダクタ３２を流れる電流ｉ32の向きが逆（負）方向になるように、昇圧インダクタ３２のインダクタンス値を設定すると、昇圧インダクタ３２からのエネルギーがコンデンサ３４に放出した後に、スイッチング素子１２の寄生容量に充電されていた電荷が、昇圧インダクタ３２を流れる逆向きの電流ｉ32として流れ、スイッチング素子１２のドレイン・ソース間電圧Ｖ12を零にするので、スイッチング素子１２がターンオンする際にゼロボルトスイッチングが達成される。同様に、スイッチング素子１５がターンオフする前に、昇圧インダクタ３３を流れる電流ｉ33の向きが逆（負）方向になるように、昇圧インダクタ３３のインダクタンス値を設定すれば、スイッチング素子１４がターンオンする際にゼロボルトスイッチングを達成することができる。

また、上記一連の動作中に、制御回路４３を構成する第１のフィードバック回路５１は、トランス１６の一次側電圧を監視するために、コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１を第２のモニター端子５３から取り込んで、その分圧した電圧と基準電圧値ＶREF1との差を、誤差増幅器６１から乗算器６２に出力する。乗算器６２では、第１のモニター端子５２から取り込んだブリッジダイオード２の整流電圧と、誤差増幅器６１からの出力電圧が乗算され、それにより前記コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１の変動に応じた脈動波形が生成される。一方、別な第３のモニター端子５４には、負荷電流に比例した検出信号が取り込まれ、その検出信号と乗算器６２からの出力電圧との比較結果に応じたオン時間幅を有する出力信号が、第１の比較器８１および第２の比較器８２にそれぞれ送り出される。このようにして得られた出力信号に基づいて、駆動信号生成回路５３から各スイッチング素子１２〜１５に供給するパルス駆動信号Drive1〜Drive4のオン時間幅を規定することで、スイッチングコンバータ３１に取り込まれる入力電流Ｉinを概略正弦波状に成形して、入力電源１からの入力電圧Ｖinの波形と近似させると共に、コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１およびコンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２を、所望の値に安定化させることが可能になる。

また、別な第１のフィードバック回路５１は、出力電圧Ｖ_Ｏを第４のモニター端子７１から取り込んで、その分圧した電圧と基準電圧値ＶREF2との差を、誤差増幅器７５から電圧制御発振器７６に出力する。電圧制御発振器７６は、出力電圧Ｖ_Ｏに応じてその周波数が変動するような発振信号を、そのまま第１の比較器８１に出力すると共に、位相シフト器７７で例えば180°位相シフトさせて、別な第２の比較器８２に出力する。このようにして得られた発振信号に基づいて、駆動信号生成回路５３から各スイッチング素子１２〜１５に供給するパルス駆動信号Drive1〜Drive4のパルス周波数を規定することで、力率改善コンバータの出力電圧Ｖ_Ｏを、所望の値に安定化させることが可能になる。

本発明は、トランス１６の一次側電圧に相当するコンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１やコンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２が、上記数１によって何れもスイッチング素子１２〜１５のスイッチング周期Ｔに対するオン時間ｔonの比、すなわち時比率Ｄの関数で表わされるのに対して、出力電圧Ｖ_Ｏが別な数２によって、時比率Ｄおよびスイッチング周期Ｔの関数であることに着目してなされている。

つまり、トランス１６の一次側電圧はスイッチング周期Ｔに依存しないことから、コンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１を時比率Ｄで制御する一方で、出力電圧Ｖ_Ｏはスイッチング周期Ｔで制御すれば、力率改善コンバータとしてスイッチングコンバータ３１を一段だけに簡素化した高効率な方式の構成でありながら、トランス１６の一次側電圧のみならず出力電圧Ｖ_Ｏをも目的の値に安定化させることが可能になる。

このように、本実施例の力率改善コンバータは、入力電源１からの入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinの波形と近似させるために、第１の昇圧インダクタ３２，第１のスイッチ回路であるスイッチング素子１２，１３および第１のコンデンサ３４を備えてなる第１の昇圧コンバータとしての昇圧コンバータ回路４１と、第２の昇圧インダクタ３３，第２のスイッチ回路であるスイッチング素子１４，１５および第２のコンデンサ３５を備えてなる第２の昇圧コンバータとしての昇圧コンバータ回路４２とを有し、第１の昇圧コンバータ回路４１と第２の昇圧コンバータ回路４２で各々昇圧した電圧Ｖ１，Ｖ２を、トランス１６によって出力側に絶縁伝送して出力電圧Ｖ_Ｏを得るスイッチングコンバータ３１を備えると共に、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路を構成する複数のスイッチング素子１２〜１５をスイッチング制御する制御手段としての制御回路４３を備えた力率改善コンバータにおいて、特にここでの制御回路４３は、トランス１６の一次側電圧である第１のコンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１または第２のコンデンサ３５の両端間電圧Ｖ２が一定値となるように、スイッチング素子１２〜１５の時比率Ｄを調整する第１のフィードバック手段としてのフィードバック回路５１と、出力電圧Ｖ_Ｏが一定値となるように、スイッチング素子１２〜１５のスイッチング周波数ｆを調整する第２のフィードバック手段としてのフィードバック回路５２とをそれぞれ備えている。

こうすると第１のフィードバック回路５１は、入力電源１からの入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinの波形と近似させつつ、トランス１６の一次側電圧が一定値となるように、各スイッチング素子１２〜１５の時比率Ｄを調整する一方で、第２のフィードバック回路５２は、出力電圧Ｖ_Ｏが一定値となるように各スイッチング素子１２〜１５のスイッチング周波数ｆを調整する。ここで、トランス１６の一次側電圧である第１のコンデンサ３４の両端間電圧Ｖ１や第２のコンデンサＶ２の両端間電圧Ｖ２と、力率改善コンバータの出力電圧Ｖ_Ｏは、上記数１や数２で示したようにそもそも比例関係にはないが、制御回路４３の第１のフィードバック回路５１で時比率変調制御を行なう一方で、第２のフィードバック回路５２で周波数変調制御を行なうことで、トランス１６の一次側電圧と出力電圧Ｖ_Ｏをそれぞれ所望の値に安定化することができる。その結果、本実施例では力率の改善を図りつつも、トランス１６の一次側電圧を安定化させると共に、出力電圧Ｖ_Ｏの安定化も同時に達成できる。

そしてこれは、上記スイッチングコンバータ３１に接続され、複数のスイッチング素子１２〜１５をスイッチング制御する力率改善コンバータ制御器としての制御回路４３において、上述した第１のフィードバック回路５１や第２のフィードバック回路５２を備えた制御回路４３であっても、同じことがいえる。

また、上記制御回路４３を備えた力率改善コンバータにおいて、本実施例では第１のスイッチ回が第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３とにより構成され、第２のスイッチ回路が第３のスイッチング素子１４と第４のスイッチング素子１５とにより構成され、スイッチング素子１２がオンし、スイッチング素子１３がオフする期間に、第１の昇圧インダクタ３２にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１２がオフし、スイッチング素子１３がオンする期間に、第１の昇圧インダクタ３２に蓄えられたエネルギーを利用して、入力電圧Ｖinよりも高い電圧で第１のコンデンサ３４を充電するように第１の昇圧コンバータ回路４１を構成し、スイッチング素子１４がオンし、スイッチング素子１５がオフする期間に、第２の昇圧インダクタ３３にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１４がオフし、スイッチング素子１５がオンする期間に、第２の昇圧インダクタ３３に蓄えられたエネルギーを利用して、入力電圧Ｖinよりも高い電圧で第２のコンデンサ３５を充電するように第２の昇圧コンバータ回路４２を構成している。さらにここでは、スイッチング素子１２がオフし、スイッチング素子１３がオンする期間に、別なスイッチング素子１４がオンすると、入力電源１，第１の昇圧インダクタ３２および第１のコンデンサ３４のエネルギーが、トランス１６の入力側巻線である一次巻線１６Ａの一端から他端に伝送され、スイッチング素子１４がオフし、スイッチング素子１５がオンする期間に、別なスイッチング素子１２がオンすると、今度は入力電源１，第２の昇圧インダクタ３３および第２のコンデンサ３５のエネルギーが、トランス１６の一次巻線１６Ａの他端から一端に伝送されるように、スイッチングコンバータ３１を構成している。

こうすると、第１の昇圧コンバータ回路４１と第２の昇圧コンバータ４２のそれぞれにおいて、入力電圧Ｖinよりも高い電圧Ｖ１，Ｖ２を生成できると共に、トランス１６の一次巻線１６Ａの一端および他端から、それぞれ交互にエネルギーを伝送することができるので、力率改善コンバータとして効率の良い電力伝送を達成できる。

さらに、本実施例の制御回路４３は、スイッチング素子１２，１４を、位相差を持たせつつ等しい時比率Ｄでオン・オフ駆動させると共に、スイッチング素子１２と反転してスイッチング素子１３をオン・オフ駆動させ、スイッチング素子１４と反転してスイッチング素子１５をオン・オフ駆動させるパルス駆動信号Drive1〜Drive4を、各スイッチング素子１２〜１５に供給する駆動信号生成手段としての駆動信号生成回路５３を備えている。

このような駆動信号生成回路５３を制御回路４３に組み込むことで、スイッチング素子１２，１４に対しては、お互いに所定の位相差を有して、等しい時比率Ｄで当該スイッチング素子１２，１４をオン・オフ駆動させるパルス駆動信号Drive1，Drive3をそれぞれ与えることができると共に、スイッチング素子１３にはスイッチング素子１２と反転したパルス駆動信号Drive2を与え、さらにスイッチング素子１５にはスイッチング素子１４と反転したパルス駆動信号Drive4を与えることが可能になる。その結果、トランス１６の一次側電圧と出力電圧Ｖinをそれぞれ所望の値に安定化できるようなパルス駆動信号Drive1〜Drive4を、各スイッチング素子１２〜１５に対して適切なタイミングで供給することが可能になる。

なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、制御回路４３の内部構成については、図２に示すものに限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で適宜変形が可能である。またスイッチングコンバータ３１に関しても、本発明の主旨を逸脱しない範囲でその回路構成を適宜変形することが可能である。

１入力電源
１２第１のスイッチング素子（第１のスイッチ回路，スイッチング素子）
１３第２のスイッチング素子（第１のスイッチ回路，スイッチング素子）
１４第３のスイッチング素子（第２のスイッチ回路，スイッチング素子）
１５第４のスイッチング素子（第２のスイッチ回路，スイッチング素子）
１６トランス
３１スイッチングコンバータ
３２第１の昇圧インダクタ
３３第２の昇圧インダクタ
３４第１のコンデンサ
３５第２のコンデンサ
４１第１の昇圧コンバータ回路（第１の昇圧コンバータ）
４２第２の昇圧コンバータ回路（第２の昇圧コンバータ）
４３制御回路（制御手段，力率改善コンバータ制御器）
５１第１のフィードバック回路（第１のフィードバック手段）
５２第１のフィードバック回路（第２のフィードバック手段）
５３駆動信号生成回路（駆動信号生成手段）

Claims

入力電源からの入力電流を入力電圧の波形と近似させるために、第１の昇圧インダクタ，第１のスイッチ回路および第１のコンデンサを備えてなる第１の昇圧コンバータと、第２の昇圧インダクタ，第２のスイッチ回路および第２のコンデンサを備えてなる第２の昇圧コンバータとを有し、
前記第１の昇圧コンバータおよび前記第２の昇圧コンバータで各々昇圧した電圧を、トランスによって出力側に絶縁伝送して出力電圧を得ると共に、
前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を構成する複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段を備えた力率改善コンバータにおいて、
前記制御手段は、前記トランスの入力側電圧である前記第１のコンデンサの両端間電圧または前記第２のコンデンサの両端間電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子の時比率を調整する第１のフィードバック手段と、
前記出力電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する第２のフィードバック手段とを備えたことを特徴とする力率改善コンバータ。
前記第１のスイッチ回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とにより構成され、
前記第２のスイッチ回路は、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とにより構成され、
前記第１のスイッチング素子がオンし、前記第２のスイッチング素子がオフする期間に、前記第１の昇圧インダクタにエネルギーを蓄え、前記第１のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子がオンする期間に、前記第１の昇圧インダクタに蓄えられたエネルギーを利用して、前記入力電圧よりも高い電圧で前記第１のコンデンサを充電するように前記第１の昇圧コンバータを構成し、
前記第３のスイッチング素子がオンし、前記第４のスイッチング素子がオフする期間に、前記第２の昇圧インダクタにエネルギーを蓄え、前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第４のスイッチング素子がオンする期間に、前記第２の昇圧インダクタに蓄えられたエネルギーを利用して、前記入力電圧よりも高い電圧で前記第２のコンデンサを充電するように前記第２の昇圧コンバータを構成し、
前記第１のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子がオンする期間に、前記第３のスイッチング素子がオンすると、前記入力電源，前記第１の昇圧インダクタおよび前記第１のコンデンサのエネルギーが、前記トランスの入力側巻線の一端から他端に伝送され、前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第４のスイッチング素子がオンする期間に、前記第１のスイッチング素子がオンすると、前記入力電源，前記第２の昇圧インダクタおよび前記第２のコンデンサのエネルギーが、前記トランスの入力側巻線の他端から一端に伝送されるように構成したことを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とを、位相差を持たせつつ等しい時比率でオン・オフ駆動させると共に、前記第１のスイッチング素子と反転して前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動させ、前記第３のスイッチング素子と反転して前記第４のスイッチング素子をオン・オフ駆動させるパルス駆動信号を、前記第１〜第４の各スイッチング素子に供給する駆動信号生成手段を、前記制御手段に備えたことを特徴とする請求項２記載の力率改善コンバータ。
入力電源からの入力電流を入力電圧の波形と近似させるために、第１の昇圧インダクタ，第１のスイッチ回路および第１のコンデンサを備えてなる第１の昇圧コンバータと、第２の昇圧インダクタ，第２のスイッチ回路および第２のコンデンサを備えてなる第２の昇圧コンバータとを有し、前記第１の昇圧コンバータおよび前記第２の昇圧コンバータで各々昇圧した電圧を、トランスによって出力側に絶縁伝送して出力電圧を得るスイッチングコンバータに接続され、
前記第１のスイッチ回路および前記第２のスイッチ回路を構成する複数のスイッチング素子をスイッチング制御する力率改善コンバータ制御器において、
前記トランスの入力側電圧である前記第１のコンデンサの両端間電圧または前記第２のコンデンサの両端間電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子の時比率を調整する第１のフィードバック手段と、
前記出力電圧が一定値となるように、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する第２のフィードバック手段とを備えたことを特徴とする力率改善コンバータ制御器。