JP4845973B2

JP4845973B2 - スイッチング電源

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Publication number: JP4845973B2
Application number: JP2008554043A
Authority: JP
Inventors: 茂久田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2007-01-19
Filing date: 2008-01-16
Publication date: 2011-12-28
Anticipated expiration: 2028-01-16
Also published as: KR101052426B1; WO2008087951A1; US8564974B2; US20100085779A1; KR20090069322A; JPWO2008087951A1

Description

本発明は、スイッチング電源における小型化及び高出力化を可能とした制御回路及び制御方法に関するものである。

従来のフライバックコンバータ方式のスイッチング電源の一例を図５に示す。このスイッチング電源は、トランスＴ１の二次コイルＮｓの電流がゼロになったときにトランスＴ１の制御コイルＮｃ電圧が反転することを検出してメインスイッチＱ１をオンする周波数可変制御を行っている。

さらに、トランスＴ１の二次コイルＮｓの電流がゼロになったときにトランスＴ１の制御コイルＮｃ電圧が反転することを検出し、トランスＴ１の一次コイルＮｐと直列もしくは並列に接続されたコンデンサによる共振を利用し、メインスイッチＱ１のオンタイミングを遅延調整することでスイッチング損失の低減および低ノイズを実現する制御いわゆるソフトスイッチング動作を行っている（特許文献１参照）。

また、スイッチング電源のフライバックコンバータ方式において、発振周波数を固定としオン・オフ比による制御いわゆるＰＷＭ制御を行い、スイッチング電流波形を台形の電流波形で動作させることでトランスの小型化実現している。
特開平９−２０５７７１号公報

しかしながら、フライバックコンバータ方式の周波数可変制御においては、スイッチング電流が三角の電流波形となり波高値および実効値が高くなりメインスイッチ、コイル、及び出力平滑回路の損失が大きく大電力の電源には適していない。

また、フライバックコンバータ方式のＰＷＭ制御においてはスイッチング電流波形を台形の電流波形で動作させることが出来るため波高値および実効値は低減できメインスイッチ、コイル、及び出力平滑回路の小型化が可能となる反面、発振周波数が固定されるため特定周波数における放出ノイズが大きく、さらに共振を利用したソフトスイッチングが困難なため、ダンパコンデンサの放電による急峻な電流や、二次整流ダイオードのリカバリ電流による短絡電流などスイッチング損失の増加及び急峻なスイッチングによる高周波ノイズの発生が問題となる。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、スイッチ素子、コイル及び出力平滑回路の損失を軽減することにより大電力にも対応可能なフライバックコンバータ方式のスイッチング電源を提供する。

本発明に係るスイッチング電源は、入力電圧をトランスの一次コイルに接続し、入力電圧をスイッチ素子によりスイッチング駆動して前記トランスの二次コイルから整流回路を接続し直流電力を出力する電源装置において、前記直流出力電圧を検出しオン期間を制御するとともに、前記トランスに制御コイルを備え、前記制御コイルからの電圧信号により二次コイルの電流がゼロになったことを検出し、前記スイッチ素子をオンさせるトリガ制御回路を備え、さらに前記制御コイルの電圧信号によりタイマ回路を動作させ計時し、この計時して得た計時信号により前記トリガ制御回路にオン信号を与えて制御するように構成してあることを特徴とする。

また、前記タイマ回路を構成する計時用コンデンサにおいて、前記制御コイルからの電圧信号により前記スイッチ素子のオン期間に発生する入力電圧と比例した負の電圧レベルにより前記計時コンデンサをマイナス充電し、さらにオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧レベルにより上記計時コンデンサをプラス充電することで、前記制御コイル電圧のオン期間とオフ期間の演算により１周期を計時し、発振周期を制御するように構成してあることを特徴とする。

前記タイマ回路により計時して得た計時信号と、二次コイルの電流がゼロになったことを検出するゼロ検出信号とを排他的構成とし、前記計時信号と前記ゼロ検出信号とのうち早い方がオン信号として優先される制御を行うように構成してあることを特徴とする。

本発明によれば、従来のフライバックコンバータ方式のスイッチング電源の周波数可変制御における欠点であったスイッチ素子、コイル及び出力平滑回路の損失を軽減することにより大電力にも対応可能なフライバックコンバータ方式のスイッチング電源を安価に提供することができる。

また、従来のフライバックコンバータ方式のスイッチング電源のＰＷＭ制御おける欠点であった特定周波数における放出ノイズを低減することが可能となり、さらに共振を利用したソフトスイッチングも可能である。また、ダンパコンデンサの放電による急峻な電流や、二次整流ダイオードのリカバリ電流による短絡電流などスイッチング損失の増加及び急峻なスイッチングによる高周波ノイズの発生も低減できる。

本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示した回路図である。図１の図示回路における実施例の動作波形である。本発明に係る動作説明図である。図１の図示回路における実施例の出力特性図である。本発明に係るスイッチング電源の従来例を示した回路図である。ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴとを比較した温度特性図である。

符号の説明

Ｔ１トランス
ＮｐトランスＴ１の一次コイル
ＮｃトランスＴ１の制御コイル
ＮｓトランスＴ１の二次コイル
Ｑ１メインスイッチ
Ｑ２タイマ回路１２内のスイッチ
Ｄ１タイマ回路１２内の定電圧ダイオード
Ｄ２出力平滑回路２１内のダイオード
Ｃ１一次回路ダンパー用コンデンサ
Ｃ２オントリガ用のタイミング調整コンデンサ
Ｃ３タイマ回路１２の計時用コンデンサ
Ｃ４出力平滑回路２１内の平滑コンデンサ
Ｒ１メインスイッチＱ１電流検出用の抵抗
Ｒ２オントリガ用のタイミング調整抵抗
Ｒ３タイマ回路１２内の計時設定用抵抗
Ｒ４，Ｒ５出力電圧設定用抵抗
ＰＨ１フィードバック用フォトカプラ
ＧＮＤ１一次回路グランド
ＧＮＤ２二次回路グランド
Ｖｏ出力電圧
１０入力電圧源
１１メインスイッチＱ１の制御回路
１２タイマ回路（発振周期制御回路）
２１出力平滑回路
２２出力電圧検出回路
Ｚ／Ｃ制御回路１１内のオントリガ入力端子
Ｆ／Ｂ制御回路１１内のオン幅制御入力端子
ＤＲ制御回路内１１のメインスイッチＱ１のゲート・ドライブ出力
ＯＣＰ制御回路１１内の過電流検出端子

以下、添付図面を用いて本発明のスイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源に適用する回路を示した図である。本実施に係るスイッチング電源は、一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ及び制御コイルＮｃを持つトランスＴ１を有する。このトランスＴ１の一次コイルＮｐに入力電圧と入力電圧をオン・オフするメインスイッチＱ１を接続し、メインスイッチＱ１と直列に電流検出抵抗Ｒ１を接続してあり、メインスイッチＱ１と並列にダンパコンデンサＣ１を接続してある。なお、本実施例においては、メインスイッチＱ１をＭＯＳＦＥＴで構成してあるが、メインスイッチＱ１を高速なＩＧＢＴで構成することができる。例えば、特開昭６１−１５０２８０におけるドレイン電極をＮ+あるいはＰ+とせずショットキー接合とした縦型ＭＯＳトランジスタはサチュレーション電圧（VCE(sat)）が低く抑えられまた高速であり温度依存性が少ないため通常のオーミックコンタクトされたＭＯＳＦＥＴと比較して熱暴走しにくいためピーク負荷電力を必要とする本発明の電源用途に適している（図６ VCE(sat)−tf、温度特性比較例）。従って、電源の用途に応じて、スイッチ素子を使い分けることが最適である。

二次コイルＮｓにはフライバック出力による平滑回路２１を接続してある。具体的には、トランスＴ１の二次コイルＮｓの一端に整流ダイオードＤ２のアノードを接続し、この整流ダイオードＤ２のカソードを平滑コンデンサＣ４に接続してある。

平滑回路２１により平滑された出力には電圧を検出する出力電圧検出回路２２が接続してある。出力電圧検出回路２２は発光ダイオードＰＨ１を備え、この出力電圧検出回路２２によって検出された信号は発光ダイオードＰＨ１から一次側に設けたフォトトランジスタＰＨ１（以下、「発光ダイオードＰＨ１」と「フォトトランジスタＰＨ１」とを合わせて、「フォトカプラＰＨ１」という。）を介して制御回路１１のオン幅制御入力Ｆ／Ｂへ入力するように構成してある。

トランスＴ１の制御コイルＮｃは、オンタイミング調整抵抗Ｒ２を介して制御回路１１のトリガ入力Ｚ／Ｃと接続してある。制御回路１１のドライブ出力ＤＲはメインスイッチＱ１のゲートと接続してある。また、トランスＴ１の制御コイルＮｃは、タイマ回路１２と接続してある。

本実施例におけるタイマ回路１２は以下のように構成してある。トランスＴ１の制御コイルＮｃの一端と計時設定用抵抗Ｒ３とを接続し、計時設定用抵抗Ｒ３並びに定電圧ダイオードＤ１を介してスイッチＱ２のベース端子に接続してあり、スイッチＱ２のベースとエミッタ端子間に計時用コンデンサＣ３が並列に接続し、スイッチＱ２のコレクタ端子は制御回路１１のトリガ入力Ｚ／Ｃ端子に接続してある。計時用コンデンサＣ３の一端は制御コイルＮｃの他端と接続してある。尚、トランスＴ１の制御コイルＮｃの出力は、出力コイルＮｓと同位相に巻いてある。

制御回路１１は、トリガ入力Ｚ／Ｃ端子に“Ｈｉ”から“Ｌｏ”へのトリガ信号を受けるとドライブ出力ＤＲからメインスイッチＱ１のゲートにオン信号を出力し、メインスイッチＱ１がオンする。また、フォトカプラＰＨ１からの信号によりオン幅制御入力Ｆ／Ｂを制御することで、メインスイッチＱ１のオン期間を制御するように構成されている。

本発明に係るスイッチング電源は以下のように作用する。なお、図２に本発明に係るスイッチング電源の動作波形図を示す。本実施例に示すスイッチング電源はフライバックコンバータ方式の周波数可変制御を基本回路としているため、メインスイッチＱ１がオンするとトランスＴ１の一次コイルに電磁エネルギが蓄積される。オン幅制御入力Ｆ／Ｂにより設定された時間に達しメインスイッチＱ１がオフするとトランスＴ１に蓄えられた電磁エネルギは出力平滑回路２１を経て出力に供給され、トランスＴ１に蓄えられた電磁エネルギがすべて供給されるとダイオードＤ２の導通がなくなり、二次コイルＮｓの電流がゼロになるとトランスＴ１の制御コイルＮｃに発生する電圧も正から負へと反転し、制御回路１１によりメインスイッチＱ１がオンする。出力するエネルギが小さい場合はオン期間、オフ期間とも短く、出力するエネルギが大きい場合は周期が長くなるよう動作する。

また前記一連のスイッチング動作と同時に、タイマ回路１２が以下のように動作する。メインスイッチＱ１がオンするとトランスＴ１の制御コイルＮｃには入力電圧に比例した負の電圧が発生し、この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１の設定により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を負に充電し、メインスイッチＱ１がオフするとトランスＴ１の制御コイルＮｃには出力電圧に比例した正の電圧が発生し、この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を正に充電することで計時用コンデンサＣ３端子間には三角波状の電圧が発生する（例えば図２の計時用コンデンサＣ３端子間電圧波形）。

この実施例において、タイマ回路１２は、制御コイル電圧から計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１により計時用コンデンサＣ３の充電により計時を行っているが、あくまでも一例であり、入力電圧及び出力電圧に比例した電圧を発生させ、これを時間に換算しタイマとすることでも実現可能である。

出力するエネルギが大きい状態において発振周期が長くなると、メインスイッチＱ１のオフ期間中に計時用コンデンサＣ３が正に充電された結果、計時用コンデンサＣ３端子間電圧がスイッチＱ２のオン電圧に達しスイッチＱ２がオンすると制御回路１１のトリガ入力Ｚ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられる（例えば図２の重負荷時の計時用コンデンサＣ３端子間電圧波形）。

尚、この実施例でのスイッチＱ２はバイポーラトランジスタにより構成されているが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、コンパレータ集積回路、ロジック集積回路等でも構成することが出来る。

即ち、本発明では、出力エネルギが少ない動作領域、つまり、トランスＴ１の蓄積エネルギが小さい短い周期の状態においては従来の周波数可変制御で動作し、出力するエネルギが大きく周期が広がり、タイマ回路１２で設定される時間に対し長い場合は、トランスＴ１の電磁エネルギの放出を待たずにタイマ回路によるトリガ入力が優先され、メインスイッチＱ１をオンする動作となる。

前記タイマ回路によるトリガ入力が優先される動作においては、オン幅制御入力Ｆ／Ｂで設定されたメインスイッチＱ１のオン期間、トランスＴ１の制御コイルＮｃには入力電圧に比例した負の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１の設定により制限された電流によってＣ３を負に充電する。

メインスイッチＱ１がオフするとトランスＴ１の制御コイルＮｃには出力電圧に比例した正の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を正に充電する。計時用コンデンサＣ３端子間電圧がスイッチＱ２のオン電圧に達しスイッチＱ２がオンすると制御回路１１のトリガ入力Ｚ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられメインスイッチＱ１がオンする。

この時トランスＴ１は出力平滑回路２１に電磁エネルギを放出し終わる前にメインスイッチＱ１がオンするため、オンする時のメインスイッチＱ１の電流は正にバイアスされた状態となり、バイアスされた状態からトランスＴ１の蓄積を行う（例えば、図３の重負荷時ＴｄにおけるメインスイッチＱ１のスイッチング電流波形）。

前記タイマ回路によるトリガ入力が優先される動作においては、一次回路のスイッチングされた電流波形は台形波となり、フライバックコンバータ方式の周波数可変制御での三角波の電流波形に対し同一なピーク電流値とした場合、トランスＴ１に蓄えられる電磁エネルギが増加し出力平滑回路に大きなエネルギを供給できることになる。つまり、温度による要因を除けば同一の最大電流・電圧定格のスイッチング素子と、同一のインダクタンス値・巻数・コアサイズのトランスにおいて出力エネルギが増加できることになる。

しかし、前記タイマ回路による制御を行った場合、強制的にメインスイッチＱ１オンとするため、共振コンデンサＣ１の急峻な放電電流及び二次整流ダイオードＤ２１のリカバリ電流による影響で、スイッチングノイズ及びスイッチング損失が増加してしまう。

よって、本発明は特に定常状態の負荷電力は比較的小さく、短いパルスで大きな負荷電力を必要とする負荷に適しており、定常負荷電力まではソフトスイッチングが可能な周波数可変制御とし、パルスでの大きな負荷電力時や異常時等の過電流時に前記タイマ回路によるフライバックコンバータ方式のＰＷＭ制御になるよう設定することで、小型で安価に大電力が取れる。さらに定常負荷電力時はスイッチング損失及びノイズの少ないスイッチング電源を提供することができる。

さらに本発明の制御コイル電圧のオン期間とオフ期間で演算により１周期を計時し、発振周期を制御する方式によれば大電力化した領域に対しての過電力低減機能も得られる。

例えば大電力出力でのＰＷＭ制御動作時で、入力電圧が高い状態の時はメインスイッチＱ１のオン期間中はトランスＴ１の制御コイルに入力電圧に比例した負の高い電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を負に充電する。トランスＴ１の制御コイルには入力電圧に比例した負の高い電圧が発生することによりＣ３端子に発生する負の電圧が大きくなり、オフ期間にトランスＴ１の制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧は変わらないため、スイッチＱ２がオン電圧に達するまでの時間が長くなる。したがってタイマ回路で計時される時間が長くなり、トランスＴ１は出力平滑回路２１に電磁エネルギをより放出し、メインスイッチＱ１がオンする時の電磁エネルギによるバイアス電流は小さくなり、メインスイッチＱ１の電流波形は台形波から三角波に近くなることでスイッチＱ１のピーク電流が増加する。よって入力電圧が高い時はＲ１に発生する電圧がより大きくなる傾向となるため、制御回路１１の電流検出回路による出力電力制限が動作しやすくなる。

一般的なＰＷＭ制御のスイッチＱ１のソース電流検出による過電流保護の場合、入力電圧が高くなるに従い過電流保護が働く出力電力値は増加するが、本発明によれば入力依存による過電流保護の電力値の増加を低減することが出来る。

また、メインスイッチＱ１のオン期間中はトランスＴ１の制御コイルには入力電圧に比例した負の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１の設定により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を負に充電する。

メインスイッチＱ１のオフ期間中はトランスＴ１の制御コイルには出力電圧に比例した正の電圧が発生する。この電圧を計時設定用抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＤ１により制限された電流によって計時用コンデンサＣ３を正に充電する。

計時用コンデンサＣ３端子間電圧がスイッチＱ２のオン電圧に達しスイッチＱ２がオンすると制御回路１１のトリガ入力Ｚ／Ｃ端子にトリガ信号が与えられメインスイッチＱ１がオンすることで電流波形を台形波とし出力エネルギが増加可能であるが、出力過負荷による異常時において一次回路の電流制限回路により出力が低下した場合、オフの期間時は、制御コイル出力は出力電圧に比例した電圧が発生するため、出力に比例して制御コイル電圧も同時に低下することで計時用コンデンサＣ３の充電が緩やかとなる。よってスイッチＱ２がオンするまでの時間が延びオフ期間が広がることで発振周期が伸びて出力エネルギが低下し、さらなる過負荷により出力が低下して最終的にはオフ期間時の制御コイル出力の低下によりスイッチＱ２が常にオンできない状態、つまり従来の周波数可変制御となり出力エネルギが制限され、出力過負荷時の安全性が保たれる。

例えば、図４が本発明による出力特性例であり、従来のフライバックコンバータ方式の周波数可変制御電源（図４の破線）と、同一なメインスイッチ素子及び、同一なトランスを使用し、本発明を適用した場合（図４の実線）の、縦軸に出力電圧、横軸に出力電流とした出力特性の比較であり従来の電源に対し大電力が得られ、過電流により出力電圧が低下するに従い、出力電力も減少し従来の周波数可変制御での過電流特性となることを示している。

本発明によれば、タイマ回路１２で動作するフライバックコンバータ方式のＰＷＭ制御領域において安定した発振状態に制御できる特徴を兼ね備えている。

例えば、図３の動作説明図で、単に周波数が固定された状態つまりオン期間とオフ期間との和（Ｔon＋Ｔoff）が固定された状態から負荷が変化した場合、出力電流が変化してもメインスイッチＱ１のオン期間Ｔonは一定でフィードバックによるオン期間Ｔon制御にほぼ関係がなく、応答することになる。

出力電流増加により出力電圧Ｖｏが低下すると二次コイルのＬ値は一定のため電圧低下により二次コイルＮｓ出力巻線の放出電流の傾斜は緩やかになり、より多くの残留エネルギをトランスＴ１に保持した状態つまり出力コイル電流で示すと図３図示のＤａ点の電流がより大きい内に、固定周期として設定されたオントリガが入るとメインスイッチＱ１はオンし、次のメインスイッチＱ１のオン周期での立ち上がり時の電流Ｑａが増加することで、この周期はトランスに蓄えられるエネルギが増加し二次平滑回路への供給電力が増加し、これにより出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。

しかし、この動作において、供給電力が過剰となった場合、出力が図３図示のＶｃ点まで上昇し二次コイルのＬ値及びオフ期間Ｔoffは一定のため出力電圧Ｖｏの上昇により放出電流の傾斜は急となり、トランスＴ１蓄えられたエネルギを放出しやすくなりトランスＴ１の残留エネルギが少ない状態つまり出力コイル電流で示すとＤｃ点の状態で、固定周期として設定されたオントリガが入るとメインスイッチＱ１はオンし、次のメインスイッチＱ１のオン周期、立ち上がり時の電流がＱｃ点のように減少することでトランスに蓄えられるエネルギが低下し、よって二次平滑回路への供給電力が低下することで出力電圧Ｖｏが低下する動作となり、図３図示のＶｅ点のように出力電圧Ｖｏの低下が過度な場合、前記動作を繰り返すこととなり、さらに前記動作が収束しない場合は不安定な発振が継続してしまう。

また、前記の繰り返される周期はフィードバックによる出力安定化が困難な周波数領域であり、前記、収束しない状態が継続された場合、出力の電圧リップルの増加や、可聴領域での発振周期となった場合にはトランスＴ１からの発振音の発生を引き起こすことになる。

しかし、本発明においては、完全な周波数固定ではなく制御コイルからの信号により周期を発振周期毎に制御している為、フィードバック回路とは別に発振周期毎に補正する特別な補正回路を必要とせず安定した発振を実現することが可能となる。

本発明の場合、出力電流増加により出力コンデンサＣ４の電圧が低下すると同時にメインスイッチＱ１のオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧が低下することで計時用コンデンサＣ３の充電が緩やかになりオフ期間が延びる。このオフ期間が延びたことにより、出力回路により多くのエネルギの放出が行われるため、トランスに蓄えられる電磁エネルギが低下し、次のメインスイッチＱ１オン時の、立ち上がり時の電流増加を抑えることで、このオン期間にトランスに蓄えられる電磁エネルギが低減され急峻な出力への供給を抑える働きとなる。

また、出力コンデンサＣ４の電圧の上昇時においても、メインスイッチＱ１のオフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧が上昇することで計時用コンデンサＣ３の充電電流が増加しオフ期間が短くなる。このオフ期間が短くなったことにより、出力回路への電磁エネルギの放出が抑えられ急峻なトランスＴ１の残留エネルギの減少を抑制し、メインスイッチＱ１がオンした時の残留エネルギを過渡に減少しないようにコントロールされる。以上の動作により、負荷変動に対する過渡的な応答が抑制され、安定した動作が提供できる。

本発明によれば、従来のフライバックコンバータ方式のスイッチング電源の周波数可変制御における欠点であったスイッチ素子、コイル及び出力平滑回路の損失を軽減することにより大電力にも対応可能なフライバックコンバータ方式のスイッチング電源を安価に提供することができ、産業上の利用が可能である。

また、従来のフライバックコンバータ方式スイッチング電源のＰＷＭ制御おける欠点であった特定周波数における放出ノイズを低減することが可能となり、さらに共振を利用したソフトスイッチングも可能である。また、ダンパコンデンサの放電による急峻な電流や、二次整流ダイオードのリカバリ電流による短絡電流などスイッチング損失の増加及び急峻なスイッチングによる高周波ノイズの発生も低減でき、産業上の利用が可能である。

Claims

入力電圧をトランスの一次コイルに接続し、入力電圧をスイッチ素子によりスイッチング駆動して前記トランスの二次コイルから整流回路を接続し直流電力を出力する電源装置において、前記直流出力電圧を検出しオン期間を制御するとともに、前記トランスに制御コイルを備え、前記制御コイルからの電圧信号により二次コイルの電流がゼロになったことを検出し、前記スイッチ素子をオンさせるトリガ制御回路を備え、
さらに前記制御コイルからの電圧信号により前記スイッチング素子のオン期間に発生する入力電圧と比例した負の電圧レベルにより前記計時用コンデンサをマイナス充電し、オフ期間に制御コイルに発生する出力電圧に比例した正の電圧レベルにより上記計時コンデンサをプラス充電するタイマ回路を備え、前記タイマ回路における前記制御コイル電圧のオン期間とオフ期間での演算により１周期を計時し、発振周期を制御するように構成してあることを特徴とするスイッチング電源。
前記タイマ回路により計時して得た計時信号と、二次コイルの電流がゼロのなったことを検出するゼロ検出信号とを排他的な構成とし、前記計時信号と前記ゼロ検出信号とのうち早いほうがオン信号として優先される制御を行うように構成してあることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。