JP4352444B2 - 共振コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング損失の低減を図った共振コンバータに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
一般にこの種の共振コンバータにおいて、スイッチング素子のスイッチング損失を低減させるための回路トポロジー（幾何学的構成）が、例えば特開平８−６６０２５号公報や特開平９−３０８２４３号公報などに開示されている。図１１は、こうした複合共振コンバータの一例を示すもので、ここでは直流電源１の一端と他端との間に接続したいずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、トランスＴと、トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端とスイッチ素子Ｑ２のソースとの間に接続した共振用のインダクタンスＬｒおよびコンデンサＣｒの直列回路と、トランスＴの各二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bにそれぞれアノードを接続するとともに、カソードどうしを接続したダイオードＤ３，Ｄ４と、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の接続点とトランスＴのセンタータップ間に接続した平滑コンデンサＣｏとを備えている。また、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間には、コンデンサＣs1，Ｃs2が並列接続されるとともに、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆方向に並列接続される。なお、トランスＴは周知のように励磁インダクタンスＬｐと漏れインダクタンスを有しており、この漏れインダクタンスを前記インダクタンスＬｒとして利用してもよい。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、ここではスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のボディ（内蔵）ダイオードを利用している。
【０００３】
前記平滑コンデンサＣｏの両端には出力端子２，２が接続されており、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bに誘起された電圧が、ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑コンデンサＣｏにより整流平滑され、出力端子２，２に接続した負荷３に所定の直流出力電圧Ｖｏが供給されるようになっている。また、４は出力電圧Ｖｏを安定化させるための制御回路で、この制御回路４から各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには、僅かなデッドタイムすなわち双方がオフになる期間を有して交互にオンパルスの駆動信号が供給される。なお、この駆動信号のオンパルス幅は、コンデンサＣｒおよびインダクタンスＬｒの共振回路で決定される共振波形の半波長よりも長く設定される。
【０００４】
次に、上記構成における回路動作を図１２の波形図を参照しながら説明する。なお図１２において、（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，（ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2，（ｃ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1，（ｄ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2，（ｅ）はスイッチ素子Ｑ１を流れるドレイン電流Iq1，（ｆ）はスイッチ素子Ｑ２を流れるドレイン電流Iq2，（ｇ）はコンデンサＣs1とコンデンサＣs2の合成電流Ｉcs1＋Ｉcs2，（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の接続点からトランスＴの一次側への電流Ｉｒである。
【０００５】
前述のように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートにはデッドタイムを有して交互にオンパルスの駆動信号が与えられるため、図１２の（ａ）および（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・オフを繰り返す。ここで、図１２のｔ０〜ｔ１のデッドタイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の働きにより、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が図１２（ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の時点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号により、図１２（ａ）に示すようにスイッチ素子Ｑ１にゲート・ソース間電圧Ｖgs1が印加されると、直流電源１とスイッチ素子Ｑ１と一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとによる閉回路が形成され、スイッチ素子Ｑ１および一次巻線Ｎ１には、図１２（ｅ）、（ｈ）に示す電流Ｉq1，Ｉｒが流れる。なお、スイッチ素子Ｑ１をオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間には、インダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとの共振回路から一次巻線Ｎ１に向けて流れる負の共振電流Ｉｒが、ダイオードＤ１を通って直流電源１側に戻される。ｔ１〜ｔ３の区間は、比較的インダクタンス値の小さいインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとの直列共振に基づく高い周波数の電流波形が、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1およびトランスＮ１を流れる電流Ｉｒとして現れる。その後のｔ３〜ｔ４の区間は、トランスＴの比較的大きい励磁インダクタンスＬｐとコンデンサＣｒとの共振に基づく低い周波数の電流波形が、電流Ｉq1および電流Ｉｒとして現れる。
【０００６】
ｔ４の時点で、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1がゼロになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1は遮断され、それまで励磁インダクタンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性電流Ｉｒによって、今度はコンデンサＣS2に蓄えられた電荷が移動し、コンデンサＣS2と一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとによる閉回路が形成される。これにより、コンデンサＣS2の端子間電圧すなわちスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、ｔ４〜ｔ５の区間で徐々に低下し、ｔ５の時点でゼロになる。一方、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、直流電源１の入力電圧からスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2を差し引いたものとなるため、図１２（ｃ）に示すようにｔ４〜ｔ５の区間でゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成される。また、スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2がゼロになったｔ５の時点で印加されるため、このスイッチ素子Ｑ２のターンオン時におけるゼロボルトスイッチングも達成される。
【０００７】
ｔ５の時点でコンデンサＣS2の端子間電圧がゼロになると、ダイオードＤ２が導通し、共振回路の慣性電流はコンデンサＣS2からダイオードＤ２に転流する。これにより、ｔ５〜ｔ６の期間にはスイッチ素子Ｑ２に図１２（ｆ）に示す電流Ｉq2が流れる。つまり、このｔ５〜ｔ６の期間においては、一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとダイオードＤ２とからなる閉回路により電流（Ｉｒ，Ｉq2）が流れる。また、スイッチ素子Ｑ２のオン期間であるｔ５〜ｔ７の区間には、コンデンサＣｒとインダクタンス素子Ｌｒと一次巻線Ｎ１とスイッチ素子Ｑ２とによる閉回路が形成され、スイッチ素子Ｑ２および一次巻線Ｎ１には、図１２（ｅ）、（ｈ）に示す共振電流Ｉq2，Ｉｒが流れる。このときの電流Ｉq2，Ｉｒは、ｔ２〜ｔ４の区間における電流Ｉq1，Ｉｒと逆向きに流れる。
【０００８】
ｔ７の時点でスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2がゼロになると、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2は遮断され、それまで励磁インダクタンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性電流Ｉｒが、コンデンサＣS1およびコンデンサＣS2に転流し、図１２（ｇ）に示す電流Ｉcs1＋Ｉcs2がｔ７〜ｔ８の期間に流れる。この結果、コンデンサＣS1の端子間電圧すなわちスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、ｔ７〜ｔ８の期間で徐々に低下し、ｔ８の時点でゼロになる。一方、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、コンデンサＣs2が充電されるのに伴ないゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成される。また、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになったｔ８の時点で印加されるため、このスイッチ素子Ｑ１のターンオン時におけるゼロボルトスイッチングも達成される。
【０００９】
一方、図１２には図示していないが、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bには、一次巻線Ｎ１との巻線比に応じた電圧がそれぞれ発生する。すなわち、一次巻線Ｎ１のドット端子に電流が流れ込んでいる期間（図１２のｔ１〜ｔ３の期間）では、ダイオードＤ３が導通状態となる一方で、ダイオードＤ４が非導通状態となり、二次巻線Ｎ2aからダイオードＤ３を介して略正弦波状の二次側電流が発生する。逆に、一次巻線Ｎ１のドット端子から電流が流れ出ている期間（図１２のｔ５〜ｔ６’の期間）は、ダイオードＤ３が非導通状態となる一方で、ダイオードＤ４が導通状態となり、二次巻線Ｎ2bからダイオードＤ４を介して略正弦波状の二次側電流が発生する。このようにトランスＴの二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がるので、各ダイオードＤ３，Ｄ４の特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立ち上がり時にダイオードＤ３，Ｄ４で発生するノイズを小さくすることができる。
【００１０】
ところで上記の回路構成においては、ドライブすなわちスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力端から見た共振回路のインピーダンスは誘導性でなければならず、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数は共振回路の共振周波数よりも高くする必要がある。これをスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆと負荷３に供給する出力電力Ｐとの関係をあらわした図１３で具体的に説明すると、ｆｏはインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとにより決まる固有の直列共振周波数で、図１３から明らかなように、共振周波数ｆｏとスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが一致したとき（ｆ＝ｆｏ）に、トランスＴの二次側より最大電力Ｐmaxを取出すことが可能になり、この共振周波数ｆｏの両側において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに応じて出力電力Ｐの供給量が変化する。しかし、前述のように共振回路のインピーダンスが誘導性、すなわちスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数ｆｏよりも高くないと、ゼロボルトスイッチングができなくなるので、実際には共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域のｆａからｆｂまでが、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆの正常制御範囲とされ、出力電圧Ｖｏを一定にする時に、ｆａからｆｂの範囲でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆを可変している。この場合、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆを高くするほど（ｆｂに近付けるほど）、一次巻線Ｎ１の電圧の振幅が小さくなって、トランスＴの二次側電流ひいては出力電圧Ｖｏが小さくなり、逆に周波数を低くするほど（ｆａに近付けるほど）、一次巻線Ｎ１の電圧の振幅が大きくなって、トランスＴの二次側電流ひいて出力電圧Ｖｏが大きくなる。
【００１１】
上記回路構成においては、トランスＴの二次側電流が略正弦波状となるため、ダイオードＤ３，Ｄ４から発生するノイズを小さくできるという利点がある反面、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対しゼロボルトスイッチングを行なうには、共振回路のインピーダンスはゼロボルトスイッチングを満足するために誘導性でなければならない制約があり、共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ動作させなければならない。また、負荷３やスイッチ素子Ｑ1，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに依存して出力電圧Ｖｏが変動するので、こうした負荷３やオン・オフ周波数ｆに依存しない定電圧特性を有するスイッチング電源装置を得ることができない。
【００１２】
さらに、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bにはセンタータップがあり、製造的に巻線作業の途中でタップを設けるのは作りづらい上に、こうした構造のトランスＴでは、コアが共通に用いられるために、一方のアクティブな状態にある二次巻線Ｎ2aに電流が流れていると、他方の本来動作する必要のないパッシブ層の二次巻線Ｎ2aに渦電流が生じ、これが銅損となってコンバータ全体の効率低下を招く。また、一つのトランスＴで全パワーを負うことになるので、トランスＴが大型化し、軽薄短小を求める市場のニーズに応えられない。
【００１３】
そこで本発明は上記問題点に鑑み、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくしつつ、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができ、しかもトランスの銅損を低減するとともに、トランスの小型化を図ることができる共振コンバータを提供することをその目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１の共振コンバータは、前記目的を達成するために、直流電源の両端間に接続する第１および第２のスイッチ素子の直列回路と、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路と、一次巻線および二次巻線どうしを直列接続した一対の第１および第２のトランスと、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の一端にそれぞれ接続する第１および第２の整流ダイオードと、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記第１の直列共振回路と前記第１のトランスの一次巻線との直列回路を前記第１のスイッチ素子の両端間に接続し、前記第２の直列共振回路と前記第２のトランスの一次巻線との直列回路を前記第２のスイッチ素子の両端間に接続したものである。
【００１５】
また、本発明の請求項２の共振コンバータは、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部とを備え、前記第１および第２の整流ダイオードの他端どうしを接続した第１の接続点と、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の他端どうしを接続した第２の接続点との間に負荷を接続し、前記第１および第２のスイッチ素子を位相差を有してオン，オフさせる制御手段を備えている。
【００１６】
また、本発明の請求項３の共振コンバータは、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部と、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記一方のトランスのドライブ中に前記他方のトランスをリセットするように、前記第１および第２のトランスの一次巻線および二次巻線どうしを直列接続して構成される。
【００１７】
上記請求項１〜３の構成に共通して、第２のスイッチ素子がオンすると、第１の直列共振回路を構成する第１のコンデンサと第１のインダクタンスが共振し、第１のトランスの二次巻線を介して第１の整流ダイオードを流れる二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。同様に第１のスイッチ素子がオンすると、第２の直列共振回路を構成する第２のコンデンサと第２のインダクタンスが共振し、トランスの二次巻線を介して第２の整流ダイオードを流れる二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。したがって、各整流ダイオードの特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立ち上がり時に各整流ダイオードで発生するノイズを小さくできる。
【００１８】
また、第１のインダクタンスと第１のコンデンサとの共振時には、負荷電流を第１のトランスの一次巻線側に換算した共振電流が第１のコンデンサに流れ、それ以外の期間では第１のコンデンサが放電するため、第１の整流ダイオードを流れる二次側電流の大きさは、第１のコンデンサの両端間電圧次第で決まる。このため、負荷や第２のスイッチ素子のオン・オフ周波数に応じて、第１のコンデンサの両端間電圧の振幅が変動し、負荷が重くなるかまたはスイッチ素子のオン・オフ周波数が低くなるに従って、第１のコンデンサを流れる共振電流ひいては第１の整流ダイオードを流れる二次側電流のピーク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダイオードを流れる二次側電流にも言えることで、結果的に負荷や各スイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず、出力電圧が一定に保たれる。したがって、各直列共振回路のインピーダンスを誘導性にする必要がなく、特に各スイッチ素子のオン・オフ周波数が各直列共振回路の共振周波数より低い領域でも、定電圧制御を行なうことができる。
【００１９】
さらに、いずれも２個のトランスを使用して、センタータップを設けない構成を採用しているので、銅損の悪化を防止し、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。また、特に請求項２の構成では、２個のトランスから共通の負荷に電力を供給していることから、トランス１個当たりが負うパワーの低減を図り、トランスの小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えることができる。
【００２０】
また特に請求項３の構成では、一方のトランスをドライブしている間に、他方のトランスをリセットするように、各トランスを動作させることが可能になる。つまり、第１および第２のトランスには正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスを効率よく利用できる。
【００２１】
本発明の請求項４の共振コンバータは、前記第１および第２のスイッチ素子が前記制御手段によりデッドタイムを有して交互にオン・オフされ、前記第１および第２のトランスの各励磁インダクタンスの差電流により、前記デッドタイム期間中に、前記第１のスイッチ素子の両端間に接続する第３のコンデンサと、前記第２のスイッチ素子の両端間に接続する第４のコンデンサを充放電させるように構成している。
【００２２】
これにより、第２のスイッチ素子がオフしてデッドタイム期間に移行すると、各励磁インダクタンスの差電流により第４のコンデンサが充電され、第２のスイッチ素子の両端間電圧がゼロから直流電源の入力電圧に上昇する一方、第３のコンデンサが放電され、第１のスイッチ素子の両端間電圧が直流電源の入力電圧からゼロに下降する。したがって、第２のスイッチ素子のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングを達成できるとともに、第１のスイッチ素子の両端間電圧がゼロになった後で、この第１のスイッチ素子をオンすれば、ここでもゼロボルトスイッチングが達成できる。なおこれは、第１のスイッチ素子がオフする際も同様のことが言え、この場合は第１のスイッチ素子のターンオフおよび第２のスイッチ素子のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。
【００２３】
また本発明の請求項５の共振コンバータは、前記第１のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp1とし、前記第２のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp2とし、前記直流電源の入力電圧をＶinとしたときに、次の数式４の関係が成立するように構成したものである。
【００２４】
【数４】
【００２５】
但し、第１のトランスの励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp1，第２のトランスの励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１のインダクタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬr2としたときに、次の数式５のように、
【００２６】
【数５】
【００２７】
とするならば、数式４のＺｏは次の数式６で表せる。
【００２８】
【数６】
【００２９】
このようにすると、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングが確実に達成される。
【００３０】
【発明の実施形態】
以下、添付図面に基づき、本発明における共振コンバータの一実施例を説明する。
【００３１】
本実施例における新規な回路トポロジーは、図１に示すように、２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフすることにより、ダイオードＤ21またはダイオードＤ22より負荷ＲＬに電力を供給する複合共振コンバータで形成される。ここでは理解を容易にするために、ハーフブリッジ駆動を例として説明すると、１は直流入力電圧Ｖinを供給する直流電源であり、これは例えば商用交流電源からの交流電圧を整流平滑回路により整流平滑する構成でもよい。この直流電源１の両端間には、ここではいずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続される。各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力両端間すなわちドレイン・ソース間には、コンデンサＣs1，Ｃs2がそれぞれ並列接続されるとともに、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆方向に並列接続される。このコンデンサＣs1，Ｃs2は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量を利用してもよいし、外付けのコンデンサとしてもよい。また、ダイオードＤ１，Ｄ２ついても、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のボディ（内蔵）ダイオードを利用してもよいし、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が例えばバイポーラトラジスタの場合は、外付けのダイオードを利用してもよい。４は各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子であるゲートに接続する制御回路であるが、この制御回路４は双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフになるデッドタイムを有しつつ、これらの各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフするように、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに所定の駆動信号を供給するものである。
【００３２】
Ｔ１，Ｔ２は、いずれも一次側と二次側とを絶縁する２個のトランスである。このトランスＴ１，Ｔ２は同一特性を有し、その一次巻線Ｎ11，Ｎ12と二次巻線Ｎ21，Ｎ22はいずれも直列に接続され、一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22のいずれにもセンタータップを有しない、いわゆる単巻トランスで構成される。そして、一方のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11と、共振用のコンデンサＣr1およびインダクタンスＬr1からなる第１の直列共振回路51との直列回路が、一方のスイッチ素子Ｑ１の両端間に接続されると共に、他方のトランスＴ２の一次巻線Ｎ12と、別の共振用のコンデンサＣr2およびインダクタンスＬr2からなる第２の直列共振回路52との直列回路が、他方のスイッチ素子Ｑ２の両端間に接続される。なお、インダクタンスＬr1，Ｌr2は、トランスＴ１，Ｔ２の一次側の漏れインダクタンスを利用してもよいし。外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。また、各トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12には、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が等価的に接続される。この励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2は、一次巻線Ｎ11，Ｎ12の抵抗分に対して並列接続される。
【００３３】
一方、前記直列共振回路51，52の出力回路を構成するために、各トランスＴ１，Ｔ２のコアに電磁的に結合された二次巻線Ｎ21，Ｎ22と、整流ダイオードＤ21，Ｄ22および平滑コンデンサＣｏからなる出力整流平滑回路53が設けられている。具体的には、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21の一端（ドット側端子）に整流ダイオードＤ21のアノードを接続するとともに、別のトランスＴ２の二次巻線の一端（ドット側端子）に整流ダイオードＤ22のアノードを接続して、これらの整流ダイオードＤ21，Ｄ22のカソードどうしを接続する。そして、この整流ダイオードＤ21，Ｄ22の接続点と、トランスＴ１，Ｔ２の二次巻線Ｎ21，Ｎ22の接続点との間に平滑ダイオードＣｏを接続し、平滑ダイオードの両端間に発生する出力電圧Ｖｏを負荷である抵抗ＲＬに供給する構成となっている。なお、図１からも明らかなように、トランスＴ１，Ｔ２の一次側は、一次巻線Ｎ11の非ドット端子と一次巻線Ｎ12のドット端子が接続されるのに対して、トランスＴ１，Ｔ２の二次側は、二次巻線Ｎ21の非ドット側端子と二次巻線Ｎ22の非ドット側端子が接続される。
【００３４】
次に、上記構成について、その作用を図２〜図６の各回路図と、図７〜図９の各波形図に基づき説明する。なお、図２〜図６は、図７〜図９における▲１▼〜▲５▼の各状態に対応した各素子の動作を示す回路図である。また図７において、（Ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，（Ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2，（Ｃ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2，（Ｄ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1，（Ｅ）はスイッチ素子Ｑ１を流れるドレイン電流Iq1，（Ｆ）はスイッチ素子Ｑ２を流れるドレイン電流Iq2，（Ｇ）は整流ダイオードＤ22を流れるダイオード電流Ｉd22，（Ｈ）は整流ダイオードＤ21を流れるダイオード電流Ｉd21，（Ｉ）は励磁インダクタンスＬp2を流れるトランスＴ２の励磁電流Ｉlp2，（Ｊ）は励磁インダクタンスＬp1を流れるトランスＴ１の励磁電流Ｉlp1，（Ｋ）はトランスＴ１の二次側に誘起される電圧Ｖn21である。さらに図８および図９は、負荷である抵抗ＲＬの値の違いによる各部の波形を表したもので、図中Ｉlp1はトランスＴ１の励磁電流，Ｉlp2はトランスＴ２の励磁電流，Ｉcr1はコンデンサＣr1を流れる電流，Ｖcr1はコンデンサＣr1の両端間電圧であり、これらの各電流および電圧の正の向きは、図１に示すとおりである。
【００３５】
最初に、スイッチ素子Ｑ２をオンする時点ｔ１から、順を追って説明する。図７のｔ０〜ｔ１のデッドタイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の働きにより、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2が図７（Ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の時点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号により、図７（Ｂ）に示すようにスイッチ素子Ｑ２に所定のゲート・ソース間電圧Ｖgs2を印加する。スイッチ素子Ｑ２がオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間は、コンデンサＣS2を放電した後にダイオードＤ２へ転流した電流が、図７（Ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２を流れる逆向きの電流Ｉq2として流れるとともに、励磁インダクタンスＬp1のエネルギー放出に伴なう逆方向の励磁電流Ｉlp1によって、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11に電流が流れる。そして、このトランスＴ１の一次巻線Ｎ11に加わる電圧が、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ21との巻線比に出力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よりも大きくなると（つまり二次巻線Ｎ21に誘起される電圧が出力電圧Ｖｏよりも大きくなると）、整流ダイオードＤ21がオンし、図７（Ｈ）に示すように、ダイオード電流Ｉd21が発生する。また、前記励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は、第１の直列共振回路51にも流れるために、この第１の直列共振回路51を構成するコンデンサＣr1が放電するとともに、第２の直列共振回路52から励磁インダクタンスＬp2にも電流が流れるため、第２の直列共振回路52を構成するコンデンサＣr2も放電し、励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は次第に減少する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は次第に上昇する。また、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振することにより、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1（図８および図９参照）や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2（図７（Ｆ）参照）のみならず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22より整流ダイオードＤ21を流れる電流（二次側電流）Ｉd21（図７（Ｆ）参照）も、半波正弦波状の電流波形となる。したがって、二次側電流Ｉd21の立ち上がり時において、整流ダイオードＤ21で発生するノイズを小さくできる。
【００３６】
次に、ｔ２の時点でスイッチ素子Ｑ２を流れる逆向きの電流Ｉq2がゼロになると、図２に示す状態▲１▼に移行し、直流電源１→コンデンサＣr1→インダクタンスＬr1→トランスＴ１の一次巻線Ｎ11→スイッチ素子Ｑ２→直流電源１に至る閉回路が形成され、コンデンサＣr1が充電される。このｔ２〜ｔ３の期間は、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振が継続しているので、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1，スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2および整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21は、引き続き半波正弦波状に推移する。また、励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1が、第１の直列共振回路51からの共振電流とともに、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11に流れ込む。さらに、スイッチ素子Ｑ２→第２の直列共振回路52→励磁インダクタンスＬp2→スイッチ素子Ｑ２にも別の閉回路が形成され、コンデンサＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き低下する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は引き続き増加する。
【００３７】
やがて、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1が逆転して、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1と等しくなると（図８および図９参照）、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11ひいては二次巻線Ｎ21を流れる電流もゼロとなり、整流ダイオードＤ21はオフする。そして、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振が停止し、図３に示す状態▲２▼（ｔ３〜ｔ４の期間）に移行する。
【００３８】
この状態▲２▼では、各トランスＴ１，Ｔ２の二次側の整流ダイオードＤ21，Ｄ22がいずれもオフになっており、各一次巻線Ｎ11，Ｎ12への電流もゼロになっていることから、スイッチ素子Ｑ２には、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsが流れる。つまりこの場合、励磁電流Ｉlp1の絶対値よりも励磁電流Ｉlp2の絶対値が大きいため、図３に示すように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12の接続点からスイッチ素子Ｑ２に向けて差電流Ｉsが発生する。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1は放電し、コンデンサＣr2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。
【００３９】
その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図４に示す状態▲３▼（ｔ４〜ｔ５の期間）に移行する。この状態▲３▼は、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオフするデッドタイム期間となっており、先程の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデンサＣS2を充電する一方で、コンデンサＣS1を放電する。したがって、図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、コンデンサＣS2を充電するに伴なってゼロから入力電圧Ｖinに徐々に上昇する一方で、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、コンデンサＣS1を放電するに伴なって入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降する。スイッチ素子Ｑ２をターンオフしたｔ４の時点では、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2がゼロになっているので、ここでのゼロボルトスイッチングが達成される。なお、この状態▲３▼では、最初に励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1が放電し、コンデンサＣr2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられるが、やがてコンデンサＣS2，ＣS1の充放電に伴ない、励磁インダクタンスＬp1がエネルギーを蓄え、励磁インダクタンスＬp2がエネルギーを放出するようになる。したがって、ここからは励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転じ、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に転じる。
【００４０】
コンデンサＣS1の放電が完了し、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになると、ダイオードＤ１がオンし、このダイオードＤ１を差電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ５）で、スイッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がすでにゼロボルトとなっているので、スイッチ素子Ｑ１のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成され、図５に示す状態▲４▼（ｔ５〜ｔ６の期間）に移行する。
【００４１】
状態▲４▼は、前述のｔ１〜ｔ２の時点でスイッチ素子Ｑ２がオンした状態と同じように動作する。すなわち、コンデンサＣS1を放電した後にダイオードＤ１へ転流した電流が、図７（Ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１を流れる逆向きの電流Ｉq1として流れるとともに、励磁インダクタンスＬp2のエネルギー放出に伴なう逆方向の励磁電流Ｉlp2によって、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12に電流が流れる。そして、このトランスＴ２の一次巻線Ｎ12に加わる電圧が、一次巻線Ｎ12と二次巻線Ｎ22との巻線比に出力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よりも大きくなると、整流ダイオードＤ22がオンし、図７（Ｇ）に示すように、ダイオード電流Ｉd22が発生する。また、前記励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は、スイッチ素子Ｑ１から直流電源１を経由して第２の直列共振回路52にも流れるために、コンデンサＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1から第１の直列共振回路51にも電流が流れてコンデンサＣr1が放電し、励磁インダクタンスＬp1にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は次第に増加する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は次第に減少する。また、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2が直列共振することにより、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq1のみならず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22より整流ダイオードＤ22を流れる電流（二次側電流）Ｉd22も、半波正弦波状の電流波形となる。したがって、この二次側電流Ｉd22の立ち上がり時においても、整流ダイオードＤ22で発生するノイズを小さくできる。
【００４２】
次に、ｔ６の時点でスイッチ素子Ｑ１を流れる逆向きの電流Ｉq1がゼロになると、図６に示す状態▲５▼（ｔ６〜ｔ０）に移行する。この状態▲５▼は前記状態▲１▼に対応するものであり、直流電源１→スイッチ素子Ｑ１→トランスＴ２の一次巻線Ｎ12→インダクタンスＬr2→コンデンサＣr2→直流電源１に至る閉回路が形成され、コンデンサＣr2が充電される。このｔ６〜ｔ０の期間は、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2とによる直列共振が継続し、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2，スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1および整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22は、引き続き半波正弦波状に推移する。また、励磁インダクタンスＬp2から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2が、第１の直列共振回路51から直流電源１およびスイッチ素子Ｑ１を経由して流れる共振電流とともに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12に流れ込む。さらに、スイッチ素子Ｑ１→励磁インダクタンスＬp1→第１の直列共振回路51→スイッチ素子Ｑ１にも別の閉回路が形成され、コンデンサＣr1が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き増加する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は引き続き減少する。
【００４３】
やがて、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2が逆転して、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2と等しくなると、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12ひいては二次巻線Ｎ22を流れる電流もゼロとなり、整流ダイオードＤ22はオフする。そして、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振は停止する。こうなると、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsが流れるようになるが、この場合は前述のスイッチ素子Ｑ２の場合と逆方向に差電流Ｉsが流れる。その理由は、励磁電流Ｉlp2の絶対値よりも励磁電流Ｉlp1の絶対値が大きいからである。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp2から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2によってコンデンサＣr2は放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1からコンデンサＣr1に流れ込む電流によってコンデンサＣr1は放電し、励磁インダクタンスＬp1にはエネルギーが蓄えられる。
【００４４】
その後、ｔ０の時点でスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオフするデッドタイム期間となり、励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデンサＣS1を充電する一方で、コンデンサＣS2を放電する。したがって、図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、ゼロから入力電圧Ｖinに徐々に上昇し、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降する。スイッチ素子Ｑ２をターンオフしたｔ０の時点では、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになっているので、ここでのゼロボルトスイッチングが達成される。なお、このｔ１〜ｔ２の期間は、コンデンサＣS1，ＣS2の充放電に伴ない、励磁インダクタンスＬp2がエネルギーを蓄え、励磁インダクタンスＬp1がエネルギーを放出するようになり、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に転じ、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転じる。
【００４５】
そして、コンデンサＣS2の放電が完了し、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになると、ダイオードＤ２がオンし、このダイオードＤ２を差電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ１）でスイッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ１のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成され、１サイクルの動作が完了する。
【００４６】
ここで、上述の例えばスイッチ素子Ｑ２のオン・オフに伴なう動作について着目すると、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振している大部分の期間は、その共振電流（ＩCr1）によってコンデンサＣr1を充電するが、それ以外の期間は、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1が放電するので、この励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1とコンデンサＣr1の放電電流（ＩCr1）との値が等しくなる。このとき、コンデンサＣr1の充電時に蓄えられる電荷（図８および図９において、ＩCr1がプラスの期間における電流と時間との面積分）と、放電時に放出する電荷（ＩCr1がマイナスの期間における電流と時間との面積分）は等しくなければならず、その結果、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1は負方向にオフセットして、通常とは逆の方向に流れるようになる。これは、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1にもいえることである。
【００４７】
また、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振している状態では、このインダクタンスＬr1とコンデンサＣr1に発生する電圧の和をゼロと見なすことができるので、一周期の平均では直流分の電圧がコンデンサＣr1の両端間に加わることになる。したがって、コンデンサＣr1の両端間電圧は、スイッチ素子Ｑ２のデューティーＤが０．５であるとすると、直流電源１の入力電圧Ｖinの半値（Ｖin／２）を中心として変動するようになる。また出力電圧Ｖｏは、直列共振時において第１の直列共振回路のインピーダンスがゼロであると考えると、二次巻線Ｎ21の巻数ｎ21に対する一次巻線Ｎ12の巻数ｎ11の比をｎ（＝ｎ11／ｎ21）としたときに、次の数式７にてあらわせる。
【００４８】
【数７】
【００４９】
ここで、プッシュプル動作を行なうにはデューティーＤを０．５としなければならず、出力電圧Ｖｏは次の数式８にてあらわせる。
【００５０】
【数８】
【００５１】
つまり、図１の回路トポロジーを採用することにより、出力電圧Ｖｏはスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数や負荷（抵抗ＲＬ）の状態に依存しないことが見出された。
【００５２】
インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振する期間ｔ１〜ｔ３は、このインダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振によって、トランスＴ１の二次側の整流ダイオードＤ21がオンし、略正弦波状の二次側電流Ｉd21が流れることから、二次側電流Ｉd21の大きさはコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第である。図８は負荷である抵抗ＲＬが０．３５Ωである場合の波形図を示し、図９は抵抗ＲＬが０．１５Ωである場合の波形図を示しているが、この２つの図からも明らかなように、コンデンサＣr1を充電する共振電流Ｉcr1は、負荷電流をトランスＴ１の一次側に換算したものが流れるが、それ以外の期間ではコンデンサＣr1が放電するため、負荷の抵抗値が小さくなる程、コンデンサＣr1の共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなって、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオフセット量が増加する。また、共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなるのに伴なって、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅も増大する。そして、図９に示すように、両端間電圧Ｖcr1の下限ピーク値がゼロに達すると、もはや電圧Ｖcr1を可変することはできなくなり、充電時の共振電流Ｉcr1ひいては二次側電流Ｉd21をこれ以上流すことができなくなる。したがって、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロにならない範囲では、二次側電流Ｉd21が半波正弦波で完全にゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を確保すれば、負荷に応じてコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅を変動させ、コンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr1ひいては二次側電流Ｉd21のピーク値を増加または減少させて、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。
【００５３】
また、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数を低下させた場合は、コンデンサＣr1の充放電に要する時間が増加して、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限値が低下するので、コンデンサＣr1の共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなって、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオフセット量が増加する。つまり、図１０に示すように、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数が低くなるほど、ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21のピーク値が上昇するので、二次側電流Ｉd21（およびＩd22）の平均値としての負荷電流は、周波数に拘わらず略一定となる。このため、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロにならない範囲内において、二次側電流Ｉd21が半波正弦波で完全にゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を確保すれば、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数を任意に変えても、出力電圧Ｖｏは略一定となる。なおこれは、スイッチ素子Ｑ２のみならず、同様の動作を行なうスイッチ素子Ｑ１についても言えることである。このように、負荷および周波数に拘らず出力電圧Ｖｏを略一定にできることから、理論上は出力電圧Ｖｏを一定に制御するフィードバック回路が不要になる。
【００５４】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数に関わらず出力電圧Ｖｏが一定になるということは、共振回路（直列共振回路51，52）の共振周波数よりもスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数が低い領域でも定電圧制御が可能になることを意味する。すなわち、従来は図１３に示すように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数ｆｏよりも低い領域では定電圧制御ができなかったが、本実施例の回路トポロジーでは、直列共振回路51，52のインピーダンスを誘導性にする必要がなく、この領域での定電圧制御が可能となる。
【００５５】
上記図１の回路トポロジーでは、各コンデンサＣr1，Ｃr2を充放電する際の電流が、トランスＴ１，Ｔ２の励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsと等しくなる。この場合、ゼロボルトスイッチングが行われる条件は、次の数式９にてあらわせる。
【００５６】
【数９】
【００５７】
但し、第１の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１のインダクタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬr2としたときに、次の数式１０のように、
【００５８】
【数１０】
【００５９】
とするならば、数式９のＺｏは次の数式１１で表せる。
【００６０】
【数１１】
【００６１】
特に、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が漏れインダクタンスＬr1，Ｌr2よりも十分大きい場合は、遷移時間をｔａとすると、次の数式１２で与えられる。
【００６２】
【数１２】
【００６３】
さらに、本実施例における回路トポロジーは、同一特性の単巻線による２個のトランスＴ１，Ｔ２を直列接続して用いているので、センタタップがない分だけ各トランスＴ１，Ｔ２の作成が容易になるとともに、センタタップを設けた場合に起こる銅損の悪化が防止でき、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。また、一方のトランスＴ１のドライブ中に、他方のトランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ１，Ｔ２を動作させることができる。つまり、トランスＴ１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用できる。
【００６４】
以上のように本実施例では、直流電源１の両端間に接続する第１のスイッチ素子Ｑ１および第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路と、第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の直列共振回路51と、第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2とからなる第２の直列共振回路52と、一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続した一対の第１のトランスＴ１および第２のトランスＴ２と、この第１および第２のトランスＴ１，Ｔ２の各二次巻線Ｎ21，Ｎ22の一端にそれぞれ接続する第１の整流ダイオードＤ21および第２の整流ダイオードＤ22と、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる制御手段としての制御回路４とを備え、第１の直列共振回路51とトランスＴ１の一次巻線Ｎ11との直列回路を第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間に接続し、第２の直列共振回路52とトランスＴ２の一次巻線Ｎ12との直列回路を第２のスイッチ素子Ｑ２の両端間に接続して構成される。
【００６５】
この場合、第２のスイッチ素子Ｑ２がオンすると、第１のトランスＴ１の励磁インダクタンスＬp1からの励磁電流Ｉlp1により、第１の直列共振回路51を構成する第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1が共振し、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21を介して第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。同様に第１のスイッチ素子Ｑ１がオンすると、第２のトランスＴ２の励磁インダクタンスＬp2からの励磁電流Ｉlp2により、第２の直列共振回路52を構成する第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2が共振し、トランスＴ２の二次巻線Ｎ22を介して第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。したがって、各整流ダイオードＤ21，Ｄ22の特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流Id21，Ｉd22の立ち上がり時に各整流ダイオードＤ21，Ｄ22で発生するノイズを小さくできる。
【００６６】
また、第１のインダクタンスＬr1と第１のコンデンサＣr1との共振時には、負荷電流を第１のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11側に換算した共振電流Ｉcr1が第１のコンデンサＣr1に流れ、それ以外の期間では第１のコンデンサＣr1が放電するため、また、第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21の大きさは、第１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第で決まる。このため、負荷や第２のスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数に応じて、第１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅が変動し、負荷が重くなるかまたはスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数が低くなるに従って、第１のコンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr1ひいては第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21のピーク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22にも言えることで、結果的に負荷や各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数に左右されず、出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。したがって、各直列共振回路51，52のインピーダンスを誘導性にするようなスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数にする必要がなく、特に各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数が各直列共振回路51，52の共振周波数より低い領域でも、定電圧制御を行なうことができる。
【００６７】
さらに、本実施例では２個のトランスＴ１，Ｔ２を使用して、センタータップを設けない構成を採用しているので、銅損の悪化を防止し、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。
【００６８】
そして、上記の作用効果は、第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の直列共振回路51，第１のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11，および第２のスイッチ素子Ｑ２からなる第１の直列回路を直流電源１の両端間に接続し、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21の一端に第１の整流ダイオードＤ21の一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2とからなる第２の直列共振回路52，第２のトランスＴ２の一次巻線Ｎ12，および第１のスイッチ素子Ｑ１からなる第２の直列回路を直流電源１の両端間に接続し、トランスＴ２の二次巻線Ｎ22の一端に第２の整流ダイオードＤ22の一端を接続した第２の共振部とを備え、整流ダイオードＤ21，Ｄ22の他端どうしを接続した第１の接続点と、トランスＴ１，Ｔ２の各二次巻線Ｎ21，Ｎ22の他端どうしを接続した第２の接続点との間に負荷ＲＬを接続し、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を位相差を有してオン，オフさせる制御手段としての制御回路４を備えていても達成される。そしてこの場合は特に、２個のトランスＴ１，Ｔ２から共通の負荷ＲＬに電力を供給していることから、トランス１個当たりが負うパワーの低減を図り、トランスＴ１，Ｔ２の小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えることができる。
【００６９】
また、上述の第１および第２の共振部に加え、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる制御手段としての制御回路４を備え、一方のトランスＴ１のドライブ中に他方のトランスＴ２をリセットするように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続した回路トポロジーを採用してもよい。この場合は特に、一方のトランスＴ１をドライブしている間に、他方のトランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ１，Ｔ２を動作させることが可能になり、第１および第２のトランスＴ１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用できる。
【００７０】
また、制御回路４により各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をデッドタイムを有して交互にオン・オフさせ、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の差電流Ｉsにより、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端間にそれぞれ接続する第３および第４のコンデンサすなわちコンデンサＣS1，ＣS2を、デッドタイム期間中に充放電させるように構成している。
【００７１】
このようにすると、第２のスイッチ素子Ｑ２がオフしてデッドタイム期間に移行すると、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の差電流Ｉsにより第４のコンデンサＣs2が充電され、第２のスイッチ素子Ｑ２の両端間電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds2）がゼロから直流電源１の入力電圧Ｖinに上昇する一方、第３のコンデンサＣs1が放電され、第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds1）が直流電源１の入力電圧Ｖinからゼロに下降する。したがって、第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングを達成できるとともに、第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間電圧がゼロになった後で、この第１のスイッチ素子Ｑ１をオンすれば、ここでもゼロボルトスイッチングが達成できる。なおこれは、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフする際も同様のことが言え、この場合は第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフおよび第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。
【００７２】
また、上記数式９の関係が成立するように、本実施例の共振コンバータを構成すれば、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングが確実に達成される。
【００７３】
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。
【００７４】
【発明の効果】
本発明の請求項１の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができる。
【００７５】
本発明の請求項２の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができるとともに、トランスの小型化を図ることができる。
【００７６】
本発明の請求項３の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができるとともに、各トランスを効率よく利用できる。
【００７７】
本発明の請求項４の共振コンバータによれば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッチングを達成できる。
【００７８】
本発明の請求項５の共振コンバータによれば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッチングを確実に達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す共振コンバータの回路図である。
【図２】同上図７〜図９に示す状態▲１▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図３】同上図７〜図９に示す状態▲２▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図４】同上図７〜図９に示す状態▲３▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図５】同上図７〜図９に示す状態▲４▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図６】同上図７〜図９に示す状態▲５▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図７】同上各部の波形図である。
【図８】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達していない状態の各部の波形図である。
【図９】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達した状態の各部の波形図である。
【図１０】同上スイッチ素子のオン・オフ周波数が高い場合と低い場合における二次側電流の波形図である。
【図１１】従来例を示す共振コンバータの回路図である。
【図１２】従来例を示す各部の波形図である。
【図１３】スイッチ素子のオン・オフ周波数と出力電力との関係をあらわした特性曲線図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
４ 制御回路（制御手段）
51 第１の直列共振回路
52 第２の直列共振回路
ＣS1 第３のコンデンサ
ＣS2 第４のコンデンサ
Ｃr1 第１のコンデンサ
Ｃr2 第２のコンデンサ
Ｄ21 第１の整流ダイオード
Ｄ22 第２の整流ダイオード
Ｌr1 第１のインダクタンス
Ｌr2 第２のインダクタンス
Ｌp1，Ｌp2 励磁インダクタンス
Ｎ11，Ｎ12 一次巻線
Ｎ21，Ｎ22 二次巻線
Ｔ１ 第１のトランス
Ｔ２ 第２のトランス
Ｑ１ 第１のスイッチ素子
Ｑ２ 第２のスイッチ素子
ＲＬ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング損失の低減を図った共振コンバータに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
一般にこの種の共振コンバータにおいて、スイッチング素子のスイッチング損失を低減させるための回路トポロジー（幾何学的構成）が、例えば特開平８−６６０２５号公報や特開平９−３０８２４３号公報などに開示されている。図１１は、こうした複合共振コンバータの一例を示すもので、ここでは直流電源１の一端と他端との間に接続したいずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、トランスＴと、トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端とスイッチ素子Ｑ２のソースとの間に接続した共振用のインダクタンスＬｒおよびコンデンサＣｒの直列回路と、トランスＴの各二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bにそれぞれアノードを接続するとともに、カソードどうしを接続したダイオードＤ３，Ｄ４と、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４の接続点とトランスＴのセンタータップ間に接続した平滑コンデンサＣｏとを備えている。また、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間には、コンデンサＣs1，Ｃs2が並列接続されるとともに、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆方向に並列接続される。なお、トランスＴは周知のように励磁インダクタンスＬｐと漏れインダクタンスを有しており、この漏れインダクタンスを前記インダクタンスＬｒとして利用してもよい。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、ここではスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のボディ（内蔵）ダイオードを利用している。
【０００３】
前記平滑コンデンサＣｏの両端には出力端子２，２が接続されており、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bに誘起された電圧が、ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑コンデンサＣｏにより整流平滑され、出力端子２，２に接続した負荷３に所定の直流出力電圧Ｖｏが供給されるようになっている。また、４は出力電圧Ｖｏを安定化させるための制御回路で、この制御回路４から各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには、僅かなデッドタイムすなわち双方がオフになる期間を有して交互にオンパルスの駆動信号が供給される。なお、この駆動信号のオンパルス幅は、コンデンサＣｒおよびインダクタンスＬｒの共振回路で決定される共振波形の半波長よりも長く設定される。
【０００４】
次に、上記構成における回路動作を図１２の波形図を参照しながら説明する。なお図１２において、（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，（ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2，（ｃ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1，（ｄ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2，（ｅ）はスイッチ素子Ｑ１を流れるドレイン電流Iq1，（ｆ）はスイッチ素子Ｑ２を流れるドレイン電流Iq2，（ｇ）はコンデンサＣs1とコンデンサＣs2の合成電流Ｉcs1＋Ｉcs2，（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の接続点からトランスＴの一次側への電流Ｉｒである。
【０００５】
前述のように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートにはデッドタイムを有して交互にオンパルスの駆動信号が与えられるため、図１２の（ａ）および（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・オフを繰り返す。ここで、図１２のｔ０〜ｔ１のデッドタイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の働きにより、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が図１２（ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の時点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号により、図１２（ａ）に示すようにスイッチ素子Ｑ１にゲート・ソース間電圧Ｖgs1が印加されると、直流電源１とスイッチ素子Ｑ１と一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとによる閉回路が形成され、スイッチ素子Ｑ１および一次巻線Ｎ１には、図１２（ｅ）、（ｈ）に示す電流Ｉq1，Ｉｒが流れる。なお、スイッチ素子Ｑ１をオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間には、インダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとの共振回路から一次巻線Ｎ１に向けて流れる負の共振電流Ｉｒが、ダイオードＤ１を通って直流電源１側に戻される。ｔ１〜ｔ３の区間は、比較的インダクタンス値の小さいインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとの直列共振に基づく高い周波数の電流波形が、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1およびトランスＮ１を流れる電流Ｉｒとして現れる。その後のｔ３〜ｔ４の区間は、トランスＴの比較的大きい励磁インダクタンスＬｐとコンデンサＣｒとの共振に基づく低い周波数の電流波形が、電流Ｉq1および電流Ｉｒとして現れる。
【０００６】
ｔ４の時点で、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1がゼロになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1は遮断され、それまで励磁インダクタンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性電流Ｉｒによって、今度はコンデンサＣS2に蓄えられた電荷が移動し、コンデンサＣS2と一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとによる閉回路が形成される。これにより、コンデンサＣS2の端子間電圧すなわちスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、ｔ４〜ｔ５の区間で徐々に低下し、ｔ５の時点でゼロになる。一方、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、直流電源１の入力電圧からスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2を差し引いたものとなるため、図１２（ｃ）に示すようにｔ４〜ｔ５の区間でゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成される。また、スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2がゼロになったｔ５の時点で印加されるため、このスイッチ素子Ｑ２のターンオン時におけるゼロボルトスイッチングも達成される。
【０００７】
ｔ５の時点でコンデンサＣS2の端子間電圧がゼロになると、ダイオードＤ２が導通し、共振回路の慣性電流はコンデンサＣS2からダイオードＤ２に転流する。これにより、ｔ５〜ｔ６の期間にはスイッチ素子Ｑ２に図１２（ｆ）に示す電流Ｉq2が流れる。つまり、このｔ５〜ｔ６の期間においては、一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとダイオードＤ２とからなる閉回路により電流（Ｉｒ，Ｉq2）が流れる。また、スイッチ素子Ｑ２のオン期間であるｔ５〜ｔ７の区間には、コンデンサＣｒとインダクタンス素子Ｌｒと一次巻線Ｎ１とスイッチ素子Ｑ２とによる閉回路が形成され、スイッチ素子Ｑ２および一次巻線Ｎ１には、図１２（ｅ）、（ｈ）に示す共振電流Ｉq2，Ｉｒが流れる。このときの電流Ｉq2，Ｉｒは、ｔ２〜ｔ４の区間における電流Ｉq1，Ｉｒと逆向きに流れる。
【０００８】
ｔ７の時点でスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2がゼロになると、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2は遮断され、それまで励磁インダクタンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性電流Ｉｒが、コンデンサＣS1およびコンデンサＣS2に転流し、図１２（ｇ）に示す電流Ｉcs1＋Ｉcs2がｔ７〜ｔ８の期間に流れる。この結果、コンデンサＣS1の端子間電圧すなわちスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、ｔ７〜ｔ８の期間で徐々に低下し、ｔ８の時点でゼロになる。一方、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、コンデンサＣs2が充電されるのに伴ないゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成される。また、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになったｔ８の時点で印加されるため、このスイッチ素子Ｑ１のターンオン時におけるゼロボルトスイッチングも達成される。
【０００９】
一方、図１２には図示していないが、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bには、一次巻線Ｎ１との巻線比に応じた電圧がそれぞれ発生する。すなわち、一次巻線Ｎ１のドット端子に電流が流れ込んでいる期間（図１２のｔ１〜ｔ３の期間）では、ダイオードＤ３が導通状態となる一方で、ダイオードＤ４が非導通状態となり、二次巻線Ｎ2aからダイオードＤ３を介して略正弦波状の二次側電流が発生する。逆に、一次巻線Ｎ１のドット端子から電流が流れ出ている期間（図１２のｔ５〜ｔ６’の期間）は、ダイオードＤ３が非導通状態となる一方で、ダイオードＤ４が導通状態となり、二次巻線Ｎ2bからダイオードＤ４を介して略正弦波状の二次側電流が発生する。このようにトランスＴの二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がるので、各ダイオードＤ３，Ｄ４の特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立ち上がり時にダイオードＤ３，Ｄ４で発生するノイズを小さくすることができる。
【００１０】
ところで上記の回路構成においては、ドライブすなわちスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力端から見た共振回路のインピーダンスは誘導性でなければならず、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数は共振回路の共振周波数よりも高くする必要がある。これをスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆと負荷３に供給する出力電力Ｐとの関係をあらわした図１３で具体的に説明すると、ｆｏはインダクタンスＬｒとコンデンサＣｒとにより決まる固有の直列共振周波数で、図１３から明らかなように、共振周波数ｆｏとスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが一致したとき（ｆ＝ｆｏ）に、トランスＴの二次側より最大電力Ｐmaxを取出すことが可能になり、この共振周波数ｆｏの両側において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに応じて出力電力Ｐの供給量が変化する。しかし、前述のように共振回路のインピーダンスが誘導性、すなわちスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数ｆｏよりも高くないと、ゼロボルトスイッチングができなくなるので、実際には共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域のｆａからｆｂまでが、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆの正常制御範囲とされ、出力電圧Ｖｏを一定にする時に、ｆａからｆｂの範囲でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆを可変している。この場合、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆを高くするほど（ｆｂに近付けるほど）、一次巻線Ｎ１の電圧の振幅が小さくなって、トランスＴの二次側電流ひいては出力電圧Ｖｏが小さくなり、逆に周波数を低くするほど（ｆａに近付けるほど）、一次巻線Ｎ１の電圧の振幅が大きくなって、トランスＴの二次側電流ひいて出力電圧Ｖｏが大きくなる。
【００１１】
上記回路構成においては、トランスＴの二次側電流が略正弦波状となるため、ダイオードＤ３，Ｄ４から発生するノイズを小さくできるという利点がある反面、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対しゼロボルトスイッチングを行なうには、共振回路のインピーダンスはゼロボルトスイッチングを満足するために誘導性でなければならない制約があり、共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ動作させなければならない。また、負荷３やスイッチ素子Ｑ1，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに依存して出力電圧Ｖｏが変動するので、こうした負荷３やオン・オフ周波数ｆに依存しない定電圧特性を有するスイッチング電源装置を得ることができない。
【００１２】
さらに、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bにはセンタータップがあり、製造的に巻線作業の途中でタップを設けるのは作りづらい上に、こうした構造のトランスＴでは、コアが共通に用いられるために、一方のアクティブな状態にある二次巻線Ｎ2aに電流が流れていると、他方の本来動作する必要のないパッシブ層の二次巻線Ｎ2aに渦電流が生じ、これが銅損となってコンバータ全体の効率低下を招く。また、一つのトランスＴで全パワーを負うことになるので、トランスＴが大型化し、軽薄短小を求める市場のニーズに応えられない。
【００１３】
そこで本発明は上記問題点に鑑み、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくしつつ、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができ、しかもトランスの銅損を低減するとともに、トランスの小型化を図ることができる共振コンバータを提供することをその目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１の共振コンバータは、前記目的を達成するために、直流電源の両端間に接続する第１および第２のスイッチ素子の直列回路と、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路と、一次巻線および二次巻線どうしを直列接続した一対の第１および第２のトランスと、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の一端にそれぞれ接続する第１および第２の整流ダイオードと、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記第１の直列共振回路と前記第１のトランスの一次巻線との直列回路を前記第１のスイッチ素子の両端間に接続し、前記第２の直列共振回路と前記第２のトランスの一次巻線との直列回路を前記第２のスイッチ素子の両端間に接続したものである。
【００１５】
また、本発明の請求項２の共振コンバータは、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部とを備え、前記第１および第２の整流ダイオードの他端どうしを接続した第１の接続点と、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の他端どうしを接続した第２の接続点との間に負荷を接続し、前記第１および第２のスイッチ素子を位相差を有してオン，オフさせる制御手段を備えている。
【００１６】
また、本発明の請求項３の共振コンバータは、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部と、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記一方のトランスのドライブ中に前記他方のトランスをリセットするように、前記第１および第２のトランスの一次巻線および二次巻線どうしを直列接続して構成される。
【００１７】
上記請求項１〜３の構成に共通して、第２のスイッチ素子がオンすると、第１の直列共振回路を構成する第１のコンデンサと第１のインダクタンスが共振し、第１のトランスの二次巻線を介して第１の整流ダイオードを流れる二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。同様に第１のスイッチ素子がオンすると、第２の直列共振回路を構成する第２のコンデンサと第２のインダクタンスが共振し、トランスの二次巻線を介して第２の整流ダイオードを流れる二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。したがって、各整流ダイオードの特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立ち上がり時に各整流ダイオードで発生するノイズを小さくできる。
【００１８】
また、第１のインダクタンスと第１のコンデンサとの共振時には、負荷電流を第１のトランスの一次巻線側に換算した共振電流が第１のコンデンサに流れ、それ以外の期間では第１のコンデンサが放電するため、第１の整流ダイオードを流れる二次側電流の大きさは、第１のコンデンサの両端間電圧次第で決まる。このため、負荷や第２のスイッチ素子のオン・オフ周波数に応じて、第１のコンデンサの両端間電圧の振幅が変動し、負荷が重くなるかまたはスイッチ素子のオン・オフ周波数が低くなるに従って、第１のコンデンサを流れる共振電流ひいては第１の整流ダイオードを流れる二次側電流のピーク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダイオードを流れる二次側電流にも言えることで、結果的に負荷や各スイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず、出力電圧が一定に保たれる。したがって、各直列共振回路のインピーダンスを誘導性にする必要がなく、特に各スイッチ素子のオン・オフ周波数が各直列共振回路の共振周波数より低い領域でも、定電圧制御を行なうことができる。
【００１９】
さらに、いずれも２個のトランスを使用して、センタータップを設けない構成を採用しているので、銅損の悪化を防止し、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。また、特に請求項２の構成では、２個のトランスから共通の負荷に電力を供給していることから、トランス１個当たりが負うパワーの低減を図り、トランスの小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えることができる。
【００２０】
また特に請求項３の構成では、一方のトランスをドライブしている間に、他方のトランスをリセットするように、各トランスを動作させることが可能になる。つまり、第１および第２のトランスには正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスを効率よく利用できる。
【００２１】
本発明の請求項４の共振コンバータは、前記第１および第２のスイッチ素子が前記制御手段によりデッドタイムを有して交互にオン・オフされ、前記第１および第２のトランスの各励磁インダクタンスの差電流により、前記デッドタイム期間中に、前記第１のスイッチ素子の両端間に接続する第３のコンデンサと、前記第２のスイッチ素子の両端間に接続する第４のコンデンサを充放電させるように構成している。
【００２２】
これにより、第２のスイッチ素子がオフしてデッドタイム期間に移行すると、各励磁インダクタンスの差電流により第４のコンデンサが充電され、第２のスイッチ素子の両端間電圧がゼロから直流電源の入力電圧に上昇する一方、第３のコンデンサが放電され、第１のスイッチ素子の両端間電圧が直流電源の入力電圧からゼロに下降する。したがって、第２のスイッチ素子のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングを達成できるとともに、第１のスイッチ素子の両端間電圧がゼロになった後で、この第１のスイッチ素子をオンすれば、ここでもゼロボルトスイッチングが達成できる。なおこれは、第１のスイッチ素子がオフする際も同様のことが言え、この場合は第１のスイッチ素子のターンオフおよび第２のスイッチ素子のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。
【００２３】
また本発明の請求項５の共振コンバータは、前記第１のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp1とし、前記第２のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp2とし、前記直流電源の入力電圧をＶinとしたときに、次の数式４の関係が成立するように構成したものである。
【００２４】
【数４】
但し、第１のトランスの励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp1，第２のトランスの励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１のインダクタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬr2としたときに、次の数式５のように、
【００２６】
【数５】
とするならば、数式４のＺｏは次の数式６で表せる。
【００２８】
【数６】
このようにすると、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングが確実に達成される。
【００３０】
【発明の実施形態】
以下、添付図面に基づき、本発明における共振コンバータの一実施例を説明する。
【００３１】
本実施例における新規な回路トポロジーは、図１に示すように、２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフすることにより、ダイオードＤ21またはダイオードＤ22より負荷ＲＬに電力を供給する複合共振コンバータで形成される。ここでは理解を容易にするために、ハーフブリッジ駆動を例として説明すると、１は直流入力電圧Ｖinを供給する直流電源であり、これは例えば商用交流電源からの交流電圧を整流平滑回路により整流平滑する構成でもよい。この直流電源１の両端間には、ここではいずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続される。各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力両端間すなわちドレイン・ソース間には、コンデンサＣs1，Ｃs2がそれぞれ並列接続されるとともに、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆方向に並列接続される。このコンデンサＣs1，Ｃs2は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量を利用してもよいし、外付けのコンデンサとしてもよい。また、ダイオードＤ１，Ｄ２ついても、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のボディ（内蔵）ダイオードを利用してもよいし、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が例えばバイポーラトラジスタの場合は、外付けのダイオードを利用してもよい。４は各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子であるゲートに接続する制御回路であるが、この制御回路４は双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフになるデッドタイムを有しつつ、これらの各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフするように、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに所定の駆動信号を供給するものである。
【００３２】
Ｔ１，Ｔ２は、いずれも一次側と二次側とを絶縁する２個のトランスである。このトランスＴ１，Ｔ２は同一特性を有し、その一次巻線Ｎ11，Ｎ12と二次巻線Ｎ21，Ｎ22はいずれも直列に接続され、一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22のいずれにもセンタータップを有しない、いわゆる単巻トランスで構成される。そして、一方のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11と、共振用のコンデンサＣr1およびインダクタンスＬr1からなる第１の直列共振回路51との直列回路が、一方のスイッチ素子Ｑ１の両端間に接続されると共に、他方のトランスＴ２の一次巻線Ｎ12と、別の共振用のコンデンサＣr2およびインダクタンスＬr2からなる第２の直列共振回路52との直列回路が、他方のスイッチ素子Ｑ２の両端間に接続される。なお、インダクタンスＬr1，Ｌr2は、トランスＴ１，Ｔ２の一次側の漏れインダクタンスを利用してもよいし。外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。また、各トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12には、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が等価的に接続される。この励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2は、一次巻線Ｎ11，Ｎ12の抵抗分に対して並列接続される。
【００３３】
一方、前記直列共振回路51，52の出力回路を構成するために、各トランスＴ１，Ｔ２のコアに電磁的に結合された二次巻線Ｎ21，Ｎ22と、整流ダイオードＤ21，Ｄ22および平滑コンデンサＣｏからなる出力整流平滑回路53が設けられている。具体的には、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21の一端（ドット側端子）に整流ダイオードＤ21のアノードを接続するとともに、別のトランスＴ２の二次巻線の一端（ドット側端子）に整流ダイオードＤ22のアノードを接続して、これらの整流ダイオードＤ21，Ｄ22のカソードどうしを接続する。そして、この整流ダイオードＤ21，Ｄ22の接続点と、トランスＴ１，Ｔ２の二次巻線Ｎ21，Ｎ22の接続点との間に平滑ダイオードＣｏを接続し、平滑ダイオードの両端間に発生する出力電圧Ｖｏを負荷である抵抗ＲＬに供給する構成となっている。なお、図１からも明らかなように、トランスＴ１，Ｔ２の一次側は、一次巻線Ｎ11の非ドット端子と一次巻線Ｎ12のドット端子が接続されるのに対して、トランスＴ１，Ｔ２の二次側は、二次巻線Ｎ21の非ドット側端子と二次巻線Ｎ22の非ドット側端子が接続される。
【００３４】
次に、上記構成について、その作用を図２〜図６の各回路図と、図７〜図９の各波形図に基づき説明する。なお、図２〜図６は、図７〜図９における▲１▼〜▲５▼の各状態に対応した各素子の動作を示す回路図である。また図７において、（Ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，（Ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2，（Ｃ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2，（Ｄ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1，（Ｅ）はスイッチ素子Ｑ１を流れるドレイン電流Iq1，（Ｆ）はスイッチ素子Ｑ２を流れるドレイン電流Iq2，（Ｇ）は整流ダイオードＤ22を流れるダイオード電流Ｉd22，（Ｈ）は整流ダイオードＤ21を流れるダイオード電流Ｉd21，（Ｉ）は励磁インダクタンスＬp2を流れるトランスＴ２の励磁電流Ｉlp2，（Ｊ）は励磁インダクタンスＬp1を流れるトランスＴ１の励磁電流Ｉlp1，（Ｋ）はトランスＴ１の二次側に誘起される電圧Ｖn21である。さらに図８および図９は、負荷である抵抗ＲＬの値の違いによる各部の波形を表したもので、図中Ｉlp1はトランスＴ１の励磁電流，Ｉlp2はトランスＴ２の励磁電流，Ｉcr1はコンデンサＣr1を流れる電流，Ｖcr1はコンデンサＣr1の両端間電圧であり、これらの各電流および電圧の正の向きは、図１に示すとおりである。
【００３５】
最初に、スイッチ素子Ｑ２をオンする時点ｔ１から、順を追って説明する。図７のｔ０〜ｔ１のデッドタイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の働きにより、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2が図７（Ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の時点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号により、図７（Ｂ）に示すようにスイッチ素子Ｑ２に所定のゲート・ソース間電圧Ｖgs2を印加する。スイッチ素子Ｑ２がオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間は、コンデンサＣS2を放電した後にダイオードＤ２へ転流した電流が、図７（Ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２を流れる逆向きの電流Ｉq2として流れるとともに、励磁インダクタンスＬp1のエネルギー放出に伴なう逆方向の励磁電流Ｉlp1によって、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11に電流が流れる。そして、このトランスＴ１の一次巻線Ｎ11に加わる電圧が、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ21との巻線比に出力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よりも大きくなると（つまり二次巻線Ｎ21に誘起される電圧が出力電圧Ｖｏよりも大きくなると）、整流ダイオードＤ21がオンし、図７（Ｈ）に示すように、ダイオード電流Ｉd21が発生する。また、前記励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は、第１の直列共振回路51にも流れるために、この第１の直列共振回路51を構成するコンデンサＣr1が放電するとともに、第２の直列共振回路52から励磁インダクタンスＬp2にも電流が流れるため、第２の直列共振回路52を構成するコンデンサＣr2も放電し、励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は次第に減少する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は次第に上昇する。また、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振することにより、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1（図８および図９参照）や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2（図７（Ｆ）参照）のみならず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22より整流ダイオードＤ21を流れる電流（二次側電流）Ｉd21（図７（Ｆ）参照）も、半波正弦波状の電流波形となる。したがって、二次側電流Ｉd21の立ち上がり時において、整流ダイオードＤ21で発生するノイズを小さくできる。
【００３６】
次に、ｔ２の時点でスイッチ素子Ｑ２を流れる逆向きの電流Ｉq2がゼロになると、図２に示す状態▲１▼に移行し、直流電源１→コンデンサＣr1→インダクタンスＬr1→トランスＴ１の一次巻線Ｎ11→スイッチ素子Ｑ２→直流電源１に至る閉回路が形成され、コンデンサＣr1が充電される。このｔ２〜ｔ３の期間は、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振が継続しているので、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1，スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2および整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21は、引き続き半波正弦波状に推移する。また、励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1が、第１の直列共振回路51からの共振電流とともに、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11に流れ込む。さらに、スイッチ素子Ｑ２→第２の直列共振回路52→励磁インダクタンスＬp2→スイッチ素子Ｑ２にも別の閉回路が形成され、コンデンサＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き低下する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は引き続き増加する。
【００３７】
やがて、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1が逆転して、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1と等しくなると（図８および図９参照）、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11ひいては二次巻線Ｎ21を流れる電流もゼロとなり、整流ダイオードＤ21はオフする。そして、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振が停止し、図３に示す状態▲２▼（ｔ３〜ｔ４の期間）に移行する。
【００３８】
この状態▲２▼では、各トランスＴ１，Ｔ２の二次側の整流ダイオードＤ21，Ｄ22がいずれもオフになっており、各一次巻線Ｎ11，Ｎ12への電流もゼロになっていることから、スイッチ素子Ｑ２には、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsが流れる。つまりこの場合、励磁電流Ｉlp1の絶対値よりも励磁電流Ｉlp2の絶対値が大きいため、図３に示すように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12の接続点からスイッチ素子Ｑ２に向けて差電流Ｉsが発生する。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1は放電し、コンデンサＣr2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。
【００３９】
その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図４に示す状態▲３▼（ｔ４〜ｔ５の期間）に移行する。この状態▲３▼は、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオフするデッドタイム期間となっており、先程の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデンサＣS2を充電する一方で、コンデンサＣS1を放電する。したがって、図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、コンデンサＣS2を充電するに伴なってゼロから入力電圧Ｖinに徐々に上昇する一方で、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、コンデンサＣS1を放電するに伴なって入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降する。スイッチ素子Ｑ２をターンオフしたｔ４の時点では、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2がゼロになっているので、ここでのゼロボルトスイッチングが達成される。なお、この状態▲３▼では、最初に励磁インダクタンスＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1が放電し、コンデンサＣr2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられるが、やがてコンデンサＣS2，ＣS1の充放電に伴ない、励磁インダクタンスＬp1がエネルギーを蓄え、励磁インダクタンスＬp2がエネルギーを放出するようになる。したがって、ここからは励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転じ、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に転じる。
【００４０】
コンデンサＣS1の放電が完了し、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになると、ダイオードＤ１がオンし、このダイオードＤ１を差電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ５）で、スイッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がすでにゼロボルトとなっているので、スイッチ素子Ｑ１のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成され、図５に示す状態▲４▼（ｔ５〜ｔ６の期間）に移行する。
【００４１】
状態▲４▼は、前述のｔ１〜ｔ２の時点でスイッチ素子Ｑ２がオンした状態と同じように動作する。すなわち、コンデンサＣS1を放電した後にダイオードＤ１へ転流した電流が、図７（Ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１を流れる逆向きの電流Ｉq1として流れるとともに、励磁インダクタンスＬp2のエネルギー放出に伴なう逆方向の励磁電流Ｉlp2によって、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12に電流が流れる。そして、このトランスＴ２の一次巻線Ｎ12に加わる電圧が、一次巻線Ｎ12と二次巻線Ｎ22との巻線比に出力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よりも大きくなると、整流ダイオードＤ22がオンし、図７（Ｇ）に示すように、ダイオード電流Ｉd22が発生する。また、前記励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は、スイッチ素子Ｑ１から直流電源１を経由して第２の直列共振回路52にも流れるために、コンデンサＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1から第１の直列共振回路51にも電流が流れてコンデンサＣr1が放電し、励磁インダクタンスＬp1にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は次第に増加する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は次第に減少する。また、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2が直列共振することにより、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq1のみならず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22より整流ダイオードＤ22を流れる電流（二次側電流）Ｉd22も、半波正弦波状の電流波形となる。したがって、この二次側電流Ｉd22の立ち上がり時においても、整流ダイオードＤ22で発生するノイズを小さくできる。
【００４２】
次に、ｔ６の時点でスイッチ素子Ｑ１を流れる逆向きの電流Ｉq1がゼロになると、図６に示す状態▲５▼（ｔ６〜ｔ０）に移行する。この状態▲５▼は前記状態▲１▼に対応するものであり、直流電源１→スイッチ素子Ｑ１→トランスＴ２の一次巻線Ｎ12→インダクタンスＬr2→コンデンサＣr2→直流電源１に至る閉回路が形成され、コンデンサＣr2が充電される。このｔ６〜ｔ０の期間は、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2とによる直列共振が継続し、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2，スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1および整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22は、引き続き半波正弦波状に推移する。また、励磁インダクタンスＬp2から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2が、第１の直列共振回路51から直流電源１およびスイッチ素子Ｑ１を経由して流れる共振電流とともに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12に流れ込む。さらに、スイッチ素子Ｑ１→励磁インダクタンスＬp1→第１の直列共振回路51→スイッチ素子Ｑ１にも別の閉回路が形成され、コンデンサＣr1が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き増加する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は引き続き減少する。
【００４３】
やがて、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2が逆転して、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2と等しくなると、トランスＴ２の一次巻線Ｎ12ひいては二次巻線Ｎ22を流れる電流もゼロとなり、整流ダイオードＤ22はオフする。そして、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振は停止する。こうなると、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsが流れるようになるが、この場合は前述のスイッチ素子Ｑ２の場合と逆方向に差電流Ｉsが流れる。その理由は、励磁電流Ｉlp2の絶対値よりも励磁電流Ｉlp1の絶対値が大きいからである。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp2から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2によってコンデンサＣr2は放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1からコンデンサＣr1に流れ込む電流によってコンデンサＣr1は放電し、励磁インダクタンスＬp1にはエネルギーが蓄えられる。
【００４４】
その後、ｔ０の時点でスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオフするデッドタイム期間となり、励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデンサＣS1を充電する一方で、コンデンサＣS2を放電する。したがって、図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、ゼロから入力電圧Ｖinに徐々に上昇し、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降する。スイッチ素子Ｑ２をターンオフしたｔ０の時点では、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになっているので、ここでのゼロボルトスイッチングが達成される。なお、このｔ１〜ｔ２の期間は、コンデンサＣS1，ＣS2の充放電に伴ない、励磁インダクタンスＬp2がエネルギーを蓄え、励磁インダクタンスＬp1がエネルギーを放出するようになり、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に転じ、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転じる。
【００４５】
そして、コンデンサＣS2の放電が完了し、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになると、ダイオードＤ２がオンし、このダイオードＤ２を差電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ１）でスイッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ１のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成され、１サイクルの動作が完了する。
【００４６】
ここで、上述の例えばスイッチ素子Ｑ２のオン・オフに伴なう動作について着目すると、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振している大部分の期間は、その共振電流（ＩCr1）によってコンデンサＣr1を充電するが、それ以外の期間は、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1が放電するので、この励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1とコンデンサＣr1の放電電流（ＩCr1）との値が等しくなる。このとき、コンデンサＣr1の充電時に蓄えられる電荷（図８および図９において、ＩCr1がプラスの期間における電流と時間との面積分）と、放電時に放出する電荷（ＩCr1がマイナスの期間における電流と時間との面積分）は等しくなければならず、その結果、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1は負方向にオフセットして、通常とは逆の方向に流れるようになる。これは、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1にもいえることである。
【００４７】
また、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振している状態では、このインダクタンスＬr1とコンデンサＣr1に発生する電圧の和をゼロと見なすことができるので、一周期の平均では直流分の電圧がコンデンサＣr1の両端間に加わることになる。したがって、コンデンサＣr1の両端間電圧は、スイッチ素子Ｑ２のデューティーＤが０．５であるとすると、直流電源１の入力電圧Ｖinの半値（Ｖin／２）を中心として変動するようになる。また出力電圧Ｖｏは、直列共振時において第１の直列共振回路のインピーダンスがゼロであると考えると、二次巻線Ｎ21の巻数ｎ21に対する一次巻線Ｎ12の巻数ｎ11の比をｎ（＝ｎ11／ｎ21）としたときに、次の数式７にてあらわせる。
【００４８】
【数７】
ここで、プッシュプル動作を行なうにはデューティーＤを０．５としなければならず、出力電圧Ｖｏは次の数式８にてあらわせる。
【００５０】
【数８】
つまり、図１の回路トポロジーを採用することにより、出力電圧Ｖｏはスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数や負荷（抵抗ＲＬ）の状態に依存しないことが見出された。
【００５２】
インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振する期間ｔ１〜ｔ３は、このインダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振によって、トランスＴ１の二次側の整流ダイオードＤ21がオンし、略正弦波状の二次側電流Ｉd21が流れることから、二次側電流Ｉd21の大きさはコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第である。図８は負荷である抵抗ＲＬが０．３５Ωである場合の波形図を示し、図９は抵抗ＲＬが０．１５Ωである場合の波形図を示しているが、この２つの図からも明らかなように、コンデンサＣr1を充電する共振電流Ｉcr1は、負荷電流をトランスＴ１の一次側に換算したものが流れるが、それ以外の期間ではコンデンサＣr1が放電するため、負荷の抵抗値が小さくなる程、コンデンサＣr1の共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなって、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオフセット量が増加する。また、共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなるのに伴なって、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅も増大する。そして、図９に示すように、両端間電圧Ｖcr1の下限ピーク値がゼロに達すると、もはや電圧Ｖcr1を可変することはできなくなり、充電時の共振電流Ｉcr1ひいては二次側電流Ｉd21をこれ以上流すことができなくなる。したがって、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロにならない範囲では、二次側電流Ｉd21が半波正弦波で完全にゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を確保すれば、負荷に応じてコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅を変動させ、コンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr1ひいては二次側電流Ｉd21のピーク値を増加または減少させて、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。
【００５３】
また、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数を低下させた場合は、コンデンサＣr1の充放電に要する時間が増加して、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限値が低下するので、コンデンサＣr1の共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなって、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオフセット量が増加する。つまり、図１０に示すように、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数が低くなるほど、ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21のピーク値が上昇するので、二次側電流Ｉd21（およびＩd22）の平均値としての負荷電流は、周波数に拘わらず略一定となる。このため、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロにならない範囲内において、二次側電流Ｉd21が半波正弦波で完全にゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を確保すれば、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数を任意に変えても、出力電圧Ｖｏは略一定となる。なおこれは、スイッチ素子Ｑ２のみならず、同様の動作を行なうスイッチ素子Ｑ１についても言えることである。このように、負荷および周波数に拘らず出力電圧Ｖｏを略一定にできることから、理論上は出力電圧Ｖｏを一定に制御するフィードバック回路が不要になる。
【００５４】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数に関わらず出力電圧Ｖｏが一定になるということは、共振回路（直列共振回路51，52）の共振周波数よりもスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数が低い領域でも定電圧制御が可能になることを意味する。すなわち、従来は図１３に示すように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数ｆｏよりも低い領域では定電圧制御ができなかったが、本実施例の回路トポロジーでは、直列共振回路51，52のインピーダンスを誘導性にする必要がなく、この領域での定電圧制御が可能となる。
【００５５】
上記図１の回路トポロジーでは、各コンデンサＣr1，Ｃr2を充放電する際の電流が、トランスＴ１，Ｔ２の励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsと等しくなる。この場合、ゼロボルトスイッチングが行われる条件は、次の数式９にてあらわせる。
【００５６】
【数９】
但し、第１の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１のインダクタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬr2としたときに、次の数式１０のように、
【００５８】
【数１０】
とするならば、数式９のＺｏは次の数式１１で表せる。
【００６０】
【数１１】
特に、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が漏れインダクタンスＬr1，Ｌr2よりも十分大きい場合は、遷移時間をｔａとすると、次の数式１２で与えられる。
【００６２】
【数１２】
さらに、本実施例における回路トポロジーは、同一特性の単巻線による２個のトランスＴ１，Ｔ２を直列接続して用いているので、センタタップがない分だけ各トランスＴ１，Ｔ２の作成が容易になるとともに、センタタップを設けた場合に起こる銅損の悪化が防止でき、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。また、一方のトランスＴ１のドライブ中に、他方のトランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ１，Ｔ２を動作させることができる。つまり、トランスＴ１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用できる。
【００６４】
以上のように本実施例では、直流電源１の両端間に接続する第１のスイッチ素子Ｑ１および第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路と、第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の直列共振回路51と、第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2とからなる第２の直列共振回路52と、一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続した一対の第１のトランスＴ１および第２のトランスＴ２と、この第１および第２のトランスＴ１，Ｔ２の各二次巻線Ｎ21，Ｎ22の一端にそれぞれ接続する第１の整流ダイオードＤ21および第２の整流ダイオードＤ22と、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる制御手段としての制御回路４とを備え、第１の直列共振回路51とトランスＴ１の一次巻線Ｎ11との直列回路を第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間に接続し、第２の直列共振回路52とトランスＴ２の一次巻線Ｎ12との直列回路を第２のスイッチ素子Ｑ２の両端間に接続して構成される。
【００６５】
この場合、第２のスイッチ素子Ｑ２がオンすると、第１のトランスＴ１の励磁インダクタンスＬp1からの励磁電流Ｉlp1により、第１の直列共振回路51を構成する第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1が共振し、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21を介して第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。同様に第１のスイッチ素子Ｑ１がオンすると、第２のトランスＴ２の励磁インダクタンスＬp2からの励磁電流Ｉlp2により、第２の直列共振回路52を構成する第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2が共振し、トランスＴ２の二次巻線Ｎ22を介して第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。したがって、各整流ダイオードＤ21，Ｄ22の特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流Id21，Ｉd22の立ち上がり時に各整流ダイオードＤ21，Ｄ22で発生するノイズを小さくできる。
【００６６】
また、第１のインダクタンスＬr1と第１のコンデンサＣr1との共振時には、負荷電流を第１のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11側に換算した共振電流Ｉcr1が第１のコンデンサＣr1に流れ、それ以外の期間では第１のコンデンサＣr1が放電するため、また、第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21の大きさは、第１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第で決まる。このため、負荷や第２のスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数に応じて、第１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅が変動し、負荷が重くなるかまたはスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数が低くなるに従って、第１のコンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr1ひいては第１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21のピーク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd22にも言えることで、結果的に負荷や各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数に左右されず、出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。したがって、各直列共振回路51，52のインピーダンスを誘導性にするようなスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数にする必要がなく、特に各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数が各直列共振回路51，52の共振周波数より低い領域でも、定電圧制御を行なうことができる。
【００６７】
さらに、本実施例では２個のトランスＴ１，Ｔ２を使用して、センタータップを設けない構成を採用しているので、銅損の悪化を防止し、コンバータ全体の効率向上を図ることができる。
【００６８】
そして、上記の作用効果は、第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の直列共振回路51，第１のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11，および第２のスイッチ素子Ｑ２からなる第１の直列回路を直流電源１の両端間に接続し、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21の一端に第１の整流ダイオードＤ21の一端を接続した第１の共振部と、第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタンスＬr2とからなる第２の直列共振回路52，第２のトランスＴ２の一次巻線Ｎ12，および第１のスイッチ素子Ｑ１からなる第２の直列回路を直流電源１の両端間に接続し、トランスＴ２の二次巻線Ｎ22の一端に第２の整流ダイオードＤ22の一端を接続した第２の共振部とを備え、整流ダイオードＤ21，Ｄ22の他端どうしを接続した第１の接続点と、トランスＴ１，Ｔ２の各二次巻線Ｎ21，Ｎ22の他端どうしを接続した第２の接続点との間に負荷ＲＬを接続し、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を位相差を有してオン，オフさせる制御手段としての制御回路４を備えていても達成される。そしてこの場合は特に、２個のトランスＴ１，Ｔ２から共通の負荷ＲＬに電力を供給していることから、トランス１個当たりが負うパワーの低減を図り、トランスＴ１，Ｔ２の小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えることができる。
【００６９】
また、上述の第１および第２の共振部に加え、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる制御手段としての制御回路４を備え、一方のトランスＴ１のドライブ中に他方のトランスＴ２をリセットするように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続した回路トポロジーを採用してもよい。この場合は特に、一方のトランスＴ１をドライブしている間に、他方のトランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ１，Ｔ２を動作させることが可能になり、第１および第２のトランスＴ１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加されるため、各トランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用できる。
【００７０】
また、制御回路４により各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をデッドタイムを有して交互にオン・オフさせ、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の差電流Ｉsにより、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端間にそれぞれ接続する第３および第４のコンデンサすなわちコンデンサＣS1，ＣS2を、デッドタイム期間中に充放電させるように構成している。
【００７１】
このようにすると、第２のスイッチ素子Ｑ２がオフしてデッドタイム期間に移行すると、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の差電流Ｉsにより第４のコンデンサＣs2が充電され、第２のスイッチ素子Ｑ２の両端間電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds2）がゼロから直流電源１の入力電圧Ｖinに上昇する一方、第３のコンデンサＣs1が放電され、第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds1）が直流電源１の入力電圧Ｖinからゼロに下降する。したがって、第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングを達成できるとともに、第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間電圧がゼロになった後で、この第１のスイッチ素子Ｑ１をオンすれば、ここでもゼロボルトスイッチングが達成できる。なおこれは、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフする際も同様のことが言え、この場合は第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフおよび第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。
【００７２】
また、上記数式９の関係が成立するように、本実施例の共振コンバータを構成すれば、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングが確実に達成される。
【００７３】
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。
【００７４】
【発明の効果】
本発明の請求項１の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができる。
【００７５】
本発明の請求項２の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができるとともに、トランスの小型化を図ることができる。
【００７６】
本発明の請求項３の共振コンバータによれば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうことができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上を図ることができるとともに、各トランスを効率よく利用できる。
【００７７】
本発明の請求項４の共振コンバータによれば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッチングを達成できる。
【００７８】
本発明の請求項５の共振コンバータによれば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッチングを確実に達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す共振コンバータの回路図である。
【図２】同上図７〜図９に示す状態▲１▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図３】同上図７〜図９に示す状態▲２▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図４】同上図７〜図９に示す状態▲３▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図５】同上図７〜図９に示す状態▲４▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図６】同上図７〜図９に示す状態▲５▼の回路動作をあらわした回路図である。
【図７】同上各部の波形図である。
【図８】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達していない状態の各部の波形図である。
【図９】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達した状態の各部の波形図である。
【図１０】同上スイッチ素子のオン・オフ周波数が高い場合と低い場合における二次側電流の波形図である。
【図１１】従来例を示す共振コンバータの回路図である。
【図１２】従来例を示す各部の波形図である。
【図１３】スイッチ素子のオン・オフ周波数と出力電力との関係をあらわした特性曲線図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
４ 制御回路（制御手段）
51 第１の直列共振回路
52 第２の直列共振回路
ＣS1 第３のコンデンサ
ＣS2 第４のコンデンサ
Ｃr1 第１のコンデンサ
Ｃr2 第２のコンデンサ
Ｄ21 第１の整流ダイオード
Ｄ22 第２の整流ダイオード
Ｌr1 第１のインダクタンス
Ｌr2 第２のインダクタンス
Ｌp1，Ｌp2 励磁インダクタンス
Ｎ11，Ｎ12 一次巻線
Ｎ21，Ｎ22 二次巻線
Ｔ１ 第１のトランス
Ｔ２ 第２のトランス
Ｑ１ 第１のスイッチ素子
Ｑ２ 第２のスイッチ素子
ＲＬ 負荷
Claims (5)
- 直流電源の両端間に接続する第１および第２のスイッチ素子の直列回路と、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路と、一次巻線および二次巻線どうしを直列接続した一対の第１および第２のトランスと、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の一端にそれぞれ接続する第１および第２の整流ダイオードと、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記第１の直列共振回路と前記第１のトランスの一次巻線との直列回路を前記第１のスイッチ素子の両端間に接続し、前記第２の直列共振回路と前記第２のトランスの一次巻線との直列回路を前記第２のスイッチ素子の両端間に接続したことを特徴とする共振コンバータ。
- 第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、
第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部とを備え、
前記第１および第２の整流ダイオードの他端どうしを接続した第１の接続点と、前記第１および第２のトランスの各二次巻線の他端どうしを接続した第２の接続点との間に負荷を接続し、
前記第１および第２のスイッチ素子を位相差を有してオン，オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする共振コンバータ。 - 第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の共振部と、
第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の共振部と、
前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、
前記一方のトランスのドライブ中に前記他方のトランスをリセットするように、前記第１および第２のトランスの一次巻線および二次巻線どうしを直列接続したことを特徴とする共振コンバータ。 - 前記第１および第２のスイッチ素子は前記制御手段によりデッドタイムを有して交互にオン・オフされ、前記第１および第２のトランスの各励磁インダクタンスの差電流により、前記デッドタイム期間中に、前記第１のスイッチ素子の両端間に接続する第３のコンデンサと、前記第２のスイッチ素子の両端間に接続する第４のコンデンサを充放電させるように構成したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の共振コンバータ。
- 前記第１のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp1とし、前記第２のトランスの励磁インダクタンスの励磁電流をＩlp2とし、前記直流電源の入力電圧をＶinとしたときに、次の数式１の関係が成立するように構成したことを特徴とする請求項４記載の共振コンバータ。
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