JP4903707B2 - Ｌｅｄ広域光源ランプ用電力変換器 - Google Patents

Description

本発明は、概して、電力変換器に関し、より具体的には、照明として発光ダイオード（ＬＥＤ）を有する広域光源（Ｌａｒｇｅ Ａｒｅａ Ｌｉｇｈｔ Ｓｏｕｒｃｅ；ＬＡＬＳ）用の電力変換器に関する。結果として、当該変換器は、薄いデバイスでの集積のために十分に薄い。

エレクトロニクス産業は、微細化及び費用節約に対しての増大するプレッシャーに直面する。特に家電分野では、製造者は、製品を需用者のために可能な限り小さく、薄く、且つコンパクトに作ろうと努力している。

マイクロエレクトロニクス分野では、極微細化が、製造工程の自動化とともに、マイクロチップにおける部品の集積によって達成され得た。パワーエレクトロニクス分野では、回路の構成容量及び重さが、スイッチングモード電源（ＳＭＰＳ）の発展により、以前に望ましく削減され得た。特に、共振変換器トポロジーを用いる電力の搬送は、非常に効率的且つ小さな解決法をもたらす。更に、微細化及び自動化の程度を更に増大させるよう、例えばプラズマディスプレイ又はＬＣＤディスプレイなどの非常に薄く且つ平面なアプリケーションにとって、回路の個別部品を集積することが望ましい。

しかし、集積は、パワーエレクトロニクス用途における回路にとっては達成することがより困難である。特に、部品種類の違いは、今日まで個別部品を用いるための理由である。更に、これらの部品のサイズ低減には限界がある。これは、しばしば特定の容量が特定のエネルギー量を蓄積するために、又は電気損失を適度に保つために必要とされることに因る。

主電源網（例えば、欧州における２３０Ｖ交流５０Ｈｚ、又は米国における１１０Ｖ交流６０Ｈｚ。）へ接続されうる電力変換器は、力率及び主要高調波に関して、主電源網の運営担当者の規則に従わなければならない。

本発明の好ましい実施例に従って、入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器は、一次側及び少なくとも１つの二次側を有する変圧器を有し、該変圧器は、相互インダクタンスＬｍ及び漏れインダクタンスＬｓを示す。前記変圧器は、また、該変圧器の前記一次側において動作周波数ｆｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子と、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣｓとを有する。前記動作周波数ｆｏｐ、前記コンデンサＣｓ、及び前記漏れインダクタンスＬｓは、前記出力電流の実効値が、前記出力電流が流れる負荷の変化に対して実質的に一定であるように整合される。一定出力電流のこの状態は、例えば、前記出力電流の周波数応答作用において、前記負荷からの依存状態が無視可能である場合に実現される。前記状態は、また、前記負荷に依存する加数が、対応する和における如何なる他の加数よりも、少なくとも一桁だけ絶対値に従って小さい場合に実現される。前記負荷の関数としての電流特性に関して、この特性の傾きは、負荷電流が前記負荷の変化を感知しうる程度に関する目安である。共振時では、この感度は極めて小さい。共振が僅かに収まると、作用点の出力電圧も感度に影響を及ぼす。電圧を制限する目安が設けられる場合に、電圧制限を考慮する滑らかな移行が存在する。この方法で、前記出力電流の実質的に自動制御である動作は達成可能である。共振変換器は、共振原理を用いることによって前記電流が制御努力を伴わずに狭い制限範囲内に保たれるところの電流源モードで使用される。従って、前記負荷の変化に対する前記電力変換器の安定動作は達成される。実際には、前記負荷へ供給される電流は、限られた範囲内でのみ前記負荷によって達成される。前記電流は、むしろ、共振電流の周波数応答曲線によって決定される。

前記動作周波数ｆｏｐ、前記コンデンサＣｓ及び前記漏れインダクタンスＬｓは、

が成立するように、直列コンデンサと、前記相互インダクタンスＬｍ及び前記漏れインダクタンスＬｓの和とによって決定される基本共振周波数である前記動作周波数の下限に従って整合されても良い。

この基本共振周波数で動作すると、前記電力変換器は、その二次側で電流源のように作動して、高い出力インピーダンスを生ずる。更に、この基本共振周波数で、前記共振回路の入力インピーダンスは、周波数の増大とともに、容量性モードから誘導性モードへと変化する。望ましくは、例えばＭＯＳＦＥＴトランジスタ等の特定のスイッチング素子は、スイッチング損失を小さく保つために誘導電荷を駆動するよう動作する。更に、例えばコンデンサ及びインダクタ等の受動部品は、必要とされる基本共振周波数がむしろ高く選択されうるので、小さく保たれうる。実際には、最大動作周波数は、主に、前記スイッチング素子によって制限される。この理由のために、動作周波数の無制限の増大は、適切な費用ではなし得ない。従って、前記直列コンデンサＣｓ及び前記漏れインダクタンスＬｓの値は、強要される動作周波数に整合されるべきである。

前記動作周波数ｆｏｐ、前記コンデンサＣｓ及び前記漏れインダクタンスＬｓは、また、前記共振回路の出力インピーダンスが実質的に前記負荷に整合されるところの前記動作周波数の上限に従って整合されても良い。前記電力変換器の電流源特性を保つために、比較的高い出力インピーダンスが保持されるべきである。出力インピーダンスと負荷との間の電力整合の点は、電流源と電圧源との間の転移点と考えられる。従って、前記出力インピーダンスを前記負荷よりも大きく保つことにより電流源が得られる。この周波数領域で、前記出力インピーダンスは、周波数の増大とともに減少する。実際には、前記上限は、前記出力インピーダンスが、満足な電流源特性を依然として得られる前記負荷のインピーダンスの例えば１．２倍よりも小さくなるところの周波数で選択されうる。

前記動作周波数ｆｏｐ、前記コンデンサＣｓ及び前記漏れインダクタンスＬｓは、

が成立するように、前記動作周波数の上限に従って整合されても良い。

この所謂直列共振周波数で、前記電力変換器の出力インピーダンスは最低であり、零にさえなりうる。しかし、周波数の関数として、前記出力インピーダンスは、この直列共振周波数の近くで急に増大する。従って、前記直列共振周波数を僅かにしか下回らない周波数でさえ、前記出力インピーダンスの満足な値が達成可能である。

前記動作周波数は、前記漏れインダクタンスＬｓが前記出力電流を制限するように、

として前記直列コンデンサ及び前記漏れインダクタンスＬｓによって決定される直列共振周波数よりも実質的に高く選択されても良い。言い換えると、前記動作周波数は、前記漏れインダクタンスＬｓが、前記出力電流に対する支配的な限定因子であるところの領域で選択される。直列に接続されるインダクタンスは、インダクタンスＬの絶対インピーダンス値が周波数に比例することを表す関係Ｚｉｎｄｕｃｔｉｖｉｔｙ＝ｊωＬにより、周波数を増大させるために電流チョークとして動作する。前記漏れインダクタンスは、その絶対インピーダンス値が夫々の直列配線にある全ての他の部品のインピーダンスの和の絶対値を超える場合に、支配的であると考えられる。この周波数領域で、直列インダクタンスは支配的となり、直列交流抵抗を差し引いてほとんどの損失と考えられる。出力抵抗がそれほど高くない場合には、前記出力電流はほぼ前記負荷のインピーダンスである。

更に、前記動作周波数ｆｏｐ、前記コンデンサＣｓ及び前記漏れインダクタンスＬｓは、前記共振回路の入力インピーダンスが誘導特性を表すように整合されても良い。短絡回路でさえ、前記変換器は誘導性モードで動作する。これは、前記スイッチング素子の無損失の零電圧スイッチングを達成するために望ましい。

前記変圧器は平面変圧器であっても良い。これは、設置高さの低減という利点を有する。

前記漏れインダクタンスＬｓは、前記変圧器の螺旋二次巻線の中心に対して前記変圧器の螺旋一次巻線の中心をシフトすることによって実現されても良い。代替的に、前記漏れインダクタンスＬｓは、前記変圧器の異なった寸法の一次及び二次螺旋巻線によって実現されても良い。これら両方の組合せも可能である。漏れインダクタンスを実現するための上記可能性のうちの第１は、必要な配置を、実験的に、又はスイッチングモード電源の組み立ての間の微調整の一部として、決定若しくは変更するのに非常に適しており、一方、第２の可能性は、比較的容易な計算を可能にし、磁束によって引き起こされる損失は、より均一に分布する。両方の可能性が組み合わされる場合に、漏れインダクタンスＬｓの主要部は、第２の方法に従って実現可能であり、組み立て及び最終検査の間の如何なる必要な微調整も第１の方法によって実現可能である。前出のシフト方法は、平面変圧器にのみ適用されうる。

前記変圧器の前記一次及び二次巻線は、平面でプリント回路基板（ＰＣＢ）に組み込まれても良く、固体ＰＣＢ層は、前記一次巻線と前記二次巻線との間に配置されても良い。前記変圧器は、同時に、必須であって、特定の最小寸法を有するよう強制される。前記ＰＣＢにおける前記変圧器の組み込みは、両方の必要条件を組み合わせる。前記一次巻線と前記二次巻線との間の有効な電気絶縁は、両巻線の間の固体ＰＣＢ層によって達成される。

一次巻線、固体ＰＣＢ層、及び二次巻線を有する配置の平らな側に隣接して、平面磁気コアが配置されても良い。軟磁性材料の内側に前記変圧器の磁束を導くことは、一次巻線と二次巻線との間の効率的な結合を得るために好ましい。提案される配置により、磁束は巻線の周囲近くに導かれる。

前記平面磁気コアはフェライトタイル、フェライト高分子化合物、又は高透磁率の金属箔によって形成されうる。前記高透磁率の金属箔の場合には、それはＮｉＦｅ、即ちミューメタルから作られうる。代替的に、前記磁気コアは非晶質鉄又はナノ結晶鉄から作られうる。非晶質鉄は、例えばＭｅｔｇａｌａｓ又はＶｉｔｒｏｖａｃであっても良い。前記磁気コアは、前記磁気コア内で誘導された磁界線に平行なスロットを前記磁気コアに設けることによって構成されても良い。これらの材料は、縮小空間要求の際に、良好な軟磁性特性を提供する。前記磁気コアにスロットを設けることは渦電流を低減するのに役立つ。フェライトタイルは、非常に小さな厚さで製造可能であって、同様に、ＰＣＢの全体的な厚さも小さく保つことができる。フェライト高分子化合物は、より複雑な形状及び形態で製造されうる。

前記コンデンサＣｓは、前記ＰＣＢの表面からその内部への、例えばコンデンサＣｓのような大きな部品の移動により、空間の節約を得られるように、前記ＰＣＢに組み込まれても良い。これにより、前記ＰＣＢの表面にある部品点数を少なくすることができる。

本発明の他の実施例に従って、当該電子装置の電力変換器はヒートシンクの片側に形成されたグローブに実装され、前記電力変換器のＰＣＢは、該ＰＣＢ及びその内蔵及び実装された部品の冷却を改善するために、前記ヒートシンクへ直接に取り付けられる。また、前記電源は、ＬＥＤ配列、ヒートシンク及び電力変換器の配置全体に如何なる厚さも加えない。

更に、前記ＰＣＢは、熱的に高い伝導性の物質から作られても良い。これにより、電子部品、特に、前記ＰＣＢに組み込まれる部品の冷却が更に改善される。

高い公称値を有するコンデンサは、これらがその組み込みのために広い空間を必要とする傾向を有するので、回避されうる。同じ理由のために、電解コンデンサは回避される。通常、大きなコンデンサは、電力供給の際に２つの目的を果たす。１つには、それらは、通常、整流器の出力で所謂リップル電圧を低減するために用いられる。仕様によりリップル電圧が小さくされなければならない場合に、大きなコンデンサが必要である。他の目的では、大きなコンデンサは、通常、低い共振周波数を有する共振回路を形成するのに必要とされる。具体的な実施例では、コンデンサは１μＦを超える公称値を有さない。更に、目的の用途で相当量のリップル電圧が許容される場合に、供給電圧の零交差の間にもエネルギーの一定流量を保つために通常必要とされるコンデンサは、経済的に使用される。残りのコンデンサは、より高いスイッチング周波数をフィルタ処理し、この目的のためにそれほど大きい必要はない。

一実施例において、前記電力変換器は、
ＡＣ主電源へ接続可能な第１のＡＣ−ＤＣ整流器；及び
電気消費部へ接続可能な第２のＡＣ−ＤＣ整流器；
を更に有しても良い。これらの付加により、前記電力変換器は、直流電気消費部に交流主電源網から電力を供給するためにスイッチングモード電源となる。これは、直流（ＤＣ）を必要とする電気消費部が、交流電源網以外の他の周波数で動作する中間変換段により交流（ＡＣ）電源網へ接続され得ることを確実にする。通常、前記中間段は、前記交流電源網よりも高い周波数で動作する。

前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器は、整流電圧及び重畳リップル電圧を発生させうる。前記リップル電圧は、前記ＡＣ主電源の電圧の周波数の２倍である周波数を有しても良い。更に、前記ＡＣ主電源から前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器によって引き込まれる電流は、実質的に、前記ＡＣ主電源の電圧の周波数に等しい周波数を有する正弦波であっても良い。特定の電気消費部、特に、非線形な電流−電圧特性を有する電気消費部を用いると、前記交流電源の周波数の２倍である周波数でリップル電圧を供給することは、電力消費の周期性に対して有益となり得る。広く知られる整流器は、副生物としてリップル電圧を生成するので、更なる目安は、リップル電圧の生成及び抑制のいずれに対しても必要とされない。前記ＡＣ主電源から前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器によって引き込まれる電流は、前記ＡＣ主電源の電圧の周波数に等しい周波数を有する正弦波である。この方法で、電力供給産業の主な必要条件は満たされる。実際には、電力供給産業は、その電源網へ接続された電気装置が主要高調波により過度に前記電源網を変化させないことを要求する。

前記電気消費部は、ダイオードのような電流−電圧特性を有しうる。これによって、前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器と協働して、前記電気装置の電力消費部は、前記ＡＣ主電源の電圧の２倍の周波数で変化するよう実現可能である。前記電力消費部は、前記ＡＣ主電源での電圧の周波数に等しい周波数で前記ＡＣ主電源から、原則的に正弦波である電流を引き込む。従って、前記電力消費部は、電気供給網における損失及びストレスの低減を得られるよう主要高調波の低減に対する電力供給産業の要求を満たす。これは、前記負荷の前出の電流−電圧特性を利用することによって達成され、前記電力消費部に、前記電力消費部を流れる電流と同じ周波数により正弦波形式で振動させる。更に、前記電気消費部の電流−電圧特性は、前記電力消費部を流れる電流の周波数で電力消費部へ至る。前記電気装置の静止動作において、前記電気装置で消費される電力量は、前記主電源から受け取る電力の量にほぼ等しく、内部スイッチング周波数は、前記主電源の電圧周波数よりも数桁高いので、前記電源によって吸収される電力は、前記リップル電圧の周波数で本質的に発振する。このような動作は、電力供給産業の観点から、主要高調波がほとんど存在しないために過度に前記電源網にストレスを与えない線形な負荷のように見えるので好ましい。

広域光源（ＬＡＬＳ）は、本発明に従う電力変換器を有しても良い。これは、前記電力変換器が当該ランプのヒートシンクに組み込まれる場合でさえ、広域光源が薄くされることを可能にする。

本発明の他の目的及び利点について添付の図面を参照して説明する。

本発明は、様々な変形及び代替の形態の余地があり、一方、それらの特定の実施例は、一例として図面で示されており、本明細書で詳細に説明される。しかし、当然のことながら、開示される具体的な形態に本発明を限定することを意図するわけはなく、むしろ、本発明は、添付の特許請求の範囲によって定義されるような全ての変形、均等、及び代替案に及ぶ。

ここで図１を参照すると、主電源網（３０）によって供給される電力を電気消費部（４０）の動作状態に適合させるための電力変換器（１００）の配線図が示される。この適合は、電圧の低下と、主電源網（３０）によって供給される交流電流を電気消費部（４０）によって必要とされる直流電流へ整流することとを含む。主電源網は、例えばヨーロッパの主電源網によって供給されるように、２３０Ｖ交流５０Ｈｚの電圧を供給することができるが、例えばアメリカ合衆国の主電源網のような他の幾つかの主電源網によって供給される電圧、即ち１１０Ｖ交流６０Ｈｚの電圧に等しくても良い。この実施例で、電気消費部（４０）は、直列に接続された幾つかの発光ダイオード（ＬＥＤ）を有する。それらの電流−電圧特性に起因して、ダイオードは、それらの所定の順方向電圧に近い電圧にそれらの端子電圧を保つ傾向がある。他方で、ダイオードを流れる電流の強さは、実際にはダイオード自体によっては制御されず、周辺回路が電流の強さを制限するよう適切な対抗手段を提供しない限り、高い値に到達し得る。従来、フィードバック制御ループは、負荷を流れる電流を制御するために用いられる。このようなフィードバックループ制御は、通常、パルス幅変調によりスイッチング素子のゲート又はベースへ印加されるゲート信号に従って作動する。しかし、ゲート信号の幅が制御要素として用いられるならば、スイッチング素子のオン切替又はオフ切替の時点のうちの少なくとも１つは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）又は零電流スイッチング（ＺＣＳ）の要求を満足するよう選択され得ない。オン切替及び／又はオフ切替のそれらの次善の時点の結果として、スイッチング素子での電力消費は増大する。能動的に電力変換器の出力電流を制御するための他の可能性は、出力電流に応答する周波数を上手く利用することである。従って、スイッチング素子の動作周波数は、出力電流の周波数応答曲線が傾斜を表すところの動作周波数の周囲で変化する。全てのフィードバック制御は、電力変換器の出力電流が測定される必要がある点で共通する。しかし、これは更なる回路を必要とする。電気絶縁が変圧器の一次側と二次側との間で必要とされる場合に、更なる光学又は電磁伝達素子が必要となる。しかし、一般的な意見に反して、十分に安定した電流制御は、本明細書で記載されるように、閉じられたループ制御を伴わずに達成されうる。

主電源網（３０）によって供給される電圧は、整流器（１１２）によって整流される。コンデンサ（１１４）は、整流された電圧を平滑化する。この場合に、平滑化の程度はコンデンサ（１１４）の容量に依存する。コンデンサ（１１４）の端子間の電圧は、直流成分と、所謂リップル電圧とを有する。整流された電圧は、スイッチ（１２４ａ）及び（１２４ｂ）を有するハーフブリッジへ印加される。両スイッチは、交互に動作し、この目的のために制御器（１２２）によって制御される。制御器（１２２）は、スイッチ（１２４ａ）及び（１２４ｂ）へのゲート信号又はトリガ信号を発生させる。スイッチ（１２４ａ）及び（１２４ｂ）は、バイポーラ又はＭＯＳＦＥＴのいずれか一方の技術で実現され得る。より高い動作周波数では、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、通常、バイポーラトランジスタよりも好ましい。ハーフブリッジの出力で、基本的には矩形波である電圧が利用可能であり、これは、コンデンサＣｓ（１３２）と、インダクタンスＬｓ（１３４）及びＬｍ（１３６）とを有する共振回路へ印加される。これらの構成要素は直列共振回路を形成する。インダクタンスＬｓ（１３４）は、変圧器（１３３）の漏れインダクタンスであり、インダクタンスＬｍ（１３６）は、同じ変圧器（１３３）の相互インダクタンスである。変圧器（１３３）は、また、その二次側で二次巻線（１３８ａ）及び（１３８ｂ）を有する。よく知られる方法では、変圧器（１３３）は、センタータップ（１３９）を設けられる。整流器（１４２）は、変圧器（１３３）の二次側へ接続されている。コンデンサ（１４４）は、整流器（１４２）の出力電圧を平滑化するために用いられる。このコンデンサ（１４４）に並列に負荷（４０）が接続されている。負荷（４０）は、整流器（１４２）の平滑化された出力電圧によって電源を供給される。

回路を薄くするために、変圧器（１３３）は、その巻線をプリント回路基板（ＰＣＢ）に集積されるよう構成される。

ここで図２を参照すると、電力変換器の関連する部分の等価回路が表される。ハーフブリッジの出力は、矩形波電圧を供給する電圧源ＵＨＢによりシミュレートされる。この矩形波電圧は、図１で表されたものに相似な共振回路へ供給される。図１で表された共振回路に加えて、コンデンサＣｐ（１３７）は、理想的なトランスデューサ（１３５）の出力に並列に接続されている。実際には、コンデンサＣｐ（１３７）は、変圧器の二次側で、その巻線によって引き起こされる寄生容量をモデル化する。変圧器の一次側へ変圧されると、コンデンサＣｐ（１３７）は、Ｃｐ／Ｎ２として理想変換器の一次側に現れる。なお、Ｎは、二次巻線及び一次巻線の巻線比である。この巻線比依存のために、変圧器の二次側における小さい寄生容量でさえ、巻線比Ｎに依存して、その一次側で関係性を有することになりうる。コンデンサＣｐ（１３７）の発生は、Ｌｍ（１３６）及びコンデンサＣｐ（１３７）を有する並列共振回路を生じ、トランスデューサ（１３５）の一次側へ変圧される。コンデンサＣｓ（１３２）及び漏れインダクタンスＬｓを有する直列共振回路とともに、この並列共振回路は、４次共振回路をもたらす。この回路トポロジーは、また、その構成要素の数により、ＬＬＣＣトポロジーとも呼ばれる。

ＬＬＣＣハーフブリッジ変換器をより綿密に解析し、様々な動作モードを理解するために、複雑な相互関係の抽象化を可能にするモデルを使用することが有用である。解析のための適切なツールは、所謂、基本成分近似（Ｆｉｒｓｔ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ；ＦＨＡ）である。このツールでは、回路へ印加される信号の基本周波数のみが考慮される。これは、伝達エネルギーの大部分が基本周波数の波で搬送される場合に受け入れられる。高調波の全ての寄与は、無視されうる。線形成分を有する電気回路では、基本周波数における簡単なＡＣ回路解析しか行われる必要がない。ＡＣ計算法を用いると、ＬＬＣＣ共振回路の挙動が解析可能である。共通のアプローチは、式：

に従って、分圧器による伝達関数の計算である。

この式において、Ｕｏは出力電圧を表し、Ｕｉは入力電圧を表し、ｎｅｆｆは有効巻線比を表す。インピーダンスＺ１及びＺ２は、夫々：

及び

として定義される。クオリティーファクタの定義：

並びに、直列共振周波数及び並列共振周波数の夫々の定義：

及び

により、ＬＬＣＣ変換器の絶対値伝達関数は：

として求められる。

この式から、回路の伝達関数がクオリティーファクタＱｓ、共振周波数ｆｓ及びｆｐ、並びにＬｓ及びＬｐの比の選択によって実質的に決定されることが分かる。

図３は、周波数の関数として変換器の電圧伝達関数を表す図を示す。図の周波数軸は、直列共振周波数ｆｓへ標準化されている。図３の図に示される曲線の夫々は、特定のクオリティーファクタＱｓに関する電圧比を示す。クオリティーファクタＱｓは負荷抵抗ＲＬの関数であり、負荷抵抗ＲＬは変換器の出力電力を決定する。下端から始まって、最下の粗破線は、最大出力の回路動作を表し、次の破線は、通常出力の回路動作を表す。その次の点線は、低出力の回路動作を示す。最上の実線は、軽い負荷での動作に関して電圧伝達関数を示す。

共振変換器は、動作周波数を選択することによって調整されうる様々なモードで動作可能である。基本成分近似及びそれから得られる変換器トポロジーの伝達関数により、回路の伝達動作は考察可能である。異なった動作範囲が認められ得る。伝達関数は、曲線の極大で、２つの特徴的な共振周波数ｆｒ１及びｆｒ２を特色とする。留意すべきは、これらの共振周波数ｆｒ１及びｆｒ２は、概して、直列共振周波数及び並列共振周波数とは異なる点である。伝達関数を見ると、負荷曲線の最大が移動することは明らかである。小さな負荷では、極大はｆｒ１へと移動する。負荷が増大すると、そのピークは直列共振周波数ｆｓへと移動する。共振周波数ｆｒ２の影響の拡大は、変換器の設計に依存する。

以下の動作範囲は、負荷曲線の最大の位置に依存する範囲であって：
容量範囲：入力インピーダンスはコンデンサのように動作する。電流は電圧に先行する。望ましくは、スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）は、電流がスイッチング素子を流れない時点でオフに切り替えられる（零電流スイッチング、即ちＺＣＳ（ｚｅｒｏ−ｃｕｒｒｅｎｔ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ））；及び
誘導範囲：入力インピーダンスはインダクタンスのように動作する。電圧は電流に先行する。望ましくは、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）は、スイッチング素子での電圧が零である時点でオンに切り替えられる（零電圧スイッチング、即ちＺＶＳ（ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ））；
を決定され得る。

変換器が容量範囲で動作すべき場合に、スイッチング周波数は、共振周波数を下回って選択されるべきである。この範囲では、スイッチング素子は、電流がそれらを流れなくとも、オフに切り替えられる。共振周波数を上回って動作する場合に、変換器は誘導モードで動作する。即ち、スイッチング素子は零電圧でオンに切り替えられる。直列共振周波数ｆｓは、両共振周波数の間のバリア周波数であり、容量性の動作モードから誘導性の動作モードへの更なる他の遷移を提供する。

共振周波数の下限は基本周波数である。それは、直列容量と、漏れインダクタンス及び相互インダクタンスの和とによって決定される。この周波数では、変換器は、その出力で電流源のように動作する。即ち、出力インピーダンスは非常に高い。この周波数の支配下で、変換器は容量モードで動作する。この周波数より上では、負荷の状態に依存して、変換器は誘導モードで動作する。

第２の主な共振周波数は、直列容量Ｃｓ及び漏れインダクタンスＬｓによって決定される直列共振周波数である。この周波数で、変換器は電圧源として機能する。従って、その出力インピーダンスは非常に低い。この範囲は、変換器がＬＥＤを駆動するよう意図される場合には回避されるべきである。直列共振周波数を優に上回る場合には、直列インダクタンスは、この範囲が同様にＬＥＤを駆動するために使用され得るように、負荷電流を制限する。

共振回路内の電流を考慮すると、変換器の様々な動作範囲は、より正確に決定可能である。この目的のために、共振回路における電流Ｉｒｅｓの大きさ及び位相は、夫々、図４及び図６において、周波数に対してプロットされる。負荷状態が軽い場合の動作（実線）では、変換器は、２つの容量モードと、２つの誘導モードとで動作可能であることが認められる。共振周波数ｆｒ１は、容量範囲から誘導範囲への遷移を特徴付ける。従って、位相は＋９０°から−９０°へと変化する。即ち、電圧は、共振回路では電流に先行する。並列な枝における素子Ｌｐ及びＣｐから生ずる並列共振周波数において、電流は再び容量性となる。この時点で、電流は、大きさを表す図から得られるように、軽い負荷状態の下で共振回路に流れ込まない。スイッチングトランジスタは、この動作周波数で如何なる順方向損失も発生させない。共振周波数ｆｒ２では、変換器は誘導性となり、比較的高い電流が共振回路に流れる。零電圧スイッチング（ＺＶＳ）の変換器の有用性は、共振回路の虚数成分の値に依存する。共振回路の虚数成分は、電流の位相、従って、電圧に対する電流の遅延又は前進に関連している。図５は、電流の虚数成分を示す。電圧が零と交差する場合に電流がますます負側に大きくなると、スイッチング素子の容量はより良く放電及び再充電をなされうるので、これはＺＶＳに関してますます有利である。周波数の挙動を示す図における電流の虚数部の零交点は、様々な動作モードへの遷移を表す。更に、電流の虚数部は、所謂負荷非依存点で一定であることが分かる。このことは、変換器が、負荷に関わらず、誘導モードで動作する場合に同じＺＶＳ動作を示すことを意味する。出力電圧の不十分な制御動作により、この周波数での動作は、比較的安定した入力電圧が想定されうる場合にしか選択されるべきではない。

更に、定電流源又は定電圧源として変換器を設計することが望まれうる。この目的のために、ＬＬＣＣ変換器の出力インピーダンスは、出力の様々な値に関して図７に表される。先と同じく、表示は、直列共振周波数ｆｓに正規化される。この直列共振周波数で動作すると、変換器の出力共振は非常に小さくなる。即ち、回路は定電圧源に相当する。対照的に、回路は、並列共振周波数に等しい作動周波数に関して定電流源のように動作する。両周波数の間で、出力インピーダンスは有限値と仮定する。この有限値は、適切な作動周波数を選択することによって電力調整を行うことを可能にする。

直列インダクタタンスＬｓは、変圧器の漏れインダクタンスによって実現される。この用途に適した平面変圧器において所望の値にそのインダクタンスを増大させて調整するために、２つの可能性が提案される。第１の可能性では、一次巻線及び二次巻線は、等しい直径を有する螺旋巻線である。図８ａから明らかなように、それらの中心は動かされる。一次巻線８０１は中心８１１を有し、二次巻線８０２は中心８１２を有する。中心８１１と８１２との間の距離８１０は、一次巻線に対する二次巻線の位置ずれを決定する。より多く中心が動かされると、結合はますます弱くなり、従って、漏れインダクタンスは増大する。この方法は、必要な配置を実験的に決定又は変更するのに非常に適している。第２の可能性は、同様に、２つの螺旋巻線を用いる。それらは互いに中心を合わせられるが、それらは、図８ｂから明らかなように、異なった直径を有する。一次巻線８０１の直径８２１は、二次巻線８０２の直径８２２よりも小さい。重なり合わない部分は、巻線の他の部分へ弱く結合され、従って、漏れインダクタンスは増大する。この構成は、第１の解決法に比べてより簡単に計算可能であり、磁束により引き起こされる損失は、より均一的に分布する。しかし、この解決法は製造後に変更不可能であり、実験的な調整をすることができない。また、両可能性の組合せも可能である。

ここで図９を参照すると、パワーエレクトロニクスの回路における受動部品の集積が記載される。１つのアプローチは、プリント回路基板におけるこれらの部品の集積のための技術の開発を追求する。より高い実装密度、統合製造によるより高速な製造プロセス、及び改善された温度特性は、このアプローチの利点である。他のアプローチは、様々な電気的機能を組み込む複雑な部品の開発、即ち、１つの部品における容量特性及び誘導特性の統合に焦点を当てる。結果的に得られる利点は、少数の部品及び回路の大きさの低減である。両アプローチの組合せは、より一層高い集積レベルをもたらす。従って、望ましくは、全ての種類の受動部品がＰＣＢに組み込まれる。受動部品は、半導体ではない部品である。それらは、抵抗、コンデンサ、又はインダクタンス及び変圧器を含む。これは、製造プロセスの１つのステップにおける多数の部品の同時製造に代わる。統合製造は、層における製造プロセスにより達成される。この場合に、夫々の層は、多数の同様の部品を有する。様々な層が回路全体へと構成される。これは、回路の３次元構造をもたらす。

電力供給における最大部品としての変圧器は、その巻線をプリント回路基板（ＰＣＢ）９００に集積されるよう構成される。これは、変圧器を非常に薄くすることを可能にする。変圧器は一次巻線を有する。この一次巻線は、並列に接続された２つの導体９４２及び９４４を有する。導体９４２及び９４４は、一次巻線を外部回路へ電気的に接続するための２つの端子９５２及び９５４を与える。二次巻線は、一次巻線の下に表され、２つの導体９４６及び９４８を有する。導体９４６及び９４８は、二次巻線を外部回路へ電気的に接続するための端子９６２、９６４及び９６６を有する。端子９６２の側で、両導体は、端子９６２が両導体９４６及び９４８を支持するように互いへ電気的に接続されている。しかし、反対側では、導体９４６及び９４８の夫々は、個々の端子９６４及び９６６を夫々与える。この配置は、端子９６２の形で二次巻線のセンタータップを形成する。一次巻線と二次巻線との間の絶縁９３２は、規格に従って主系統絶縁を確実にする。従って、６ｍｍ（若しくは、適用環境に依存して、８ｍｍ）の沿面距離又は少なくとも０．４ｍｍ厚の固体ＰＣＢ層のいずれか一方が、一次側及び二次側の導体部の間に挿入されるべきである。留意すべきは、技術的に関連する全ての軟磁性材料のほとんどは、安全規格という意味で「導電」する点である。軟磁性層９２２及び９２４は、開磁路を形成する。変圧器コアが閉じられた軟磁性経路から成る場合に、上側及び下側９２２、９２４のその部分は、電気的に接続され、従って、できる限り一次巻線から二次巻線への沿面経路を作り出すことができる。これは、コアの半分が、軟磁性タイルの使用においてと同様に、ＰＣＢ９００によって分離される場合には回避されうる。しかし、絶縁距離は、磁路にギャップを生じさせる。結果として得られる誘導性の低減は、特定の回路トポロジーと、より高いスイッチング周波数の使用を必要とする。この例で、ＰＣＢ９００は、記載の明瞭さのために、平面変圧器のために単一の層を有する。更に、当然のことながら、ＰＣＢ９００は、変圧器層の上又は下に配置されうる、例えば、コンデンサ、インダクタンス、及び抵抗のための更なる層を有しても良い。

軟磁性変圧器コアは、２つのフェライトタイルから作られる。これは、２つの利点を有する。即ち、焼結フェライトは不安定であるから、重要であるところの形状を加工することが容易である。単純なプレート状のタイルは、複雑な形をしたコアよりも薄く作ることができる。このようにして、変圧器全体で３ｍｍの厚さが達成可能である。フェライトコアに軟磁性タイルを使用する第２の理由は、先に説明したように、主系統絶縁の容易な実現である。

更なる実現では、磁気コアは、フェライトポリマー複合体から作られる。これは、米国特許出願番号２００３／００３０５３３に記載されるものと同様に、プリント回路基板に積層される。タイミングコンデンサ、フィルタコンデンサ、及び他のコンデンサは、同様に、別々の層としてプリント回路基板に集積されうる。

図１０は、本発明に従う広域光源（Ｌａｒｇｅ Ａｒｅａ Ｌｉｇｈｔ Ｓｏｕｒｃｅ；ＬＡＬＳ）ランプ１０００の斜視図を示す。ＬＡＬＳランプ１０００は、その背面上側より示される。本発明に従う電力変換器１００は、ヒートシンク１０１０の空洞１０１２に挿入されている。ヒートシンク１０１０は、幾つかの冷却フィンによって形成される。この冷却フィンは、効率的な放熱を確保する。ヒートシンクの他の形が、また、例えばＬＡＬＳランプの側面の大きな表面のように、考えられる。発光ダイオード（ＬＥＤ）４０は、光源として働く。これらは、通常、電力変換器１００の出力で直列に接続されている。ＬＥＤ４０は、それらの位置を示すよう円柱としてこの図では表される。それらの実際の形状は異なっていても良い。ＬＥＤは、通常、指向性発光特性を有するので、反射器及び／又は拡散器（図示せず。）が一様な光分布のために用いられても良い。ヒートシンク１０１０の底面は、ＬＥＤが可視的であるように、半透明で表される。

本発明を用いる電力変換器の配置図を示す。 その解析を容易にする電力変換器の等価回路を示す。 正規化周波数ｆの関数として、電圧伝達関数：

の周波数応答を示す。
共振電流Ｉｒｅｓの大きさの周波数応答を示す。 正規化周波数ｆの関数として、共振電流Ｉｍ（Ｉｒｅｓ）の虚数部の周波数応答を示す。 正規化周波数ｆの関数として、回路の共振電流Ｉｒｅｓの位相の周波数応答を示す。 正規化周波数ｆの関数として、電力変換器の出力インピーダンスの周波数応答を示す。 漏れインダクタンスが一次巻線及び二次巻線の中心をシフトすることによって実現されるところの変圧器の一次巻線及び二次巻線の配置を示す。 漏れインダクタンスが一次巻線及び二次巻線に対して異なった直径を割り当てることによって実現されるところの変圧器の一次巻線及び二次巻線を示す。 変圧器を集積されたプリント回路基板の断面図である。 本発明に従う広域光源の斜視図を示す。

１００ 電力変換器
３０ 主電源網
４０ 電気消費部
１１２，１４２ 整流器
１１４ コンデンサ
１２２ 制御器
１２４ａ スイッチ
１２４ｂ スイッチ
１３２，Ｃｓ （共振）コンデンサ
１３４，Ｌｓ （共振）インダクタンス
１３６，Ｌｍ （共振）インダクタンス
１３７，Ｃｐ コンデンサ
１３３ 変圧器
１３５ トランスデューサ
１３８ａ，ｂ 二次巻線
１３９、９６２ センタータップ
８０１ 一次巻線
８０２ 二次巻線
８１０ 一次巻線及び二次巻線の中心間の距離
８１１ 一次巻線の中心
８１２ 二次巻線の中心
８２１ 一次巻線の直径
８２２ 二次巻線の直径
９００ プリント回路基板（ＰＣＢ）
９２２，９２４ 軟磁性層
９３２ 一次巻線と二次巻線との間の絶縁
９４２，９４４ 一次巻線導体
９４６，９４８ 二次巻線導体
９５２ 導体９４２の端子
９５４ 導体９４４の端子
９６４ 導体９４６の端子
９６６ 導体９４８の端子
１０００ 広域光源（ＬＡＬＳ）
１０１０ ヒートシンク
１０１２ 空洞

Claims (34)

1. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器であって：
   一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は当該変圧器の螺旋二次巻線の中心に対して当該変圧器の螺旋一次巻線の中心をシフトすることによって実現される平面変圧器；
   前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
   前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
   を有し、
   前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ、前記相互インダクタンスＬ_ｍ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、前記出力電流の実効値が、前記出力電流が流れる負荷の変化に対して実質的に一定であるように整合される、電力変換器。
2. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器であって：
   一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は当該変圧器の異なった寸法の一次及び二次螺旋巻線によって実現される平面変圧器；
   前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
   前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
   を有し、
   前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ、前記相互インダクタンスＬ_ｍ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、前記出力電流の実効値が、前記出力電流が流れる負荷の変化に対して実質的に一定であるように整合される、電力変換器。
3. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器であって：
   一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は、当該変圧器の螺旋二次巻線の中心に対して当該変圧器の螺旋一次巻線の中心をシフトすることと、当該変圧器の前記一次螺旋巻線及び前記二次螺旋巻線を異なった寸法にすることとの組み合わせによって、実現される平面変圧器；
   前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
   前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
   を有し、
   前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ、前記相互インダクタンスＬ_ｍ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、前記出力電流の実効値が、前記出力電流が流れる負荷の変化に対して実質的に一定であるように整合される、電力変換器。
4. 前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、
   

   

   が成立するように、直列コンデンサと、前記相互インダクタンスＬ_ｍ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓの和とによって決定される基本共振周波数である前記動作周波数の下限に従って整合される、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の電力変換器。
5. 前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、前記共振回路の出力インピーダンスが実質的に前記負荷に整合されるところの前記動作周波数の上限に従って整合される、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の電力変換器。
6. 前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、
   

   

   が成立するように、前記動作周波数の上限に従って整合される、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の電力変換器。
7. 前記動作周波数は、前記漏れインダクタンスＬ_ｓが前記出力電流を制限するように、
   

   

   として直列コンデンサ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓによって決定される直列共振周波数よりも実質的に高く選択される、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の電力変換器。
8. 前記動作周波数ｆ_ｏｐ、前記コンデンサＣ_ｓ及び前記漏れインダクタンスＬ_ｓは、前記共振回路の入力インピーダンスが誘導特性を表すように整合される、請求項７記載の電力変換器。
9. 前記変圧器の前記一次及び二次巻線は、平面でプリント回路基板（ＰＣＢ）に組み込まれ、固体ＰＣＢ層は、前記一次巻線と前記二次巻線との間に配置される、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の電力変換器。
10. 平面磁気コアは、一次巻線、固体ＰＣＢ層、及び二次巻線を有する配置の平らな側に隣接して配置される、請求項９記載の電力変換器。
11. 前記平面磁気コアはフェライトタイルを有する、請求項１０記載の電力変換器。
12. 前記磁気コアは高透磁率の金属箔によって形成される、請求項１０記載の電力変換器。
13. 前記高透磁率の金属箔はＮｉＦｅ、即ちミューメタルから作られる、請求項１２記載の電力変換器。
14. 前記磁気コアは非晶質鉄から作られる、請求項１０記載の電力変換器。
15. 前記磁気コアはナノ結晶鉄から作られる、請求項１０記載の電力変換器。
16. 前記磁気コアは、前記磁気コア内で誘導された磁界線に平行なスロットを前記磁気コアに設けることによって構成される、請求項１０乃至１５のうちいずれか一項記載の電力変換器。
17. 前記コンデンサＣ_ｓは前記ＰＣＢに組み込まれる、請求項９乃至１６のうちいずれか一項記載の電力変換器。
18. ヒートシンクの片側に形成された空洞に実装される、請求項１乃至１７のうちいずれか一項記載の電力変換器。
19. 前記ＰＣＢは、ヒートシンクへ直接に取り付けられる、請求項９乃至１８のうちいずれか一項記載の電力変換器。
20. 前記ＰＣＢは、熱的に高い伝導性の物質から作られる、請求項９乃至１９のうちいずれか一項記載の電力変換器。
21. 高い公称値を有するコンデンサは回避される、請求項９乃至２０のうちいずれか一項記載の電力変換器。
22. ＡＣ主電源へ接続可能な第１のＡＣ−ＤＣ整流器；及び
    電気消費部へ接続可能な第２のＡＣ−ＤＣ整流器；
    を更に有する、請求項１乃至２１のうちいずれか一項記載の電力変換器。
23. 前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器は、整流電圧及び重畳リップル電圧を発生させ、
    前記リップル電圧は、前記ＡＣ主電源の電圧の周波数の２倍である周波数を有する、請求項２２記載の電力変換器。
24. 前記ＡＣ主電源から前記第１のＡＣ−ＤＣ整流器によって引き込まれる電流は、実質的に、前記ＡＣ主電源の電圧の周波数に等しい周波数を有する正弦波である、請求項２２又は２３記載の電力変換器。
25. 前記電気消費部は、ダイオードのような電流−電圧特性を有する、請求項２２乃至２４のうちいずれか一項記載の電力変換器。
26. 請求項１乃至２５のうちいずれか一項記載の電力変換器を有する広域光源（ＬＡＬＳ）。
27. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器を有し、光源として発光ダイオードを有する広域光源であって、
    前記電力変換器は：
    一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は当該変圧器の螺旋二次巻線の中心に対して当該変圧器の螺旋一次巻線の中心をシフトすることによって実現される平面変圧器；
    前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
    前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
    を有する、広域光源。
28. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器を有し、光源として発光ダイオードを有する広域光源であって、
    前記電力変換器は：
    一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は当該変圧器の異なった寸法の一次及び二次螺旋巻線によって実現される平面変圧器；
    前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
    前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
    を有する、広域光源。
29. 入力電圧で入力電流を受け取り、出力電圧で出力電流を供給する電力変換器を有し、光源として発光ダイオードを有する広域光源であって、
    前記電力変換器は：
    一次側及び少なくとも１つの二次側を有し、相互インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｓを示す平面変圧器であって、前記漏れインダクタンスＬ _ｓ は、当該変圧器の螺旋二次巻線の中心に対して当該変圧器の螺旋一次巻線の中心をシフトすること、及び／又は、当該変圧器の前記一次螺旋巻線及び前記二次螺旋巻線を異なった寸法にすることの組み合わせによって、実現される平面変圧器；
    前記変圧器の前記一次側において動作周波数ｆ_ｏｐで動作する少なくとも１つのスイッチング素子；及び
    前記変圧器の前記一次側にあり、前記変圧器の前記漏れインダクタンスＬ_ｓとともに共振回路を形成するコンデンサＣ_ｓ；
    を有する、広域光源。
30. 前記変圧器の前記一次及び二次巻線は、平面でプリント回路基板（ＰＣＢ）に組み込まれ、固体ＰＣＢ層は、前記一次巻線と前記二次巻線との間に配置される、請求項２７乃至２９のうちいずれか一項記載の光源広域。
31. 平面磁気コアは、一次巻線、固体ＰＣＢ層、及び二次巻線を有する配置の平らな側に隣接して配置される、請求項３０記載の広域光源。
32. 前記コンデンサＣ_ｓは前記ＰＣＢに組み込まれる、請求項２９乃至３１のうちいずれか一項記載の広域光源。
33. ヒートシンクを更に有し、
    前記電力変換器は、前記ヒートシンクの片側に形成された空洞に実装される、請求項２９乃至３２のうちいずれか一項記載の広域光源。
34. 前記ＰＣＢは前記ヒートシンクへ直接に取り付けられる、請求項３３記載の広域光源。

Images