TWI495251B - 逆變器及其直流母線電壓調節方法與應用 - Google Patents

Description

逆變器及其直流母線電壓調節方法與應用

本發明是有關於一種電源轉換技術，且特別是有關於一種逆變器及其直流母線電壓調節方法。

在一般逆變器的設計中，逆變器可正常運作的基本條件為直流母線電壓(DC bus voltage)幅值不小於交流輸出電壓的峰值。換言之，對於採用多級轉換電路組態的逆變器而言，特別是以直流對直流轉換電路與逆變電路所組成的兩級式逆變器，前級直流對直流轉換電路所進行的電源轉換動作，必須足以使得所輸出之直流母線電壓符合上述基本條件，才可令逆變器正常運作。

為了達到上述設計上的基本需求，通常設計者會採用將直流母線電壓穩定控制在固定電壓值的方式來設計逆變器。然而，由於直流母線電壓的大小實際上會受到直流對直流轉換電路所接收的直流輸入電壓的變動而隨著改變，因此在一些應用中(例如光伏並網系統)，要令直流母線電壓維持穩定相當不易。

此外，若僅係將直流母線電壓設計為固定電壓值，則在所述固定電壓值遠高於後級逆變電路所需的直流母線電壓時，亦可能會造成逆變器的轉換效率低落的問題。

本發明提供一種逆變器及其直流母線電壓調節方法，其可提供穩定且可動態調整的直流母線電壓，從而有效提升轉換效率。

本發明的逆變器包括諧振變換電路、逆變電路、第一控制電路以及第二控制電路。諧振變換電路接收直流輸入電壓，並據以將直流輸入電壓轉換為直流母線電壓。逆變電路耦接諧振變換電路，用以將直流母線電壓轉換為交流輸出電壓。第一控制電路用以控制諧振變換電路的運作，其中第一控制電路基於直流輸入電壓和諧振變換電路的諧振頻率計算諧振變換電路的最佳工作電壓。第二控制電路用以控制該逆變電路的運作，其接受第一控制電路所計算的最佳工作電壓，並據以控制逆變電路調節直流母線電壓。

在本發明一實施例中，第一控制電路利用遲滯控制手段(hysteresis control means)來調節直流輸入電壓並據以產生遲滯調節電壓，其中第一控制電路依據遲滯調節電壓與諧振變換電路於該諧振頻率上的增益計算最佳工作電壓。

在本發明一實施例中，當直流輸入電壓上升時，第一控 制電路沿第一特性曲線步進的提升遲滯調節電壓，以及當直流輸入電壓下降時，第一控制電路沿第二特性曲線步進的降低遲滯調節電壓，其中第一特性曲線與第二特性曲線之間形成至少一個遲滯迴圈(hysteresis loop)。

在本發明一實施例中，第二控制電路檢測交流輸出電壓的大小，並且據以計算維持逆變電路正常運作所需的正常工作電壓。

在本發明一實施例中，第一與第二控制電路其中之一比較最佳工作電壓與正常工作電壓，以使第二控制電路依據比較的結果將直流母線電壓調整為最佳工作電壓與正常工作電壓其中之一。

在本發明一實施例中，若最佳工作電壓大於正常工作電壓，第二控制電路控制逆變電路將所輸入的直流母線電壓調整為最佳工作電壓，以及若最佳工作電壓小於等於正常工作電壓，第二控制電路控制逆變電路將所輸入的直流母線電壓調整為正常工作電壓。

本發明的逆變器的直流母線電壓調節方法包括以下步驟：利用諧振變換電路接收直流輸入電壓；基於直流輸入電壓和諧振變換電路的諧振頻率計算諧振變換電路的最佳工作電壓；以及利用逆變電路依據最佳工作電壓調節直流母線電壓。

在本發明一實施例中，基於直流輸入電壓和諧振變換電路的諧振頻率計算諧振變換電路的最佳工作電壓的步驟包括：利 用遲滯控制手段來調節直流輸入電壓，並且據以產生遲滯調節電壓；以及依據遲滯調節電壓與諧振變換電路於諧振頻率上的增益計算最佳工作電壓。

在本發明一實施例中，利用遲滯控制手段來調節直流輸入電壓，並且據以產生遲滯調節電壓的步驟包括：當直流輸入電壓上升時，沿第一特性曲線步進的提升遲滯調節電壓；以及當直流輸入電壓下降時，沿第二特性曲線步進的降低遲滯調節電壓，其中第一特性曲線與第二特性曲線之間形成至少一個遲滯迴圈。

在本發明一實施例中，所述的逆變器的電壓調節方法更包括以下步驟：檢測交流輸出電壓；依據交流輸出電壓計算維持逆變電路正常運作所需的正常工作電壓。

在本發明一實施例中，將遲滯調節電壓轉換為直流母線電壓的步驟包括：比較最佳工作電壓與正常工作電壓；以及依據比較的結果將直流母線電壓調整為最佳工作電壓與正常工作電壓其中之一。

在本發明一實施例中，依據比較的結果將直流母線電壓調整為最佳工作電壓與正常工作電壓其中之一的步驟包括：若最佳工作電壓大於正常工作電壓，將直流母線電壓調整為最佳工作電壓；以及若最佳工作電壓小於等於正常工作電壓，將直流母線電壓調整為正常工作電壓。

基於上述，本發明實施例提出一種逆變器及其直流母線電壓調節方法。所述逆變器能夠藉由一遲滯控制手段來調節直流 輸入電壓，使得逆變器中的諧振變換電路不會隨著直流輸入電壓的擾動或些微變化即對所產生的直流母線電壓的電壓值造成影響，從而提高了後級逆變電路的交流對直流轉換的穩定性。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

10‧‧‧光伏並網系統

100、300‧‧‧逆變器

110、310‧‧‧諧振變換電路

120、320‧‧‧逆變電路

130、330‧‧‧第一控制電路

140、340‧‧‧第二控制電路

312‧‧‧第一開關電路

314‧‧‧第一諧振電路

316‧‧‧變壓器

318‧‧‧整流濾波電路

322‧‧‧第二開關電路

324‧‧‧第二諧振電路

C1‧‧‧濾波電容

C2、C3、C4、C5、Cr‧‧‧諧振電容

D1、D2‧‧‧二極體

EG‧‧‧電網

Cout‧‧‧輸出電容

CUV1‧‧‧第一特性曲線

CUV2‧‧‧第二特性曲線

GND‧‧‧接地端

HL‧‧‧遲滯迴圈

Lr、Lm、Lin‧‧‧諧振電感

NP‧‧‧一次側繞組

NS‧‧‧二次側繞組

PVm‧‧‧光伏組件

Q1~Q8‧‧‧開關電晶體

FR‧‧‧諧振頻率

S1~S8‧‧‧控制訊號

V0、V1、V2、V1’、V2’、V3’‧‧‧電壓值

Vbus‧‧‧直流母線電壓

VC‧‧‧正常工作電壓

VF‧‧‧最佳工作電壓

Vh‧‧‧遲滯調節電壓

Vin‧‧‧直流輸入電壓

Vout‧‧‧交流輸出電壓

S510~S530、S610~S640‧‧‧步驟

圖1為本發明一實施例的逆變器的示意圖。

圖2為本發明一實施例之遲滯調節電壓與直流輸入電壓的相對關係示意圖。

圖3為本發明一實施例的逆變器的電路架構示意圖。

圖4為本發明一實施例的光伏並網系統的示意圖。

圖5為本發明一實施例的逆變器的直流母線電壓調節方法的步驟流程圖。

圖6為本發明另一實施例的逆變器的直流母線電壓調節方法的步驟流程圖。

本發明實施例提出一種逆變器及其直流母線電壓調節方法。所述逆變器能夠藉由一遲滯控制手段來調節直流輸入電壓，使得逆變器中的諧振變換電路不會隨著直流輸入電壓的擾動或些 微變化即對所產生的直流母線電壓的電壓值造成影響，從而提高了後級逆變電路的直流對交流轉換的穩定性。為了使本揭露之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本揭露確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，系代表相同或類似部件。

圖1為本發明一實施例的逆變器的示意圖。請參照圖1，本實施例的逆變器100包括諧振變換電路110、逆變電路120、第一控制電路130以及第二控制電路140。

諧振變換電路110接收直流輸入電壓Vin，並據以將直流輸入電壓Vin轉換為直流母線電壓Vbus。逆變電路120耦接諧振變換電路110，用以將直流母線電壓Vbus轉換為交流輸出電壓Vout。第一控制電路130與第二控制電路140分別用以控制諧振變換電路110與逆變電路120的開關切換及電路保護機制(例如：過電壓保護、過電流保護、超載保護)的啟動/關閉等運作，從而分別控制諧振變換電路110與逆變電路120的電源轉換動作。

在本實施例中，第一控制電路130會取樣輸入電壓Vin，並將其轉變為遲滯調節電壓Vh(此部分於後續實施例中會進一步的說明)，以根據諧振變換電路110的最佳工作狀態時(即，操作於諧振頻率的狀態下)的增益將遲滯調節電壓Vh轉換為最佳工作電壓VF。換言之，第一控制電路130會基於直流輸入電壓Vin和諧振變換電路110的諧振頻率FR來計算諧振變換電路110的最佳工作電壓VF。第二控制電路140會接受第一控制電路130所提供 的最佳工作電壓VF，並據以在運行條件許可的情況下，控制逆變電路120調整其輸入電壓(即，直流母線電壓Vbus)為最佳工作電壓VF，藉以令諧振變換電路110和逆變器100可具有較佳的轉換效率。

在本實施例中，第一控制電路130會取樣直流輸入電壓Vin，以利用遲滯控制手段(hysteresis control means)來調節直流輸入電壓Vin以產生遲滯調節電壓Vh，並且利用所產生的遲滯調節電壓Vh和諧振變換電路110的諧振頻率FR來計算最佳工作電壓VF，再將所計算的最佳工作電壓VF提供給第二控制電路140。由於經由遲滯控制手段調節後的遲滯調節電壓Vh不會明顯的受到直流輸入電壓Vin的擾動或些微變化而發生變化，因此第一控制電路130所計算出的最佳工作電壓VF也會相對穩定。基此，第二控制電路140即可根據穩定的最佳工作電壓VF來控制逆變電路120調節其輸入電壓(即，直流母線電壓Vbus)大小，使得諧振變換電路110可經控制而產生較為穩定的直流母線電壓Vbus以供逆變電路120使用。

底下以圖2更進一步地說明利用遲滯控制手段來調節直流輸入電壓Vin的方式。其中，圖2為本發明一實施例之遲滯調節電壓Vh與直流輸入電壓Vin的相對關係示意圖。

請同時參照圖1與圖2，在本實施例中，第一控制電路130會根據直流輸入電壓Vin的變動而步進的調整遲滯調節電壓Vh的電壓值大小，使得遲滯調節電壓Vh會在直流輸入電壓Vin 上升/下降時，分別沿著不同的特性曲線而調整，藉以在每一電壓位元階之間建立一個遲滯迴圈來承受直流輸入電壓Vin的擾動。

詳細而言，當直流輸入電壓Vin上升時，第一控制電路130會沿第一特性曲線CUV1步進的提升遲滯調節電壓Vh。例如，當直流輸入電壓Vin從電壓值V0提升至電壓值V1時，遲滯調節電壓Vh會相應的從電壓值V0提升至電壓值V1；但若是直流輸入電壓Vin僅從電壓值V0提升至電壓值V1’，遲滯調節電壓Vh則會維持在電壓值V0。相似地，當直流輸入電壓Vin從電壓值V1提升至電壓值V2時，遲滯調節電壓Vh則會相應的從電壓值V1提升至電壓值V2，反之則維持於電壓值V1。

另一方面，當直流輸入電壓Vin下降時，第一控制電路130會沿第二特性曲線CUV2步進的降低遲滯調節電壓Vh。例如，當直流輸入電壓Vin從電壓值V3’降至電壓值V2’時，遲滯調節電壓Vh會相應的從電壓值V2降至電壓值V1；但若是直流輸入電壓Vin僅從電壓值V3’降至電壓值V2，遲滯調節電壓Vh則會維持在電壓值V2。相似地，當直流輸入電壓Vin從電壓值V2’降至電壓值V1’時，遲滯調節電壓Vh會相應的從電壓值V1降至電壓值V0，反之則維持於電壓值V1。

更具體地說，第一特性曲線CUV1與第二特性曲線CUV2會在特定的電壓區間內互不重迭，藉以在第一特性曲線CUV1與第二特性曲線CUV2之間形成遲滯迴圈HL。在遲滯迴圈HL內，直流輸入電壓Vin的變動會受到遲滯迴圈HL的影響而不會立即地 造成遲滯調節電壓Vh的變動。

舉例來說，當直流輸入電壓Vin發生變化而令遲滯調節電壓Vh從電壓值V1被提升至電壓值V2時，即使其後直流輸入電壓Vin又突然略微降至低於電壓值V2(但未低於電壓值V2’)，第一控制電路130仍會基於第二特性曲線CUV2將遲滯調節電壓Vh維持在電壓值V2，而非沿第一特性曲線CUV1立即地將遲滯調節電壓Vh從電壓值V2降回電壓值V1。相似地，當直流輸入電壓Vin發生變化而令遲滯調節電壓Vh從電壓值V2被降至電壓值V1時，即使其後直流輸入電壓Vin又突然略微提升至高於電壓值V2’(但未高於電壓值V2)，第一控制電路130仍會基於第一特性曲線CUV1將遲滯調節電壓維持在電壓值V1，而非沿第二特性曲線CUV2立即地從電壓值V1提升回電壓值V2。

基於上述遲滯控制的特性，第一控制電路130即可依據不受直流輸入電壓Vin的擾動或些微變化所影響的遲滯調節電壓Vh來計算最佳工作電壓VF，再將所計算的最佳工作電壓VF提供給第二控制電路140。因此，後級逆變電路120即可基於較為穩定的最佳工作電壓VF而相應地控制諧振變換電路110產生穩定的直流母線電壓Vbus。

於此值得注意的是，在本實施例中逆變器100雖是利用兩個控制電路130與140分別控制諧振變換電路110與逆變電路120為例，但在其他實施例中，第一控制電路130與第二控制電路140亦可整合為同一控制電路，或積體化地設置為一控制晶片，本 發明不以此為限。此外，第一控制電路130與第二控制電路140可分別設置於直流對直流轉換電路110與逆變電路120中，或者獨立地設置於逆變器100之中，本發明同樣不以此為限。

另外，於本發明實施例中，第一控制電路130部分的計算步驟也可以在第二控制電路140中實現，例如計算最佳工作電壓VF的步驟也可通過第二控制電路140來實現，於此實施態樣下，第一控制電路130為第二控制電路140提供輸入電壓Vin的參考值。

除此之外，由於在一些工作條件下，若是僅僅將直流母線電壓Vbus調節至最佳工作電壓VF，則可能會使逆變器100無法正常工作。因此，在本發明實施例的逆變器100中，還進一步地提供了在保證後級的逆變電路120能夠提供額定的交流輸出電壓Vout的前提下，最大限度的令諧振變換電路110工作在諧振點附近的直流母線電壓調節機制，藉以減少諧振變換電路110的調頻寬度，從而提高逆變器100的轉換效率。

具體而言，本發明實施例的逆變器100除了可藉由第一控制電路130來計算諧振變換電路110的最佳工作電壓VF外(即，令諧振轉換電路110工作於諧振頻率的直流母線電壓Vbus)，其還可藉由第二控制電路140來檢測交流輸出電壓Vout的大小，並且據以計算維持逆變電路120正常運作所需的正常工作電壓VC。其中，第二控制電路140可接受第一控制電路130計算的最佳工作電壓VF，並且比較最佳工作電壓VF與正常工作電 壓VC兩者間的電壓值差異，以使逆變電路120依據比較的結果選擇最佳工作電壓VF與正常工作電壓VC其中之一做為調整直流母線電壓的參考。

舉例來說，若第二控制電路140判斷最佳工作電壓VF的電壓值大於正常工作電壓VC，表示此時即使將諧振變換電路110控制在諧振頻率下工作，仍可令後級的逆變電路120正常工作。因此，於此狀態下，第二控制電路140會依據最佳工作電壓VF來控制後級逆變電路120的輸入電壓，以令諧振變換電路110輸出的直流母線電壓Vbus為最佳工作電壓VF，從而使逆變器100可獲得最大轉換效率。

相反地，若第二控制電路140判斷最佳工作電壓VF小於等於正常工作電壓VC，表示此時將諧振變換電路110控制在諧振頻率下工作會使得後級的逆變電路120無法正常輸出交流輸出電壓Vout。因此，於此狀態下，第二控制電路140會依據正常工作電壓VC來控制後級逆變電路120調節其輸入電壓，以令諧振變換電路110的直流母線電壓Vbus調整為正常工作電壓VC，從而使逆變器100可維持額定的交流輸出電壓Vout。換言之，若最佳工作電壓VF大於正常工作電壓VC，第二控制電路140會控制逆變電路120而將所輸入的直流母線電壓Vbus調整為最佳工作電壓VF，以及若最佳工作電壓VF小於等於正常工作電壓VC，則第二控制電路140會控制逆變電路120而將所輸入的直流母線電壓Vbus調整為正常工作電壓VC。

於此值得一提的是，所述利用第二控制電路140來進行比較電壓值差異的動作僅為本發明的一實施範例。在其他實施例中，所述比較電壓值差異的動作亦可由第一控制電路130來進行，本發明不以此為限。

底下以一個具體的逆變器的電路架構來說明本發明實施例的逆變器的直流母線電壓調節與運作機制，如圖3所示。其中，圖3為本發明一實施例的逆變器的電路架構示意圖。

請參照圖3，逆變器300包括諧振變換電路310、逆變電路320、第一控制電路330以及第二控制電路340。在本實施例中，前級的諧振變換電路310是以全橋串聯型諧振轉換器為例，且後級的逆變電路320是以全橋逆變器為例，但本發明不僅限於此。

具體而言，諧振變換電路310包括第一開關電路312、第一諧振電路314、變壓器316以及整流濾波電路318。第一開關電路312是由開關電晶體Q1~Q4所組成，且第一諧振電路314是由諧振電容Cr及諧振電感Lr與Lm所組成。開關電晶體Q1與Q2相互串接以組成一橋臂，且開關電晶體Q3與Q4相互串接以組成另一橋臂。所述兩橋臂的兩端接收直流輸入電壓Vin。

在本實施例中，第一控制電路318會產生用以控制開關電晶體Q1~Q4的控制訊號S1~S4，使得開關電晶體Q1~Q4分別受控於控制訊號S1~S4而以互補/切換的方式交替導通或截止，從而將直流輸入電壓Vin輸出至第一諧振電路314。所述第一諧振電路314會反應於開關電晶體Q1~Q4的開關切換而充/放能，使得變壓 器316反應於其一次側繞組NP上的電壓變化而在二次側繞組NS上產生相應的輸出電壓。其中，第一諧振電路314中的諧振電容Cr及諧振電感Lr與Lm的電路組態決定了諧振變換電路310的諧振頻率。當第一控制電路318提供符合諧振頻率的控制訊號S1~S4來控制開關電晶體Q1~Q4的切換時，諧振變換電路310會操作在諧振頻率上而具有最佳的轉換效率。

整流濾波電路318是以包括二極體D1~D2與濾波電容C1的電路架構為例。其中，二極體D1與D2構成一半橋整流器(half-bridge rectifier)並且對二次側繞組NS1的輸出進行整流動作以產生直流母線電壓Vbus。濾波電容C1並接於二次側繞組NS的同名端(common-polarity terminal，即打點端)與抽頭端(center-tapped terminal)之間，以濾除直流母線電壓Vbus的非直流成分，並且將直流母線電壓Vbus提供給逆變電路320。

逆變電路320包括第二開關電路322以及第二諧振電路324。第二開關電路322是由開關電晶體Q5~Q8所組成，且第二諧振電路324是由諧振電容C2~C5以及諧振電感Lin所組成。開關電晶體Q5與Q6相互串接以組成一橋臂，且開關電晶體Q7與Q8相互串接以組成另一橋臂。所述兩橋臂耦接於直流母線電壓Vbus與接地端GND之間。

第二控制電路324會產生用以控制開關電晶體Q5~Q8的控制訊號S5~S8，使得開關電晶體Q5~Q8分別受控於控制訊號S5~S8而以互補/切換的方式交替導通或截止，從而將直流母線電 壓Vbus轉換為交流輸出電壓Vout。

與前述實施例類似，本實施例的第一控制電路330可利用遲滯控制手段來調節直流輸入電壓Vin，並據以產生遲滯調節電壓Vh，再依據第一諧振電路314的諧振頻率及遲滯調節電壓Vh來計算最佳工作電壓VF。而第二控制電路340則可根據交流輸出電壓Vout計算正常工作電壓VC，使得第二控制電路340根據最佳工作電壓VF與正常工作電壓VC的電壓值比較結果來調整控制訊號S5~S8，藉以決定將直流母線電壓Vbus調整為最佳工作電壓VF或正常工作電壓VC，從而最大限度的令諧振變換電路310工作在諧振點附近，以提高逆變器300的轉換效率。

圖4為應用前述實施例之逆變器100/300的光伏並網系統的示意圖。請參照圖4，在本實施例的架構下，逆變器100/300會以光伏元件PVm的輸出做為直流輸入電壓Vin，且逆變器100/300所產生的交流輸出電壓Vout是提供給後端的電網EG使用。於此，由於直流母線電壓Vbus系可依據逆變器100/300的狀態而動態地調整，且還可藉由遲滯調節手段來減小直流輸入電壓Vin的擾動對直流母線電壓Vbus的影響，因此可有效地提升整體光伏並網系統10的系統效率。

附帶一提的是，由於光伏元件PVm的輸出只與溫度變化有關，而環境中的溫度變化通常是緩慢的過程，所以逆變器100/300的直流輸入電壓Vin不會頻繁變化。因此，在本實施例中，逆變器100/300根據直流輸入電壓Vin而調整遲滯調節電壓Vh的 時間間隔可例如為200毫秒至500毫秒間。

圖5為本發明一實施例的逆變器的直流母線電壓調節方法的步驟流程圖。本實施例所述之直流母線電壓調節方法可適用於如前述實施例的逆變器100或300。請參照圖5，所述直流母線電壓調節方法包括以下步驟：利用諧振變換電路(如110或310)接收直流輸入電壓(步驟S510)；基於直流輸入電壓和諧振變換電路(如110、310)的諧振頻率計算使諧振變換電路工作在最佳狀態的最佳工作電壓(步驟S520)；以及利用逆變電路(如120或320)依據最佳工作電壓調節直流母線電壓(步驟S530)。

更具體地說，圖5所述之直流母線電壓調節方法可進一步地利用圖6的步驟流程來實現。請參照圖6，在接收直流輸入電壓Vin的步驟後(步驟S610)，逆變器會依據直流輸入電壓Vin的變動而沿不同的特性曲線產生對應的遲滯調節電壓。其中，當直流輸入電壓Vin上升時，進行步驟S622，以沿第一特性曲線步進的提升遲滯調節電壓；相反地，當直流輸入電壓Vin下降時，進行步驟S624，以沿第二特性曲線步進的降低遲滯調節電壓，其中所述第一特性曲線與所述第二特性曲線之間形成至少一個遲滯迴圈。

在產生遲滯調節電壓後，依據遲滯調節電壓以及諧振變換電路(如110、310)的諧振頻率計算使諧振變換器具有最佳轉換效率的最佳工作電壓VF(步驟S632)，並且依據交流輸出電壓計算維持逆變電路(如120、320)正常運作所需的正常工作電壓 VC(步驟S634)。

接著，比較所計算之最佳工作電壓VF與正常工作電壓VC之間的大小關係(步驟S635)，以依據比較的結果將直流母線電壓調整為最佳工作電壓VF與正常工作電壓VC其中之一。其中，當判斷最佳工作電壓VF大於正常工作電壓VC時，進行步驟S636，以將直流母線電壓調整為最佳工作電壓VF；相反地，當判斷最佳工作電壓VF小於等於正常工作電壓VC時，進行步驟S637，以將直流母線電壓調整為正常工作電壓VC。其後，將直流母線電壓轉換為交流輸出電壓(步驟S640)。

綜上所述，本發明實施例提出一種逆變器及其直流母線電壓調節方法。所述逆變器能夠藉由一遲滯控制手段來調節直流輸入電壓，再依據調節後的直流輸入電壓來計算諧振變換電路的最佳工作電壓，藉以將最佳工作電壓設為調節直流母線電壓的依據，使得諧振變換電路不會隨著直流輸入電壓的擾動或些微變化即對所產生的直流母線電壓的電壓值造成影響，從而提高直流母線電壓的穩定性。此外，所述逆變器還可藉由比較最佳工作電壓與正常工作電壓的方式來選擇直流母線電壓的設定值，藉以在保證後級逆變電路能夠提供額定的交流輸出電壓的前提下，使前級諧振變換電路可以最大限度的工作在最佳工作點，進而提高逆變器整體的轉換效率。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的 精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為准。

100‧‧‧逆變器

110‧‧‧諧振變換電路

120‧‧‧逆變電路

130‧‧‧第一控制電路

140‧‧‧第二控制電路

FR‧‧‧諧振頻率

Vbus‧‧‧直流母線電壓

VC‧‧‧正常工作電壓

VF‧‧‧最佳工作電壓

Vin‧‧‧直流輸入電壓

Vout‧‧‧交流輸出電壓

Claims (12)

1. 一種逆變器，包括：一諧振變換電路，接收一直流輸入電壓，並據以將該直流輸入電壓轉換為一直流母線電壓；一逆變電路，耦接該諧振變換電路，用以將該直流母線電壓轉換為一交流輸出電壓；一第一控制電路，用以控制該諧振變換電路的運作，其中該第一控制電路基於該直流輸入電壓和該諧振變換電路的一諧振頻率計算該諧振變換電路的一最佳工作電壓；以及一第二控制電路，用以控制該逆變電路的運作，其接受該第一控制電路所計算的最佳工作電壓，並據以控制該逆變電路調節該直流母線電壓。
2. 如申請專利範圍第1項所述的逆變器，其中該第一控制電路利用一遲滯控制手段(hysteresis control means)來調節該直流輸入電壓並據以產生一遲滯調節電壓，其中該第一控制電路依據該遲滯調節電壓與該諧振變換電路於該諧振頻率上的增益計算該最佳工作電壓。
3. 如申請專利範圍第2項所述的逆變器，其中當該直流輸入電壓上升時，該第一控制電路沿一第一特性曲線步進的提升該遲滯調節電壓，以及當該直流輸入電壓下降時，該第一控制電路沿一第二特性曲線步進的降低該遲滯調節電壓，其中該第一特性曲線與該第二特性曲線之間形成至少一遲滯迴圈(hysteresis loop)。
4. 如申請專利範圍第1項所述的逆變器，其中該第二控制電路檢測該交流輸出電壓的大小，並且據以計算維持該逆變電路正常運作所需的一正常工作電壓。
5. 如申請專利範圍第4項所述的逆變器，其中該第一與第二控制電路其中之一比較該最佳工作電壓與該正常工作電壓，以使該第二控制電路依據比較的結果控制該逆變電路將該直流母線電壓調整為該最佳工作電壓與該正常工作電壓其中之一。
6. 如申請專利範圍第5項所述的逆變器，其中若該最佳工作電壓大於該正常工作電壓，該第二控制電路控制該逆變電路而將該所輸入的直流母線電壓調整為該最佳工作電壓，以及若該最佳工作電壓小於等於該正常工作電壓，該第二控制電路控制該逆變電路將所輸入的直流母線電壓調整為該正常工作電壓。
7. 一種逆變器的直流母線電壓調節方法，其中該逆變器包括一諧振變換電路以及一逆變電路，該直流母線電壓調節方法包括：利用該諧振變換電路接收一直流輸入電壓；基於該直流輸入電壓和該諧振變換電路的一諧振頻率計算該諧振變換電路的一最佳工作電壓；以及利用該逆變電路依據該最佳工作電壓調節該直流母線電壓。
8. 如申請專利範圍第7項所述的逆變器的直流母線電壓調節方法，其中基於該直流輸入電壓和該諧振變換電路的該諧振頻率計算該諧振變換電路的該最佳工作電壓的步驟包括：利用一遲滯控制手段來調節該直流輸入電壓，並且據以產生 一遲滯調節電壓；以及依據該遲滯調節電壓與該諧振變換電路於該諧振頻率上的增益計算該最佳工作電壓。
9. 如申請專利範圍第8項所述的逆變器的直流母線電壓調節方法，其中利用該遲滯控制手段來調節該直流輸入電壓，並且據以產生該遲滯調節電壓的步驟包括：當該直流輸入電壓上升時，沿一第一特性曲線步進的提升該遲滯調節電壓；以及當該直流輸入電壓下降時，沿一第二特性曲線步進的降低該遲滯調節電壓，其中該第一特性曲線與該第二特性曲線之間形成至少一遲滯迴圈。
10. 如申請專利範圍第7項所述的逆變器的直流母線電壓調節方法，更包括以下步驟：檢測該交流輸出電壓；以及依據該交流輸出電壓計算維持該逆變電路正常運作所需的一正常工作電壓。
11. 如申請專利範圍第10項所述的逆變器的直流母線電壓調節方法，其中依據該最佳工作電壓調節該直流母線電壓的步驟包括：比較該最佳工作電壓與該正常工作電壓；以及依據比較的結果將該直流母線電壓調整為該最佳工作電壓與該正常工作電壓其中之一。
12. 如申請專利範圍第11項所述的逆變器的直流母線電壓調節方法，其中依據比較的結果將該直流母線電壓調整為該最佳工作電壓與該正常工作電壓其中之一的步驟包括：若該最佳工作電壓大於該正常工作電壓，將該直流母線電壓調整為該最佳工作電壓；以及若該最佳工作電壓小於等於該正常工作電壓，將該直流母線電壓調整為該正常工作電壓。