RU2396691C1 - Циклоконвертер и способ его работы - Google Patents

Циклоконвертер и способ его работы Download PDF

Info

Publication number
RU2396691C1
RU2396691C1 RU2009108334/09A RU2009108334A RU2396691C1 RU 2396691 C1 RU2396691 C1 RU 2396691C1 RU 2009108334/09 A RU2009108334/09 A RU 2009108334/09A RU 2009108334 A RU2009108334 A RU 2009108334A RU 2396691 C1 RU2396691 C1 RU 2396691C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
phase
cycloconverter
switching
bridge
resonant
Prior art date
Application number
RU2009108334/09A
Other languages
English (en)
Inventor
Майкл Джон ХЭРРИСОН (NZ)
Майкл Джон ХЭРРИСОН
Original Assignee
Итон Пауэр Кволити Кампани
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from NZ549103A external-priority patent/NZ549103A/en
Application filed by Итон Пауэр Кволити Кампани filed Critical Итон Пауэр Кволити Кампани
Application granted granted Critical
Publication of RU2396691C1 publication Critical patent/RU2396691C1/ru

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4241Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054Transistor switching losses
    • H02M1/0058Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

Трехфазный полнорезонансный циклоконвертер, предназначенный для преобразования трехфазного питания переменного тока в выходной сигнал постоянного тока. В одном варианте реализации изобретения циклоконвертер осуществляет управление частотой переключений для контроля выходного сигнала конвертера и регулирует время включения фаз с целью коррекции коэффициента мощности. Применяется последовательность переключений, которая обеспечивает резонансное переключение для достижения технического результата - снижения потерь и класса компонентов. 8 н. и 40 з.п. ф-лы, 17 ил.

Description

Область техники, к которой относится изобретение
Изобретение относится к циклоконвертеру и способам его работы. Более конкретно, хотя и не исключительно, изобретение относится к трехфазному полнорезонансному циклоконвертеру, служащему для преобразования трехфазного переменного тока источника питания в выходной сигнал постоянного тока. Несмотря на то, что конвертер, раскрытый в настоящем изобретении, может найти практическое применение в источниках питания в телекоммуникации, следует отметить, что он может найти широкое применение в других областях техники.
Уровень техники
При применении в телекоммуникации преобразователи переменного питания должны удовлетворять требованиям к таким его характеристикам, как общее искажение высшими гармониками, предельные токи гармонической составляющей, развязка и т.д., и в то же время достигать высокой эффективности преобразования. Технические требования к изолированным переключаемым источникам питания при преобразовании переменного тока в постоянный ток, применяемых в телекоммуникации и больших вычислительных машинах, в значительной степени удовлетворяются благодаря внедрению схемы двухступенчатого питания. Назначение первой ступени преобразования питания заключается в достижении PFC (коррекция коэффициента мощности) посредством некоего вида вольтодобавочного конвертора с автоматической коррекцией коэффициента мощности (PFC). В источниках питания небольшой мощности обычно используется однофазное питание на входе, в то время как для больших источников питания требуется на входе трехфазное питание, и, следовательно, имеется необходимость применения какого-либо вида трехфазного вольтодобавочного конвертора с коррекцией коэффициента мощности (например, конвертор Vienna). Вторая ступень преобразования служит цели трансформации/развязке напряжения и регулирования выходного напряжения/тока. В этой второй ступени обычно применяются резонансные коммутирующие устройства для того, чтобы повысить эффективность преобразования и минимизировать размер и требования к охлаждению (следовательно, стоимость) источника питания. Проблема при использовании двухступенчатых источников питания заключается в том, что общие потери преобразования представляют собой общую сумму потерь каждой ступени преобразования. Обычно достигается эффективность преобразования каждой ступени 96%, что в результате дает общую эффективность 92%.
Перспектива высокой теоретической эффективности одной ступени вдохновляет многих разработчиков источников питания на создание эффективных одноступенчатых переключаемых источников питания. Требования к аккумулированию энергии, относящиеся к однофазным конвертерам, приводят к разработке комплексных одноступенчатых схем с низкой суммарной эффективностью преобразования, которые лишаются на практике своих преимуществ перед схемами двухступенчатого преобразования.
На фиг.1 в соответствии с прототипом представлен полномостовой циклоконвертер, состоящий из шести двунаправленных переключателей 1-6, питание на которые подается через трехфазные линии 7-9, которые приводят в действие (запускают) первичную обмотку 10 выходного трансформатора 11. Переключатель 1 состоит из прямого МОП транзистора 13 в параллели с внутренним полупроводниковым диодом, соединенного последовательно с обратным МОП транзистором 14 в параллели с внутренним полупроводниковым диодом 16. Переключатели 2 и 3 имеют такую же конфигурацию. На выходе трансформатора включен полумостовой выпрямитель 12. Циклоконвертер является жестко переключаемым, чтобы осуществить управление посредством широтно-импульсной модуляции. Чтобы достичь желаемого напряжения на выходе, верхние и нижние последовательности переключений смещены на необходимую величину. Величина смещения определяет период времени, когда выход трансформатора закорочен, и период времени, когда токи циркулируют в циклоконвертере. Этот циркулирующий ток (в противоположность току, текущему к удвоителю 12 тока) несет потери при прохождении через переключатели 1-6. Такой подход обеспечивает легко управляемый конвертер, поскольку выходное напряжение можно легко снижать путем смещения верхнего и нижнего переключений. Однако конвертер требует 12 переключающих компонентов, и для применяемого жесткого переключения требуются компоненты высокого класса, чтобы справляться с импульсными искажениями и потерями. К тому же такие конвертеры обычно имеют эффективность преобразования только около 93%, а потери и большое количество мощных компонентов делают конвертер большим и дорогим при производстве.
Публикация «Отключающий при нуле напряжения, трехфазный ШИМ коммутирующий выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности» из работ конференции по вопросу преобразования мощности высокой частоты: Торонто, Канада; 9-14 июня 1991 г., с.252-264 раскрывает полномостовой циклоконвертер, в котором последовательность переключений осуществляется за счет резонансного включения. Однако переключением является простое включение/отключение, и последовательность переключений является только частично оптимизируема и не обеспечивает полного резонансного переключения.
Используются последовательные резонансные конвертеры, в которых применяются полно-резонансные переключения (т.е. токи переключения находятся около нуля при включении и выключении для осуществления «мягкого переключения» во всех точках переключения). Однако такие конвертеры содержат сложные схемы управления и осуществляют переключения только от источников постоянного тока.
Желательно было бы создать развязывающий конвертер, работающий в широком диапазоне входных напряжений, характеризующийся высокой эффективностью преобразования, малым числом мощных компонентов, использованием маломощных компонентов, отсутствием больших индуктивностей или накопительных компонентов и слабым гармоническим искажением.
Цель изобретения - создание конвертера, отвечающего вышеперечисленным требованиям или, по меньшей мере, предоставление выбора подходящего варианта.
Раскрытие изобретения
Предлагается циклоконвертер, содержащий резонансную схему, в котором переключение осуществляется за счет резонанса резонансной схемы. Это может быть осуществлено полно-резонансным трехфазным полумостовым циклоконвертером. Также предлагаются способы переключения для управления выходом конвертера и обеспечения коррекции коэффициента мощности. Описывается несколько вариантов реализации изобретения, которые не ограничивают рамки изобретения.
В соответствии с первым вариантом предлагается трехфазный полумостовой циклоконвертер для возбуждения индуктивной нагрузки, содержащий:
i) трехфазные входы;
ii) двунаправленный переключатель между каждым входом и первой выводной шиной;
iii) конденсаторы между каждым входом и второй выводной шиной и
iv) контроллер, управляющий переключением двунаправленных переключателей в зависимости от выходного напряжения и/или входного напряжения.
В соответствии с другим вариантом предлагается трехфазный полумостовой циклоконвертер согласно формуле изобретения, в котором контроллер управляет частотой переключения двунаправленных переключателей в зависимости от выхода циклоконвертера.
В соответствии со следующим вариантом предлагается полнорезонансный циклоконвертер, в котором переключатели являются четырехрежимными двунаправленными переключателями, имеющими режим проводимости, причем каждый имеет включенный параллельно блокировочный диод, причем для данного цикла обратный переключатель переключается раньше, чем прямой переключатель, чтобы уровни собственного напряжения облегчали переключение.
Далее предлагается способ управления выходом полнорезонансного циклоконвертера посредством управления частотой переключения циклоконвертера в зависимости от разницы между желаемым выходным сигналом и фактическим выходным сигналом.
Далее предлагается способ коррекции коэффициента мощности трехфазного полумостового циклоконвертера посредством регулирования соотношения времени включения каждой фазы.
Далее предлагается способ управления переключением полнорезонансного циклоконвертера посредством управления сетевой последовательности переключения фаз в повторяющейся последовательности от наибольшего абсолютного значения напряжения к наименьшему.
Далее предлагается способ переключения циклоконвертера, содержащего резонансный контур с более высокой частотой переключения, чем частота источника питания, отличающийся тем, что переключение осуществляется таким образом, что резонансное напряжение на частоте переключения обеспечивает мягкое переключение переключателей.
Далее предлагается способ переключения полнорезонансного циклоконвертера, в котором переключатели являются двунаправленными переключателями, при этом каждый из них состоит из прямого переключателя и обратного переключателя, каждый из которых имеет включенный параллельно блокировочный диод. Этот способ содержит переключение в блокировочном переключателе, что позволяет резонансным напряжениям обеспечить переключение прямого переключателя.
Краткое описание чертежей
Сопроводительные чертежи, которые включены в описание и составляют его часть, иллюстрируют варианты осуществления изобретения и вместе с вышеприведенным описанием изобретения и подробным описанием вариантов его осуществления, приведенным ниже, служат для объяснения принципов изобретения.
Фиг.1 представляет циклоконвертер согласно прототипу;
фиг.2 представляет полумостовой циклоконвертер;
фиг.3 представляет форму сигнала напряжения трехфазного источника питания переменного тока;
фиг.4 иллюстрирует последовательность переключений циклоконвертера, представленного на фиг.2;
фиг.5 иллюстрирует последовательность переключений для верхнего и нижнего переключателей циклоконвертера;
фиг.6 иллюстрирует последовательность переключений в трехфазном сигнале;
фиг.7 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей во время нормального переключения;
фиг.8 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей близ перехода через нуль;
фиг.9 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей близ величины пересечения фаз;
фиг.10 представляет передаточную функцию для последовательной резонансной LLC схемы циклоконвертера, представленного на фиг.2;
фиг.11 представляет принципиальную схему контроллера для управления циклоконвертером, показанным на фиг.2;
фиг.12 представляет вариант контура управления обратной связи по току;
фиг.13 представляет первый переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.14 представляет другой переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.15 представляет еще один переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.16 представляет еще один переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.17 представляет двунаправленный полумостовой циклоконвертер.
Осуществление изобретения
На фиг.2 изображен полумостовой циклоконвертер в соответствии с первым вариантом реализации изобретения. Циклоконвертер содержит двунаправленные переключатели 17-19 и конденсаторы 20-22, формирующие полумост. Переключатель 17 состоит из МОП транзистора 35 с подключенным параллельно внутренним диодом 36, последовательно соединенного с МОП транзистором 37 с подключенным параллельно внутренним диодом 38. Переключатель 17 имеет четыре режима:
1. включение (МОП транзистор 35 и МОП транзистор 37 открыты);
2. выключение (МОП транзисторы 35 и 37 закрыты);
3. прямой диод (МОП транзистор 37 открыт, включает внутренний диод 36);
4. обратный диод (МОП транзистор 35 открыт, включает внутренний диод 38).
Переключатели 18 и 19 имеют аналогичную конфигурацию. Благодаря использованию этих четырех режимов переключения может быть достигнуто полное резонансное переключение, что будет описано в дальнейшем.
Трехфазные линии 23-25 питания обеспечивают подачу трехфазного питания переменного тока к полумосту. Выход циклоконвертера возбуждает LLC резонансный контур, состоящий из катушки индуктивности 26, конденсатора 27 и первичной обмотки 28 трансформатора 29. Выходные обмотки 30 и 31 соединены через диоды 32 и 33 и конденсатор 34, формируя полумостовой выпрямитель 35.
Следует отметить, что данная схема осуществляется с помощью шести транзисторов (по сравнению с двенадцатью в схеме циклоконвертера, изображенного на фиг.1). Конденсаторы 20-22 формируют полумост. Катушка индуктивности 26 и конденсатор 27 формируют последовательный резонансный контур. Чтобы обеспечить низкое напряжение нагрузки на выходе, резонансный контур может быть легко преобразован из простого LC (индуктивно-емкостного) резонансного контура в LLC резонансный контур за счет изменения зазора сердечника сетевого трансформатора 29. Простой способ управления выходным напряжением достигается посредством частотного управления. Применение частотного управления в отношении последовательного резонансного конвертера устраняет необходимость использования катушки индуктивности на выходе (что было необходимо для циклоконвертера с ШИМ управлением, изображенного на фиг.1).
Каждый из шести транзисторов является индивидуально управляемым. Благодаря режиму установления последовательности и индивидуальному управлению транзисторами выполняются две важные функции:
- высокочастотный сигнал трехфазного напряжения подается на резонансную нагрузку с целью осуществления передачи мощности;
- транзисторы с обратным смещением (встречно-параллельное/с внутренним диодом соединение) включаются для создания фиксированного напряжения смещения с целью ограничения градиентов напряжения во время переходных периодов при переключении. Эта фиксация ограничивает максимальный градиент напряжения, равного пиковому сетевому междуфазному напряжению, на любом транзисторе.
Фиг.3-5 иллюстрируют последовательность переключений, служащую для достижения резонансного переключения. На фиг.3 показаны формы сигнала трехфазного напряжения, подаваемого по линиям 23-25 электропитания (23 - фаза, обозначенная синим цветом, 24 - красным цветом и 25 - желтым цветом). Синусоиды напряжения поделены на двенадцать сегментов, равных 30°, между переходами через нуль и переходами через значение напряжения фазы. Для обеспечения резонансного переключения транзисторы могут находиться в последовательности, порядок которой представлен на фиг.4, где наибольшее абсолютное значение напряжения (L) сетевой фазы вызывает переключение транзистора первым, далее следует сетевая фаза, имеющая среднее абсолютное значение напряжения (М), затем, наконец, сетевая фаза с наименьшим абсолютным значением напряжения (S). Эта последовательность повторяется в каждом сегменте, равном 30°, (L, M, S, L, M, S…) со временем нечувствительности не более микросекунды, что позволяет подачу напряжения на резонансную нагрузку. Поскольку мгновенные значения входного сетевого напряжения непрерывно изменяются, логика задания последовательности, отвечающая за запуск индивидуальных транзисторов, изменяет порядок последовательности транзисторов каждые 30 градусов сетевого входного сигнала. Нижние три ряда таблицы на фиг.4 показывают требуемую последовательность переключений, которая необходима для выполнения резонансного (мягкого) переключения. Буквы, обозначающие три фазы, в каждой колонке указывают на последовательность переключений (например, желтый, синий, красный, желтый, синий, красный… для первой последовательности и т.д.). Каждый 30-градусный сегмент изменяет действующий режим переключения. Это изменение режима обеспечивает выполнение следующего порядка переключений L, М, S, L, М, S….
В таблице фиг.4 некоторые буквы (R, Y, В), обозначающие фазы, имеют черточку впереди или сзади буквы. Эти черточки лежат на одной линии с той же самой буквой в следующем смежном 30-градусном сегменте. Эти черточки показывают, как происходит переход из одного сегмента в следующий. Например, переход из сегмента номер 1 в сегмент номер 2 синхронизирован так, что он может произойти только тогда, когда включен переключатель желтой фазы (обозначенный условно Y-Y). Графически последовательность переключений трех фаз представлена на фиг.6.
Резонансная последовательность переключений приводит к протеканию синусоидального тока через транзисторы и выходные выпрямительные диоды, так что ток возвращается почти на нулевой уровень, когда происходит каждый переход переключений. Это сокращает потери при переключениях и в транзисторах, и в выходных диодах и позволяет применять в качестве переключающих транзисторов МОП транзисторы или биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT). При применении биполярных транзисторов с изолированным затвором встречные диоды позволяют обратное протекание тока (от эмиттера к коллектору).
На фиг.5 представлена логическая таблица, которая выражает назначение каждого из шести транзисторов на схеме, представленной на фиг.2, в течение каждого из 12 сетевых 30-градусных сегментов, где:
L - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы с наибольшей абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
М - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы со средней абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
S - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы с наименьшей абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
on - транзистор, огранивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе с наибольшей абсолютной величиной напряжения. Следует отметить, что этот транзистор находится во включенном состоянии на протяжении полного 30-градусного сетевого сегмента.
m - транзистор, ограничивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе со средней абсолютной величиной напряжения.
s - транзистор, ограничивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе с наименьшей абсолютной величиной напряжения.
Верхние три случая L, М и S показывают переключатели, которые переключаются так, чтобы передавать мощность от линий 23-25 электропитания к нагрузке, в то время как нижние случаи on, m и s показывают транзисторы, которые переключаются для ограничения пиков напряжения в результате переключения индуктивной нагрузки. Например, на 3-м сегменте (60-90°) в соответствии с фиг.2, 5 и 6 последовательность такова:
1. Транзистор 39 верхней красной фазы находится во включенном состоянии на протяжении полного сегмента.
2. Транзистор 40 (L) нижней красной фазы находится во включенном состоянии, обеспечивая протекание тока от линии 24 красной фазы электропитания с целью передачи мощности на нагрузку.
3. Транзистор 42 (m) включается тогда, когда необходимо, чтобы диод 45 ограничивал напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное напряжению желтой фазы.
4. Только после того, как транзистор 40 (L) нижней красной фазы выключается, транзистор 41 (M) желтой фазы включается, чтобы соединить линию 25 желтой фазы электропитания с целью передачи мощности на нагрузку (это - мягкое резонансное переключение благодаря ограничению напряжения, упомянутому выше на этапе 3).
5. Сразу после того, как транзистор 41 (M) включается, транзистор 37(s) нижней синей фазы включается с целью ограничения напряжения, созданного резонансной нагрузкой, обратного напряжению синей фазы.
6. Сразу после того, как транзисторы 41 и 42 верхней и нижней желтой фазы выключаются, транзистор 35 (S) нижней синей фазы включается, чтобы соединить линию 23 синей фазы электропитания с нагрузкой.
Такая комбинация повторяется в каждом сегменте с изменением последовательности переключений для каждой последовательности, как показано на фиг.5.
Чтобы достичь необходимого входного сетевого тока для выполнения коррекции коэффициента мощности, время включенного состояния переключателя S приближается к нулевому значению при каждом сетевом переходе через нуль, на конвертер необходимо передавать нулевой ток от сетевой фазы S при переходе сетевого напряжения через нуль.
Поскольку становится практически нецелесообразным включать транзистор и затем снова выключать за очень малый период времени, устанавливается зона (около каждого перехода сетевого напряжения через нуль), где отсутствует причина для включения транзистора S. Следовательно, в течение периода, который начинается раньше на несколько градусов до каждого перехода сетевого напряжения через нуль и заканчивается на несколько градусов после перехода сетевого напряжения через нуль, циклоконвертер может работать в 2-фазном режиме. Этот режим называется «режим перехода через нуль» и во время выполнения этого режима работы последовательность переключений с высокой частотой такова: L, M, L, M, L, M, …, в которой включены только L и М транзисторы, а S транзистор остается выключенным. В течение этого режима время включенного состояния транзисторов L и М одно и то же. С точки зрения коррекции коэффициента мощности PFC сетевое L-фазное напряжение и сетевое М-фазное напряжение равны (но противоположной полярности) при каждом переходе сетевого напряжения через нуль, поэтому равные (но противоположные) токи снимаются с сетевых L и М фаз. Равные времена включенного состояния транзисторов и равные напряжения фаз приведут к равным сетевым токам. Последовательность переключения для такого «режима перехода через нуль» показана на фиг.8.
Возникает другая проблема, заключающаяся в том, чтобы поддерживать нормальное L, М, S, L, M, S состояние последовательности высокочастотных переключений в точке пересечения с величиной сетевого напряжения. В каждой точке пересечения с величиной сетевого напряжения М- и S-фазные напряжения меняются местами, и, следовательно, определение М и S также должно поменяться. Если скорость изменения сетевых фазовых напряжений рассматривать в отношении высокой частоты переключений циклоконвертера, становится понятным, что идея пересечения М- и S-фазных напряжений в определенный момент времени далека от реальности. Скорость изменения сетевых фазовых напряжений является такой низкой, что для многих циклов высокочастотных переключений М- и S-фазные напряжения фактически равны. Более того, при рассмотрении влияния реальной окружающей среды, например, шумов, можно определить, что конвертер действительно может работать на протяжении нескольких циклов высокочастотных переключений при неточном определении М и S. Например, напряжение на фазе, которую мы назвали S, больше (на очень маленькую величину), чем напряжение на фазе, которую мы назвали М. Это отклонение М и S фаз вызывает неправильную последовательность переключения транзисторов, что, в свою очередь, ведет к увеличению тока, протекающего от М сетевой фазы к S сетевой фазе (или от S к М в зависимости от полярности напряжения). За счет изменения последовательности высокочастотных переключений, когда циклоконвертер работает близ точки пересечения величины сетевого напряжения, этот недостаток может быть устранен.
В течение периода, который начинается на несколько градусов раньше каждого пересечения величины сетевого напряжения и заканчивается на несколько градусов после пересечения величины сетевого напряжения, циклоконвертер может работать в режиме чередования. Этот режим называется «режим пересечения величины напряжения», и в этом режиме последовательность высокочастотных переключений является следующей: L, М, L, L, М, L, S…, и М и S транзисторы включаются поочередно в каждом промежутке времени, когда L транзистор находится во включенном состоянии. В этом «режиме пересечения величины напряжения» промежутки времени включенного состояния транзисторов L, М и S равны. С точки зрения коррекции коэффициента мощности PFC сетевое L фазное напряжение имеет одну полярность, сетевые М- и S-фазные напряжения равны друг другу (но имеют противоположную полярность по отношению к L фазе) при каждом пересечении величины сетевого напряжения. Ток, получаемый от сетевой L фазы, необходимо возвратить к сетевым М и S фазам в равном соотношении (например, 50:50). Эта последовательность чередующихся переключений по существу достигает этого результата. Последовательность переключений в «режиме пересечения величины напряжения» показана на фиг.9.
Таким образом, при работе циклоконвертера используются три различные последовательности высокочастотных переключений:
«режим перехода через нуль» выполняется около перехода сетевой фазы через нуль;
«трехфазный режим» - нормальный режим, выполняемый большую часть времени;
«режим пересечения величины напряжения», выполняемый около пересечения сетевой фазой величины напряжения.
Во время выполнения режима перехода через нуль и режима пересечения величины напряжения функция коррекции коэффициента мощности PFC является неотделимой (внутренне присущей), но в нормальном трехфазном режиме необходимо соответствующее «S/M соотношение» (т.е. отношение времени включенного состояния транзистора меньшей фазы ко времени включенного состояния транзистора средней фазы), чтобы добиться точной коррекции коэффициента мощности PFC. Тот факт, что циклоконвертер достигает присущей режиму коррекции коэффициента мощности PFC, контролируется в каждой точке пересечения сетевым напряжением нуля или величины напряжения, к тому же входные токи сетевой фазы должны быть точно отрегулированными для 12 точек в каждом сетевом цикле. Следовательно, входной сетевой ток коррекции коэффициента мощности PFC является отвечающим назначению, несмотря на контролируемые значения «S/M соотношения» во время выполнения нормального трехфазного рабочего режима. И поэтому «S/M соотношение» может быть представлено как управление за счет «точной подгонки», чтобы совершенствовать функцию коррекции коэффициента мощности PFC.
На фиг.10 представлена переходная характеристика последовательного резонансного LLC конвертера, показанного на фиг.2. Можно увидеть, что с помощью варьирования рабочей частоты, которая запускает конвертер, можно регулировать выходное напряжение. Также можно увидеть, что когда конвертер нагружен, то выходное напряжение падает (при работе справа от пика каждой кривой). Таким образом, чтобы поддерживать постоянное выходное напряжение, рабочая частота должна уменьшаться по мере возрастания выходной нагрузки. И, наконец, можно увидеть, что выходное напряжение существенно не падает по мере возрастания рабочей частоты, если конвертер находится в условиях малой нагрузки. Чтобы добиться низких напряжений на выходе конвертера, когда он находится только в условиях малой нагрузки, может быть подключена «предварительная нагрузка» на выходе конвертера или дискретная катушка индуктивности может быть соединена с первичной обмоткой трансформатора. Другой способ повышения возможности регулирования LLC конвертера при нулевой нагрузке - уменьшение шунтирующей или намагничивающей индуктивности сетевого трансформатора за счет увеличения зазора трансформатора. Это устраняет необходимость установки дополнительных дискретных компонентов.
Управление выходным напряжением, таким образом, может быть достигнуто с помощью регулирования фундаментальной частоты, с которой переключается резонансная нагрузка, на уровнях мгновенных значений входного сетевого напряжения. Напряжение контура обратной связи регулирует эту фундаментальную частоту переключений, так что всегда поддерживается вышеупомянутая резонансная частота. Следовательно, снижение частоты переключений увеличивает выходное напряжение, а повышение частоты переключений снижает выходное напряжение. Ограничение выходного тока можно добиться благодаря замкнутой системе автоматического регулирования выходного напряжения за счет уменьшения выходного напряжения, уменьшающего или ограничивающего выходной ток.
Это новый подход к управлению циклоконвертерами, которые традиционно управлялись путем сдвига фаз последовательностей переключений верхнего и нижнего переключателей для осуществления регулирования коррекции коэффициента мощности. Если в традиционных циклоконвертерах применяется «короткозамкнутый» режим понижения мощности, в конвертере, показанном на фиг.2, применяется предварительная нагрузка.
На фиг.11 представлена принципиальная схема управляющей логики трехфазного последовательного резонансного полумостового циклоконвертера, показанного на фиг.2. Эта логика может быть осуществлена с помощью комбинации процессора цифровых сигналов (DSP) и устройства программируемой логической матрицы (PLA) или целого ряда другой аппаратуры. Замкнутая система автоматического регулирования сетевого выходного напряжения показана в верхней части схемы. Действующее значение выходного напряжения сравнивается с заданным напряжением 48 с помощью усилителя 49 сигнала рассогласования. Разница между выходным напряжением и заданным напряжением выражается в виде сигнала 50 рассогласования, который управляет частотой переключений циклоконвертера с целью достижения управления фундаментальной переменной частотой, что, как правило, применяется для управления последовательного резонансного LLC конвертера обычного типа.
Сигнал 50 рассогласования передается на блок 51 передаточной функции цепи обратной связи. Блок 51 передаточной функции обратной связи позволяет настраивать сигнал обратной связи применительно к характеристикам конвертера, чтобы добиться минимальной погрешности напряжения, устойчивой работы и малого времени установления выходного напряжения. Блок 51 передаточной функции обычно содержит характерные для контура обратной связи элементы, аналогичные применяющимся в любой другой замкнутой системе автоматического регулирования источника питания.
С выхода 52 блока 51 передаточной функции обратной связи подается сигнал управления на генератор 53 переменной частоты так, что управляющий сигнал тактовой частоты, подаваемый на вентиль 54 управляющей логики, может обеспечить частоту переключений циклоконвертера в соответствии с сигналом 47 рассогласования выходного напряжения с целью запуска шести переключателей питания посредством управляющих сигналов 55-60.
Усилитель 61 тока контролирует выходной ток 62 циклоконвертера и сравнивает его с предельным выходным током 63. Если выходной ток 62 меньше предельного выходного тока 63, то усилитель 61 тока не оказывает действия на управление циклоконвертером. Но стоит выходному току 62 превысить предельный выходной ток 63, усилитель тока 61 будет брать на себя управление основной (выходное напряжение) замкнутой системой автоматического регулирования за счет понижения сигнала 50 рассогласования, тем самым понижая выходное напряжение с целью ограничения выходного тока до предельного значения.
Управление коррекцией коэффициента мощности PFC сетевого входа можно осуществить за счет изменения времени включения каждого из трех сетевых входных напряжений. Замкнутая система автоматического регулирования выходного напряжения устанавливает фундаментальную частоту переключений, например, общую продолжительность цикла. Повышением или понижением времени, в течение которого отдельный транзистор находится во включенном состоянии, может регулироваться ток, который снимается с этой отдельной фазы. Установление соотношения времени между тремя фазами будет также регулировать напряжение, подаваемое на резонансную нагрузку и, следовательно, выходное напряжение, но этот эффект постоянно корректируется замкнутой системой автоматического регулирования выходного напряжения. Определение особых требуемых периодов включенного состояния транзисторов для каждого из трех уровней входного напряжения (для осуществления управления PFC) можно достичь или посредством учета всех требований для всех возможных условий работы, или посредством активной цепи управления, которая контролирует мгновенные значения индивидуальных сетевых токов, затем регулирует время включенного состояния соответствующего транзистора, чтобы обеспечить нужное потребление сетевого тока. Мгновенные значения индивидуальных сетевых токов можно легко получить при помощи разделения тока резонансной нагрузки на три компонента в соответствии с текущим состоянием переключающих транзисторов.
Предпочтительно, чтобы фаза с наибольшим абсолютным значением напряжения (L) включалась на постоянный (фиксированный) период, предпочтительно равный половине общего периода переключения. Предпочтительно, чтобы остальная часть была разделена между фазами, имеющими среднее абсолютное значение напряжения (М) и наименьшее абсолютное значение напряжения (S). Чтобы обеспечить PFC, выходное напряжение постоянного тока и ток 65 и трехфазное входное напряжение 66 вводятся в справочную таблицу 64 для создания управляющего сигнала 67 «S/M соотношение», который передается на блок 54 вентильной управляющей логики. Управляющий сигнал «S/M соотношение» обеспечивает отношение времени включенного состояния транзистора S ко времени включенного состояния транзистора М. Изменение «S/M соотношения» является основным способом определения соответствующего пути для обратного тока, снимаемого с сетевой фазы «Large - наибольшая)». Если «SM соотношение» приравнивается к нулю (например, S=0), то весь ток, снимаемый с сетевой фазы «Large», возвращается к сетевой фазе «Medium - средняя». Если «S/M соотношение» стремится к бесконечности (например, М=0), то весь ток, который снимается с сетевой фазы «Large», возвращается к сетевой фазе «Small».
Значения, которые вносятся в справочную таблицу, определяются за счет работы циклоконвертера в специальном режиме работы и регулирования (настройки) табличных значений с целью получения наименьшего коэффициента гармонических искажений (THD) сетевого тока или на основе моделирования. «S/M соотношение» изменяется на всем протяжении 360-градусного сетевого цикла, следовательно, профиль сетевого тока может быть точно обработан (фактически каждый сетевой градус - или лучше разложение на составляющие, если считается необходимым). При помощи повторяемой регулировки значений «S/M отношения» в различных режимах работы поисковая таблица предусматривает составление полного диапазона работы циклоконвертера. Использование этой поисковой таблицы устраняет необходимость постоянно контролировать входные сетевые токи в промышленных циклоконвертерах, в результате упрощается реализация аппаратных средств управления.
«Вентильная управляющая логика» 54 имеет три фундаментальных входа:
- тактовая частота 68 - основной параметр управления выходным напряжением;
- S/M отношение 67 - основной параметр для контроля THD входного тока;
- входное сетевое напряжение 66 (×3) - используется для определения «сетевого угла».
Комбинационная и последовательная логика, осуществляемая в программируемой логической матрице (PLA), может использовать информацию «Сетевой угол» для определения значений и полярности напряжения отдельной фазы и соответственно определяет, какой транзистор должен запускаться одним из шести управляющих сигналов: «L», «M», «S», «on», «m» и «s». Управляющие сигналы «Тактовая частота» 68 и «S/M отношение» 67 объединены с информацией «Main Angle» 66 для определения особого сигнала ВЧ-пуска для каждого из шести сетевых транзисторов.
Определение требуемых периодов включенного состояния транзисторов для каждого из трех уровней входного напряжения (с целью осуществления управления коррекцией коэффициента мощности PFC) можно осуществить с помощью активной схемы управления, которая контролирует мгновенные значения индивидуальных сетевых токов и затем устанавливает соответствующее время включенного состояния соответствующего транзистора с целью корректирования потребления сетевого тока. Мгновенные значения индивидуальных сетевых токов могут быть получены с помощью разделения тока резонансной нагрузки на три компонента в соответствии с текущим состоянием переключающих транзисторов.
Схема разделения тока, изображенная на фиг.12, показывает, как три индивидуальных сетевых тока можно выделить из тока первичной обмотки сетевого трансформатора циклоконвертера. Датчик 69 тока и усилитель 70 контролируют ток первичной обмотки сетевого трансформатора. Три разделительных переключателя 71, 72 и 73 замкнуты (поочередно) в соответствии с тем, какой из трех переключателей сети переменного тока (противовключенные транзисторы) проводит ток в циклоконвертере. Разделенный сигнал затем пропускается через фильтры 74, 75 и 76 низких частот с целью устранения высокочастотных шумов переключателей, что приводит к образованию трех однозначно определенных сигналов, которые представляют собой сетевые входные токи циклоконвертера. Эта схема может применяться для осуществления контроля суммарных гармонических искажений сетевого входного тока благодаря замкнутой системе автоматического регулирования с обратной связью вместо применения справочных таблиц, описанных выше. В качестве варианта для достижения того же самого результата можно применять датчики индивидуального сетевого тока вместо схемы разделения тока.
Фиг.13-16 представляют двунаправленные переключатели, которые можно применять в циклоконвертере, изображенном на фиг.2.
Фиг.13 представляет переключатель, состоящий из двух противовключенных (встречно включенных) МОП транзисторов 77 и 78. Один МОП транзистор блокирует прямой ток, а другой блокирует протекание обратного тока. Внутренние диоды 79 и 80 каждого МОП транзистора обеспечивают путь тока для другого МОП транзистора.
Фиг.14 представляет переключатель, состоящий из двух противовключенных биполярных транзисторов 81 и 82 с изолированным затвором. Так как IGBT приборы не имеют собственного внутреннего диода, самостоятельные дискретные диоды 83, 84, относящиеся к встречно-параллельным диодам, включены между эмиттером и коллектором транзистора. Этот встречный диод выполняет те же самые функции в переключателе переменного тока, что внутренний диод в переключателе переменного тока на основе МОП транзистора.
Фиг.15 представляет переключатель, состоящий из двух МОП транзисторов 85 и 86, но использующих два дополнительных дискретных диода, чтобы деактивировать внутренний диод МОП транзистора. Эта схема позволяет применять МОП транзисторы, у которых наблюдается низкое быстродействие из-за внутренних диодов. Дискретные диоды обычно являются приборами сверхвысокого быстродействия, и такой переключатель переменного тока показывает время восстановления диода, которое определяется быстродействием дискретных диодов (в противоположность характеристике восстановления внутреннего диода МОП транзистора).
Фиг.16 представляет переключатель, в котором применяется комбинация встречно включенных МОП транзисторов 89 и 90 и биполярных транзисторов 91 и 92 с изолированным затвором. Эта комбинация дает наилучшие характеристики обоих приборов. Такая комбинация обеспечивает малые потери за счет теплопроводности, которые обеспечивает биполярные транзисторы с изолированным затвором, и малые потери при переключении, которые обеспечивают МОП транзисторы.
Любой из переключателей, представленных на фиг.13-16, могут применяться в трехфазном последовательно резонансном полумостовом циклоконвертере, изображенном на фиг.2. Варианты имеют различие в стоимости и исполнении.
Фиг.17 представляет вариант циклоконвертера, показанного на фиг.2, в котором МОП транзисторы 93 и 94 заменяют диоды 32 и 33 с целью обеспечения синхронного детектирования. МОП транзисторы 93 и 94 содержат собственные внутренние диоды, показанные соединенными параллельно с каждым МОП транзистором. Применение синхронного детектирования повышает общую эффективность с 96 до 97% (400 В входное напряжение переменного тока, 48 В выходное напряжение постоянного тока), т.е. сокращение общих потерь при преобразовании на 25% или, другими словами, потери на выходе при детектировании 50%. Такой рост эффективности объясняет дополнительные расходы и сложность замены от диода до синхронного детектирования в выходных устройствах.
Побочный результат замены диодов на управляемые МОП транзисторы для осуществления синхронного детектирования состоит в том, что конвертер становится двунаправленным (для потока энергии). При соответствующем управлении данный трехфазный преобразователь (выпрямитель) переменного тока в постоянный ток можно применять для выполнения функции преобразования постоянного тока в трехфазный переменный ток (инвертор). Это предоставит возможность применения конвертера в аппаратуре типа источника бесперебойного электропитания.
Таким образом, создан одноступенчатый с частотным управлением полнорезонансный конвертер с коррекцией коэффициента мощности. Способ управления качественно отличается от прототипа, в котором переключение верхних и нижних переключателей сдвинуто, для того чтобы закорачивать нагрузку для выключения электропитания конвертера. Вышеописанный конвертер использует управление частотой переключений с помощью контура обратной связи для контроля выхода конвертера и регулирования времени включенного состояния фазы с целью обеспечения коррекции коэффициента мощности. При полно резонансной работе могут применяться низкоскоростные полупроводниковые компоненты.
Конвертер обеспечивает простоту конструкции активных элементов наряду со значительным сокращением числа активных элементов. Одноступенчатая конфигурация обеспечивает высокую эффективность преобразования и упрощает конструктивное исполнение. Конструктивное исполнение устраняет необходимость больших устройств накопления энергии или больших выходных индукционных катушек благодаря сравнительно высокой частоте переключений. Выход постоянного тока полностью изолирован от входного источника питания. Управление выходным напряжением (посредством частоты переключений) отделено от коррекции коэффициента мощности за счет регулирования времени включенного состояния каждой фазы. Конвертер также обеспечивает низкие суммарные гармонические искажения. Конвертер может применяться в широком диапазоне входных напряжений и может обеспечить широкий диапазон выходных напряжений.
Хотя настоящее изобретение проиллюстрировано описанием вариантов его реализации, причем варианты реализации описаны подробно, оно не имеет цель сузить или каким-то образом ограничить объем формулы изобретения данными подробностями. Специалисты легко увидят дополнительные достоинства и варианты изобретения. Следовательно, изобретение в более широком понимании не ограничивается конкретными деталями, представленной аппаратурой и способом, а также показанными и описанными примерами. В соответствии с этим могут быть сделаны отступления от подобных деталей в пределах сущности и объема идеи изобретения.

Claims (48)

1. Трехфазный полумостовой переключаемый циклоконвертер для управления индуктивной нагрузкой, содержащий: i) трехфазные входы;
ii) управляемые двунаправленные переключатели между каждым входом и первой выходной шиной питания, формирующие первую половину моста;
iii) мощные конденсаторы между каждым входом и второй выходной шиной питания, формирующие вторую половину моста; и iv) контроллер, управляющий переключением двунаправленных переключателей на основе выходного напряжения и/или входного напряжения.
2. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, содержащий резонансный контур, включенный параллельно выходным шинам.
3. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1 или 2, в котором резонансный контур содержит первичную обмотку трансформатора и конденсатор.
4. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.3, в котором резонансный контур содержит дополнительный индуктивный элемент.
5. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.4, в котором дополнительный индуктивный элемент образуется за счет изменения зазора сердечника трансформатора.
6. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором двунаправленные переключатели могут включать, или выключать, или подключать диод любой полярности.
7. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.6, в котором каждый двунаправленный выключатель состоит из противовключенных МОП транзисторов, причем каждый из них имеет параллельно включенный внутренний диод.
8. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.6, в котором каждый двунаправленный переключатель состоит из противовключенных биполярных транзисторов с изолированным затвором в параллели со встречными диодами.
9. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.6, в котором каждый двунаправленный переключатель состоит из МОП транзисторов с параллельно включенными диодами параллельно каждому транзистору и последовательно с каждым транзистором.
10. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.6, в котором каждый двунаправленный переключатель состоит из противовключенных МОП транзисторов в параллели с противовключенными биполярными транзисторами с изолированным затвором.
11. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер регулирует частоту переключения двунаправленных переключателей в зависимости от выхода циклоконвертера.
12. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.11, в котором контроллер регулирует частоту переключений двунаправленных переключателей в зависимости от выходного напряжения циклоконвертера.
13. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.11, в котором частота переключений регулируется в зависимости от резонансной передаточной функции резонансных элементов.
14. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер понижает выход конвертера, когда выходной ток превышает пороговое значение.
15. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер осуществляет коррекцию коэффициента мощности посредством регулирования промежутка времени включенного состояния каждой фазы.
16. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер осуществляет коррекцию коэффициента мощности посредством регулирования соотношения времени включения двух фаз.
17. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.16, в котором время включения фазы с наибольшим абсолютным напряжением является постоянным.
18. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.16, в котором время включения фазы с наибольшим абсолютным напряжением приблизительно в два раза меньше.
19. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.16, в котором соотношение переключений определяется контроллером в зависимости от формы входного и выходного сигналов.
20. Трехфазный полумостовом циклоконвертер по п.16, в котором контроллер содержит справочную таблицу для вычисления соотношений переключений.
21. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер управляет переключением двунаправленных переключателей в порядке преобладающего переключения фазы, имеющей наибольшее абсолютное значение напряжения, за которой следует фаза со средним абсолютным значением напряжения и далее фаза с наименьшим абсолютным значением напряжения.
22. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.21, в котором вблизи перехода фазы через нуль включены только две другие фазы.
23. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.21, в котором вблизи перехода двух фаз через действующее значение напряжения другая фаза включается попеременно с этими фазами.
24. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.21, в котором элементы двунаправленных переключателей предварительно включаются контроллером, чтобы обеспечить мягкое переключение.
25. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, содержащий выходной выпрямитель.
26. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.25, в котором выходной выпрямитель содержит двунаправленные переключающие элементы, дающие возможность конвертеру выполнять функции инвертора.
27. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.1, в котором контроллер регулирует период времени включенного состояния каждой фазы с целью управления выходом конвертера.
28. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.27, в котором контроллер изменяет соотношения времени включенного состояния каждой фазы для управления коэффициентом мощности.
29. Трехфазный полумостовой циклоконвертер по п.27 или 28, в котором из справочной таблицы получено распределение временных интервалов на основе формы входных и выходных сигналов циклоконвертера.
30. Полнорезонансный циклоконвертер, характеризующийся тем, что переключатели представляют собой четырехрежимные двунаправленные переключатели, имеющие токопроводящий режим, причем каждый имеет включенный параллельно блокировочный диод, при этом для заданного цикла обратный переключатель включается раньше прямого переключателя, чтобы обеспечить нормальный уровень напряжения для облегчения переключения.
31. Полнорезонансный трехфазный переключаемый полумостовой циклоконвертер, в котором и связь, и передача мощности являются резонансными.
32. Способ управления выходом полнорезонансного переключаемого циклоконвертера, имеющего резонансный силовой контур и в котором связь и передача мощности являются резонансными, с помощью регулирования частоты переключения циклоконвертера в зависимости от разницы между требуемым выходным сигналом и фактическим выходным сигналом, так чтобы изменить передаточную функцию резонансного силового контура.
33. Способ по п.32, в котором выходным сигналом является напряжение.
34. Способ по п.32, в котором выходным сигналом является ток.
35. Способ по п.32, в котором выходным сигналом является мощность.
36. Способ коррекции коэффициента мощности трехфазного полумостового циклоконвертера посредством регулирования соотношений времени включенного состояния каждой фазы.
37. Способ по п.36, в котором время включенного состояния одной фазы является фиксированным.
38. Способ по п.37, в котором одна фаза является фазой, имеющей наибольшее абсолютное значение напряжения.
39. Способ по п.37 или 38, в котором одна фаза находится во включенном состоянии в течение наибольшего периода времени.
40. Способ по п.37 или 38, в котором время включения одной фазы приблизительно в два раза меньше.
41. Способ по п.37, в котором время включения других двух фаз приблизительно в два раза меньше.
42. Способ по п.37, в котором отношение времени включения двух других фаз изменяется для управления коэффициентом мощности.
43. Способ управления переключением полнорезонансного переключаемого циклоконвертера посредством регулирования последовательности сетевых переключений фаз в повторяющейся последовательности от наибольшего абсолютного значения напряжения к наименьшему.
44. Способ по п.43, в котором вблизи пересечений фаз с величиной напряжения пересекающие фазы переключаются попеременно между фазой с наибольшим абсолютным значением напряжения и пересекающими фазами.
45. Способ по п.44, в котором пересекающие фазы переключаются попеременно с фазой, имеющей наибольшее абсолютное значение напряжения.
46. Способ по любому из пп.43-45, в котором вблизи переходов фазы через нуль переключаются только две другие фазы.
47. Способ переключения циклоконвертера, содержащего резонансный контур с частотой переключения больше, чем частота питающей сети, характеризующийся тем, что переключение осуществляют так, что для обеспечения мягкого переключения переключателей используют резонансное напряжение на частоте переключений.
48. Способ переключения полнорезонансного циклоконвертера, в котором переключатели представляют собой двунаправленные переключатели, каждый из которых состоит из прямого переключателя и обратного переключателя, причем каждый имеет параллельно включенный блокировочный диод, характеризующийся тем, что включает в себя переключение блокировочного переключателя для того, чтобы резонансные напряжения способствовали переключению прямого переключателя.
RU2009108334/09A 2006-08-10 2007-06-25 Циклоконвертер и способ его работы RU2396691C1 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NZ549103 2006-08-10
NZ549103A NZ549103A (en) 2006-08-10 2006-08-10 A cyclo-converter and methods of operation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2396691C1 true RU2396691C1 (ru) 2010-08-10

Family

ID=39033411

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009108334/09A RU2396691C1 (ru) 2006-08-10 2007-06-25 Циклоконвертер и способ его работы

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8520409B2 (ru)
EP (1) EP2050185B1 (ru)
CN (2) CN102751898B (ru)
RU (1) RU2396691C1 (ru)
WO (1) WO2008018802A2 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012162581A1 (en) * 2011-05-26 2012-11-29 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for generating single-phase power from a three-phase resonant power converter

Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9219407B2 (en) 2006-08-10 2015-12-22 Eaton Industries Company Cyclo-converter and methods of operation
US8212541B2 (en) 2008-05-08 2012-07-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response
EP2502339A2 (en) 2009-11-19 2012-09-26 Eaton Industries Company A power converter with hold up
US8670254B2 (en) * 2010-01-22 2014-03-11 Massachusetts Institute Of Technology Grid-tied power conversion circuits and related techniques
CN101944853B (zh) * 2010-03-19 2013-06-19 郁百超 绿色功率变换器
CN102214944B (zh) * 2010-04-06 2015-09-02 力博特公司 一种ups电源的系统增益控制方法
WO2012005604A2 (en) * 2010-06-29 2012-01-12 Eaton Industries Company Power factor control of a cyclo-converter
US9036373B2 (en) 2010-06-29 2015-05-19 Eaton Industries Company Closed loop control of a cyclo-converter
US9203326B2 (en) 2010-06-29 2015-12-01 Eaton Industries Company Feed forward control for a cyclo-converter
JP5857212B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 パナソニックIpマネジメント株式会社 Dc/dcコンバータ
JP5828093B2 (ja) * 2010-10-25 2015-12-02 パナソニックIpマネジメント株式会社 電源装置
US10389235B2 (en) 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
CA2823713A1 (en) 2011-01-03 2012-07-12 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for resonant converter control
CA2823737A1 (en) 2011-01-04 2012-07-12 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for resonant power conversion
CN103650313B (zh) 2011-05-05 2018-09-21 北极砂技术有限公司 具有模块化的级的dc-dc转换器
US9882471B2 (en) 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US9948204B2 (en) 2011-05-19 2018-04-17 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for controlling resonant converter output power
US8797767B2 (en) 2011-05-20 2014-08-05 Enphase Energy, Inc. Resonant power conversion circuit
JP5377604B2 (ja) * 2011-09-06 2013-12-25 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP5437334B2 (ja) * 2011-09-06 2014-03-12 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP5377603B2 (ja) * 2011-09-06 2013-12-25 日産自動車株式会社 電力変換装置
CN102324856B (zh) * 2011-09-22 2013-07-24 电子科技大学 一种基于mosfet的拼波功率调节装置
US9401664B2 (en) 2012-05-25 2016-07-26 Massachusetts Institute Of Technology Circuits and techniques for interfacing with an electrical grid
KR101285079B1 (ko) 2012-06-21 2013-07-17 (주)정도파워텍 전계효과 트랜지스터를 이용한 동기정류형 전파정류회로
EP2865083B1 (en) * 2012-06-25 2020-07-29 Eaton Intelligent Power Limited A cyclo-converter and methods of operation
JP2014011925A (ja) * 2012-07-02 2014-01-20 Omron Automotive Electronics Co Ltd 充電装置
US9450500B2 (en) * 2012-12-10 2016-09-20 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for modulating lower powers in resonant converters
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US9548670B2 (en) 2013-03-15 2017-01-17 General Electric Company Methods and systems for calibrating a resonant converter
WO2014168911A1 (en) 2013-04-09 2014-10-16 Massachusetts Institute Of Technology Power conservation with high power factor
KR101406476B1 (ko) * 2013-06-28 2014-06-12 현대자동차주식회사 브릿지리스 pfc 부스트컨버터
US9531300B2 (en) * 2013-09-16 2016-12-27 Enphase Energy, Inc. Single phase cycloconverter with integrated line-cycle energy storage
WO2015069516A1 (en) 2013-10-29 2015-05-14 Massachusetts Institute Of Technology Switched-capacitor split drive transformer power conversion circuit
NL2011825C2 (en) * 2013-11-21 2015-05-26 Univ Eindhoven Tech Single-stage isolated bi-directional ac/dc converter.
US10075064B2 (en) 2014-07-03 2018-09-11 Massachusetts Institute Of Technology High-frequency, high density power factor correction conversion for universal input grid interface
US11251618B2 (en) * 2015-01-21 2022-02-15 Enphase Energy, Inc. Apparatus and method for reactive power control
FI126998B (fi) * 2015-03-24 2017-09-15 Kone Corp Käyttöjarrun magnetointikelan energisointipiiri, hissi ja menetelmä hissin käyttöjarrun magnetointikelan energisoimiseksi
DE102015116995A1 (de) * 2015-10-06 2017-04-06 Infineon Technologies Austria Ag Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur und Verfahren zum Betrieb
US10148202B2 (en) * 2015-10-16 2018-12-04 Kohler Co. Hybrid device with segmented waveform converter
CN106712543B (zh) * 2016-12-13 2018-10-30 成都麦隆电气有限公司 一种采用低耐压升压二极管的vienna整流器
CA3030127A1 (en) * 2018-01-15 2019-07-15 Queen's University At Kingston Power converter topologies and control methods for wide input and outpu t voltage ranges
CN114362543B (zh) * 2022-01-13 2023-10-20 南京航空航天大学 一种三相单级式谐振变换装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3487289A (en) * 1968-04-16 1969-12-30 Gen Electric Multipurpose power converter circuits
FI108819B (fi) * 2000-02-04 2002-03-28 Ricotec Oy PWM-taajuusmuuttaja
GB1397604A (en) 1972-06-06 1975-06-11 Mo I I Inzh Zheleznodorozhnogo Electrical power supply systems
US3882370A (en) * 1973-11-15 1975-05-06 Gen Electric Control of power converters having a parallel resonant commutation circuit
US3953779A (en) * 1974-05-30 1976-04-27 Francisc Carol Schwarz Electronic control system for efficient transfer of power through resonant circuits
US3989996A (en) 1974-09-25 1976-11-02 Westinghouse Electric Corporation Force commutation static frequency changer apparatus using direct capacitor commutation
US4355351A (en) * 1979-05-30 1982-10-19 Schwarz Francisc C High repetition rate power pulse generator
JP2585739B2 (ja) * 1988-08-12 1997-02-26 株式会社日立製作所 電力変換装置
US5010471A (en) * 1989-06-26 1991-04-23 Robert F. Frijouf Three-phase AC-to-AC series resonant power converter with reduced number of switches
US5270913A (en) * 1992-04-06 1993-12-14 D.C. Transformation, Inc. Compact and efficient transformerless power conversion system
US5329439A (en) * 1992-06-15 1994-07-12 Center For Innovative Technology Zero-voltage-switched, three-phase pulse-width-modulating switching rectifier with power factor correction
CN100490294C (zh) * 2004-06-02 2009-05-20 燕山大学 串联谐振高频链正弦波逆变电源电路
JP4903707B2 (ja) * 2004-10-01 2012-03-28 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Led広域光源ランプ用電力変換器
KR101200554B1 (ko) * 2010-12-24 2012-11-13 한국에너지기술연구원 다상 인터리브 양방향 dc―dc 컨버터

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012162581A1 (en) * 2011-05-26 2012-11-29 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for generating single-phase power from a three-phase resonant power converter

Also Published As

Publication number Publication date
CN102751898A (zh) 2012-10-24
CN101501978A (zh) 2009-08-05
EP2050185B1 (en) 2020-12-23
EP2050185A4 (en) 2018-02-28
WO2008018802A3 (en) 2008-03-20
US8520409B2 (en) 2013-08-27
US20090323380A1 (en) 2009-12-31
WO2008018802A2 (en) 2008-02-14
CN101501978B (zh) 2012-09-26
EP2050185A2 (en) 2009-04-22
CN102751898B (zh) 2015-10-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2396691C1 (ru) Циклоконвертер и способ его работы
US10476397B2 (en) Interleaved resonant converter
US10141868B2 (en) Method and apparatus for resonant power conversion
US9219407B2 (en) Cyclo-converter and methods of operation
US9263960B2 (en) Power converters for wide input or output voltage range and control methods thereof
US8472219B2 (en) Method and systems for converting power
US9444367B2 (en) Method and apparatus for generating single-phase power from a three-phase resonant power converter
TWI779585B (zh) 多相ac/dc轉換器
WO2004054077A1 (en) Non-isolated dc-dc converters with direct primary to load current
US9680376B2 (en) Power conversion electronics having conversion and inverter circuitry
Siwakoti et al. Power electronics converters—An overview
US9344007B2 (en) Auxiliary resonant commutated pole converter with voltage balancing circuit
Chen et al. A novel zero-voltage-switching push–pull high-frequency-link single-phase inverter
Hu et al. Natural boundary transition and inherent dynamic control of a hybrid-mode-modulated dual-active-bridge converter
EP2865083B1 (en) A cyclo-converter and methods of operation
US11606025B2 (en) Bridge rectifier operation and power factor correction circuit
NZ549103A (en) A cyclo-converter and methods of operation
NZ573238A (en) A cyclo-converter and methods of operation
Guo et al. An Isolated Micro-converter Utilizing Fixed-Frequency BCM Control Method for PV Applications
Zhu et al. GaN-Based Full-Bridge CRM PFC with Unipolar Double-Frequency Control Scheme
Xia High Power Density, High Efficiency Single Phase Transformer-less Photovoltaic String Inverters
Oh et al. A Single-switched PWM resonant converter for a three-phase boost rectifier
Naim et al. Improvement of Power Factor and Reduction of Harmonics in Three-Phase Induction Motor by PWM Techniques: A Comprehensive Literature Survey

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20170626