JP2002095252A

JP2002095252A - 共振コンバータ

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Publication number: JP2002095252A
Application number: JP2000283342A
Authority: JP
Inventors: Hiroto Terashi; 裕人寺師
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2000-09-19
Filing date: 2000-09-19
Publication date: 2002-03-29
Anticipated expiration: 2020-09-19
Also published as: JP4352444B2

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数に左
右されず定電圧制御を行なう。【解決手段】二次側電流Ｉd21の大きさは、コンデン
サＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第である。このため、負荷
や第２のスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数に応じ
て、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の振幅が変動
し、負荷が軽くなるかまたはスイッチ素子Ｑ２のオン・
オフ周波数が低くなるに従って、共振電流Ｉcr1ひいて
は二次側電流Ｉd21のピーク値が増大する。なおこれ
は、第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側電流Ｉd2
2にも言える。結果的に、負荷や各スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２のオン・オフ周波数に左右されず、出力電圧Ｖｏが
一定に保たれる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング損失
の低減を図った共振コンバータに関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】一般にこの種の共振コ
ンバータにおいて、スイッチング素子のスイッチング損
失を低減させるための回路トポロジー（幾何学的構成）
が、例えば特開平８−６６０２５号公報や特開平９−３
０８２４３号公報などに開示されている。図１１は、こ
うした複合共振コンバータの一例を示すもので、ここで
は直流電源１の一端と他端との間に接続したいずれもＭ
ＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路と、トランスＴと、トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端
とスイッチ素子Ｑ２のソースとの間に接続した共振用の
インダクタンスＬｒおよびコンデンサＣｒの直列回路
と、トランスＴの各二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bにそれぞれアノ
ードを接続するとともに、カソードどうしを接続したダ
イオードＤ３，Ｄ４と、ダイオードＤ３およびダイオー
ドＤ４の接続点とトランスＴのセンタータップ間に接続
した平滑コンデンサＣｏとを備えている。また、スイッ
チ素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間には、コンデン
サＣs1，Ｃs2が並列接続されるとともに、ダイオードＤ
１，Ｄ２が逆方向に並列接続される。なお、トランスＴ
は周知のように励磁インダクタンスＬｐと漏れインダク
タンスを有しており、この漏れインダクタンスを前記イ
ンダクタンスＬｒとして利用してもよい。また、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２は、ここではスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の
ボディ（内蔵）ダイオードを利用している。

【０００３】前記平滑コンデンサＣｏの両端には出力端
子２，２が接続されており、トランスＴの二次巻線Ｎ2
a，Ｎ2bに誘起された電圧が、ダイオードＤ３，Ｄ４お
よび平滑コンデンサＣｏにより整流平滑され、出力端子
２，２に接続した負荷３に所定の直流出力電圧Ｖｏが供
給されるようになっている。また、４は出力電圧Ｖｏを
安定化させるための制御回路で、この制御回路４から各
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには、僅かなデッドタ
イムすなわち双方がオフになる期間を有して交互にオン
パルスの駆動信号が供給される。なお、この駆動信号の
オンパルス幅は、コンデンサＣｒおよびインダクタンス
Ｌｒの共振回路で決定される共振波形の半波長よりも長
く設定される。

【０００４】次に、上記構成における回路動作を図１２
の波形図を参照しながら説明する。なお図１２におい
て、（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧
Ｖgs1，（ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間
電圧Ｖgs2，（ｃ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソ
ース間電圧Ｖds1，（ｄ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイ
ン・ソース間電圧Ｖds2，（ｅ）はスイッチ素子Ｑ１を
流れるドレイン電流Iq1，（ｆ）はスイッチ素子Ｑ２を
流れるドレイン電流Iq2，（ｇ）はコンデンサＣs1とコ
ンデンサＣs2の合成電流Ｉcs1＋Ｉcs2，（ｈ）はスイッ
チ素子Ｑ１，Ｑ２の接続点からトランスＴの一次側への
電流Ｉｒである。

【０００５】前述のように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の
ゲートにはデッドタイムを有して交互にオンパルスの駆
動信号が与えられるため、図１２の（ａ）および（ｃ）
に示すように、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・
オフを繰り返す。ここで、図１２のｔ０〜ｔ１のデッド
タイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の働き
により、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖ
ds1が図１２（ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の時
点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号により、
図１２（ａ）に示すようにスイッチ素子Ｑ１にゲート・
ソース間電圧Ｖgs1が印加されると、直流電源１とスイ
ッチ素子Ｑ１と一次巻線Ｎ１とインダクタンスＬｒとコ
ンデンサＣｒとによる閉回路が形成され、スイッチ素子
Ｑ１および一次巻線Ｎ１には、図１２（ｅ）、（ｈ）に
示す電流Ｉq1，Ｉｒが流れる。なお、スイッチ素子Ｑ１
をオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間には、インダクタン
スＬｒとコンデンサＣｒとの共振回路から一次巻線Ｎ１
に向けて流れる負の共振電流Ｉｒが、ダイオードＤ１を
通って直流電源１側に戻される。ｔ１〜ｔ３の区間は、
比較的インダクタンス値の小さいインダクタンスＬｒと
コンデンサＣｒとの直列共振に基づく高い周波数の電流
波形が、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1およびトラ
ンスＮ１を流れる電流Ｉｒとして現れる。その後のｔ３
〜ｔ４の区間は、トランスＴの比較的大きい励磁インダ
クタンスＬｐとコンデンサＣｒとの共振に基づく低い周
波数の電流波形が、電流Ｉq1および電流Ｉｒとして現れ
る。

【０００６】ｔ４の時点で、スイッチ素子Ｑ１のゲート
・ソース間電圧Ｖgs1がゼロになると、スイッチ素子Ｑ
１を流れる電流Ｉq1は遮断され、それまで励磁インダク
タンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性
電流Ｉｒによって、今度はコンデンサＣS2に蓄えられた
電荷が移動し、コンデンサＣS2と一次巻線Ｎ１とインダ
クタンスＬｒとコンデンサＣｒとによる閉回路が形成さ
れる。これにより、コンデンサＣS2の端子間電圧すなわ
ちスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2
は、ｔ４〜ｔ５の区間で徐々に低下し、ｔ５の時点でゼ
ロになる。一方、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース
間電圧Ｖds1は、直流電源１の入力電圧からスイッチ素
子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2を差し引いたも
のとなるため、図１２（ｃ）に示すようにｔ４〜ｔ５の
区間でゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ１のタ
ーンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成され
る。また、スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖ
gs2は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖd
s2がゼロになったｔ５の時点で印加されるため、このス
イッチ素子Ｑ２のターンオン時におけるゼロボルトスイ
ッチングも達成される。

【０００７】ｔ５の時点でコンデンサＣS2の端子間電圧
がゼロになると、ダイオードＤ２が導通し、共振回路の
慣性電流はコンデンサＣS2からダイオードＤ２に転流す
る。これにより、ｔ５〜ｔ６の期間にはスイッチ素子Ｑ
２に図１２（ｆ）に示す電流Ｉq2が流れる。つまり、こ
のｔ５〜ｔ６の期間においては、一次巻線Ｎ１とインダ
クタンスＬｒとコンデンサＣｒとダイオードＤ２とから
なる閉回路により電流（Ｉｒ，Ｉq2）が流れる。また、
スイッチ素子Ｑ２のオン期間であるｔ５〜ｔ７の区間に
は、コンデンサＣｒとインダクタンス素子Ｌｒと一次巻
線Ｎ１とスイッチ素子Ｑ２とによる閉回路が形成され、
スイッチ素子Ｑ２および一次巻線Ｎ１には、図１２
（ｅ）、（ｈ）に示す共振電流Ｉq2，Ｉｒが流れる。こ
のときの電流Ｉq2，Ｉｒは、ｔ２〜ｔ４の区間における
電流Ｉq1，Ｉｒと逆向きに流れる。

【０００８】ｔ７の時点でスイッチ素子Ｑ２のゲート・
ソース間電圧Ｖgs2がゼロになると、スイッチ素子Ｑ２
を流れる電流Ｉq2は遮断され、それまで励磁インダクタ
ンスＬｐおよびインダクタンスＬｒに流れていた慣性電
流Ｉｒが、コンデンサＣS1およびコンデンサＣS2に転流
し、図１２（ｇ）に示す電流Ｉcs1＋Ｉcs2がｔ７〜ｔ８
の期間に流れる。この結果、コンデンサＣS1の端子間電
圧すなわちスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧
Ｖds1は、ｔ７〜ｔ８の期間で徐々に低下し、ｔ８の時
点でゼロになる。一方、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・
ソース間電圧Ｖds2は、コンデンサＣs2が充電されるの
に伴ないゼロから徐々に高くなり、スイッチ素子Ｑ２の
ターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成さ
れる。また、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧
Ｖgs1は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧
Ｖds1がゼロになったｔ８の時点で印加されるため、こ
のスイッチ素子Ｑ１のターンオン時におけるゼロボルト
スイッチングも達成される。

【０００９】一方、図１２には図示していないが、トラ
ンスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bには、一次巻線Ｎ１との巻
線比に応じた電圧がそれぞれ発生する。すなわち、一次
巻線Ｎ１のドット端子に電流が流れ込んでいる期間（図
１２のｔ１〜ｔ３の期間）では、ダイオードＤ３が導通
状態となる一方で、ダイオードＤ４が非導通状態とな
り、二次巻線Ｎ2aからダイオードＤ３を介して略正弦波
状の二次側電流が発生する。逆に、一次巻線Ｎ１のドッ
ト端子から電流が流れ出ている期間（図１２のｔ５〜ｔ
６’の期間）は、ダイオードＤ３が非導通状態となる一
方で、ダイオードＤ４が導通状態となり、二次巻線Ｎ2b
からダイオードＤ４を介して略正弦波状の二次側電流が
発生する。このようにトランスＴの二次側電流が略正弦
波状に緩やかに立ち上がるので、各ダイオードＤ３，Ｄ
４の特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立
ち上がり時にダイオードＤ３，Ｄ４で発生するノイズを
小さくすることができる。

【００１０】ところで上記の回路構成においては、ドラ
イブすなわちスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力端から見た
共振回路のインピーダンスは誘導性でなければならず、
各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数は共振回
路の共振周波数よりも高くする必要がある。これをスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆと負荷３に供
給する出力電力Ｐとの関係をあらわした図１３で具体的
に説明すると、ｆｏはインダクタンスＬｒとコンデンサ
Ｃｒとにより決まる固有の直列共振周波数で、図１３か
ら明らかなように、共振周波数ｆｏとスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが一致したとき（ｆ＝ｆ
ｏ）に、トランスＴの二次側より最大電力Ｐmaxを取出
すことが可能になり、この共振周波数ｆｏの両側におい
て、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに応
じて出力電力Ｐの供給量が変化する。しかし、前述のよ
うに共振回路のインピーダンスが誘導性、すなわちスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数
ｆｏよりも高くないと、ゼロボルトスイッチングができ
なくなるので、実際には共振周波数ｆｏよりも高い周波
数領域のｆａからｆｂまでが、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２
のオン・オフ周波数ｆの正常制御範囲とされ、出力電圧
Ｖｏを一定にする時に、ｆａからｆｂの範囲でスイッチ
素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆを可変している。
この場合、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数
ｆを高くするほど（ｆｂに近付けるほど）、一次巻線Ｎ
１の電圧の振幅が小さくなって、トランスＴの二次側電
流ひいては出力電圧Ｖｏが小さくなり、逆に周波数を低
くするほど（ｆａに近付けるほど）、一次巻線Ｎ１の電
圧の振幅が大きくなって、トランスＴの二次側電流ひい
て出力電圧Ｖｏが大きくなる。

【００１１】上記回路構成においては、トランスＴの二
次側電流が略正弦波状となるため、ダイオードＤ３，Ｄ
４から発生するノイズを小さくできるという利点がある
反面、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対しゼロボルトスイッ
チングを行なうには、共振回路のインピーダンスはゼロ
ボルトスイッチングを満足するために誘導性でなければ
ならない制約があり、共振回路の共振周波数ｆｏよりも
高い周波数領域でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ
動作させなければならない。また、負荷３やスイッチ素
子Ｑ1，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆに依存して出力電圧
Ｖｏが変動するので、こうした負荷３やオン・オフ周波
数ｆに依存しない定電圧特性を有するスイッチング電源
装置を得ることができない。

【００１２】さらに、トランスＴの二次巻線Ｎ2a，Ｎ2b
にはセンタータップがあり、製造的に巻線作業の途中で
タップを設けるのは作りづらい上に、こうした構造のト
ランスＴでは、コアが共通に用いられるために、一方の
アクティブな状態にある二次巻線Ｎ2aに電流が流れてい
ると、他方の本来動作する必要のないパッシブ層の二次
巻線Ｎ2aに渦電流が生じ、これが銅損となってコンバー
タ全体の効率低下を招く。また、一つのトランスＴで全
パワーを負うことになるので、トランスＴが大型化し、
軽薄短小を求める市場のニーズに応えられない。

【００１３】そこで本発明は上記問題点に鑑み、トラン
スの二次側にある整流ダイオードから発生するノイズを
小さくしつつ、負荷やスイッチ素子のオン・オフ周波数
に左右されず定電圧制御を行なうことができ、しかもト
ランスの銅損を低減するとともに、トランスの小型化を
図ることができる共振コンバータを提供することをその
目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１の共振
コンバータは、前記目的を達成するために、直流電源の
両端間に接続する第１および第２のスイッチ素子の直列
回路と、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとか
らなる第１の直列共振回路と、第２のコンデンサと第２
のインダクタンスとからなる第２の直列共振回路と、一
次巻線および二次巻線どうしを直列接続した一対の第１
および第２のトランスと、前記第１および第２のトラン
スの各二次巻線の一端にそれぞれ接続する第１および第
２の整流ダイオードと、前記第１および第２のスイッチ
素子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記
第１の直列共振回路と前記第１のトランスの一次巻線と
の直列回路を前記第１のスイッチ素子の両端間に接続
し、前記第２の直列共振回路と前記第２のトランスの一
次巻線との直列回路を前記第２のスイッチ素子の両端間
に接続したものである。

【００１５】また、本発明の請求項２の共振コンバータ
は、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからな
る第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，お
よび第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流
電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線
の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の
共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスと
からなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻
線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路
を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランス
の二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続
した第２の共振部とを備え、前記第１および第２の整流
ダイオードの他端どうしを接続した第１の接続点と、前
記第１および第２のトランスの各二次巻線の他端どうし
を接続した第２の接続点との間に負荷を接続し、前記第
１および第２のスイッチ素子を位相差を有してオン，オ
フさせる制御手段を備えている。

【００１６】また、本発明の請求項３の共振コンバータ
は、第１のコンデンサと第１のインダクタンスとからな
る第１の直列共振回路，第１のトランスの一次巻線，お
よび第２のスイッチ素子からなる第１の直列回路を直流
電源の両端間に接続し、前記第１のトランスの二次巻線
の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続した第１の
共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスと
からなる第２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻
線，および第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路
を前記直流電源の両端間に接続し、前記第２のトランス
の二次巻線の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続
した第２の共振部と、前記第１および第２のスイッチ素
子を交互にオン・オフさせる制御手段とを備え、前記一
方のトランスのドライブ中に前記他方のトランスをリセ
ットするように、前記第１および第２のトランスの一次
巻線および二次巻線どうしを直列接続して構成される。

【００１７】上記請求項１〜３の構成に共通して、第２
のスイッチ素子がオンすると、第１の直列共振回路を構
成する第１のコンデンサと第１のインダクタンスが共振
し、第１のトランスの二次巻線を介して第１の整流ダイ
オードを流れる二次側電流が略正弦波状に緩やかに立ち
上がる。同様に第１のスイッチ素子がオンすると、第２
の直列共振回路を構成する第２のコンデンサと第２のイ
ンダクタンスが共振し、トランスの二次巻線を介して第
２の整流ダイオードを流れる二次側電流が略正弦波状に
緩やかに立ち上がる。したがって、各整流ダイオードの
特にリカバリー電流が小さくなり、二次側電流の立ち上
がり時に各整流ダイオードで発生するノイズを小さくで
きる。

【００１８】また、第１のインダクタンスと第１のコン
デンサとの共振時には、負荷電流を第１のトランスの一
次巻線側に換算した共振電流が第１のコンデンサに流
れ、それ以外の期間では第１のコンデンサが放電するた
め、第１の整流ダイオードを流れる二次側電流の大きさ
は、第１のコンデンサの両端間電圧次第で決まる。この
ため、負荷や第２のスイッチ素子のオン・オフ周波数に
応じて、第１のコンデンサの両端間電圧の振幅が変動
し、負荷が重くなるかまたはスイッチ素子のオン・オフ
周波数が低くなるに従って、第１のコンデンサを流れる
共振電流ひいては第１の整流ダイオードを流れる二次側
電流のピーク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダ
イオードを流れる二次側電流にも言えることで、結果的
に負荷や各スイッチ素子のオン・オフ周波数に左右され
ず、出力電圧が一定に保たれる。したがって、各直列共
振回路のインピーダンスを誘導性にする必要がなく、特
に各スイッチ素子のオン・オフ周波数が各直列共振回路
の共振周波数より低い領域でも、定電圧制御を行なうこ
とができる。

【００１９】さらに、いずれも２個のトランスを使用し
て、センタータップを設けない構成を採用しているの
で、銅損の悪化を防止し、コンバータ全体の効率向上を
図ることができる。また、特に請求項２の構成では、２
個のトランスから共通の負荷に電力を供給していること
から、トランス１個当たりが負うパワーの低減を図り、
トランスの小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えるこ
とができる。

【００２０】また特に請求項３の構成では、一方のトラ
ンスをドライブしている間に、他方のトランスをリセッ
トするように、各トランスを動作させることが可能にな
る。つまり、第１および第２のトランスには正負両方向
の電圧が印加されるため、各トランスを効率よく利用で
きる。

【００２１】本発明の請求項４の共振コンバータは、前
記第１および第２のスイッチ素子が前記制御手段により
デッドタイムを有して交互にオン・オフされ、前記第１
および第２のトランスの各励磁インダクタンスの差電流
により、前記デッドタイム期間中に、前記第１のスイッ
チ素子の両端間に接続する第３のコンデンサと、前記第
２のスイッチ素子の両端間に接続する第４のコンデンサ
を充放電させるように構成している。

【００２２】これにより、第２のスイッチ素子がオフし
てデッドタイム期間に移行すると、各励磁インダクタン
スの差電流により第４のコンデンサが充電され、第２の
スイッチ素子の両端間電圧がゼロから直流電源の入力電
圧に上昇する一方、第３のコンデンサが放電され、第１
のスイッチ素子の両端間電圧が直流電源の入力電圧から
ゼロに下降する。したがって、第２のスイッチ素子のタ
ーンオフ時におけるゼロボルトスイッチングを達成でき
るとともに、第１のスイッチ素子の両端間電圧がゼロに
なった後で、この第１のスイッチ素子をオンすれば、こ
こでもゼロボルトスイッチングが達成できる。なおこれ
は、第１のスイッチ素子がオフする際も同様のことが言
え、この場合は第１のスイッチ素子のターンオフおよび
第２のスイッチ素子のターンオン時のゼロボルトスイッ
チングが達成される。

【００２３】また本発明の請求項５の共振コンバータ
は、前記第１のトランスの励磁インダクタンスの励磁電
流をＩlp1とし、前記第２のトランスの励磁インダクタ
ンスの励磁電流をＩlp2とし、前記直流電源の入力電圧
をＶinとしたときに、次の数式４の関係が成立するよう
に構成したものである。

【００２４】

【数４】

【００２５】但し、第１のトランスの励磁インダクタン
スのインダクタンス値をＬp1，第２のトランスの励磁イ
ンダクタンスのインダクタンス値をＬp2，第１のコンデ
ンサの静電容量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量を
Ｃr2，第１のインダクタンスのインダクタンス値をＬr
1，第２の励磁インダクタンスのインダクタンス値をＬr
2としたときに、次の数式５のように、

【００２６】

【数５】

【００２７】とするならば、数式４のＺｏは次の数式６
で表せる。

【００２８】

【数６】

【００２９】このようにすると、第１および第２のスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングが確実に
達成される。

【００３０】

【発明の実施形態】以下、添付図面に基づき、本発明に
おける共振コンバータの一実施例を説明する。

【００３１】本実施例における新規な回路トポロジー
は、図１に示すように、２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２
を交互にオン・オフすることにより、ダイオードＤ21ま
たはダイオードＤ22より負荷ＲＬに電力を供給する複合
共振コンバータで形成される。ここでは理解を容易にす
るために、ハーフブリッジ駆動を例として説明すると、
１は直流入力電圧Ｖinを供給する直流電源であり、これ
は例えば商用交流電源からの交流電圧を整流平滑回路に
より整流平滑する構成でもよい。この直流電源１の両端
間には、ここではいずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続される。各スイッ
チ素子Ｑ１，Ｑ２の出力両端間すなわちドレイン・ソー
ス間には、コンデンサＣs1，Ｃs2がそれぞれ並列接続さ
れるとともに、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆方向
に並列接続される。このコンデンサＣs1，Ｃs2は、スイ
ッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量を利用してもよいし、外
付けのコンデンサとしてもよい。また、ダイオードＤ
１，Ｄ２ついても、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のボディ
（内蔵）ダイオードを利用してもよいし、スイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２が例えばバイポーラトラジスタの場合は、外
付けのダイオードを利用してもよい。４は各スイッチ素
子Ｑ１，Ｑ２の制御端子であるゲートに接続する制御回
路であるが、この制御回路４は双方のスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２が共にオフになるデッドタイムを有しつつ、こ
れらの各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフす
るように、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに所定の
駆動信号を供給するものである。

【００３２】Ｔ１，Ｔ２は、いずれも一次側と二次側と
を絶縁する２個のトランスである。このトランスＴ１，
Ｔ２は同一特性を有し、その一次巻線Ｎ11，Ｎ12と二次
巻線Ｎ21，Ｎ22はいずれも直列に接続され、一次巻線Ｎ
11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22のいずれにもセンタ
ータップを有しない、いわゆる単巻トランスで構成され
る。そして、一方のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11と、共
振用のコンデンサＣr1およびインダクタンスＬr1からな
る第１の直列共振回路51との直列回路が、一方のスイッ
チ素子Ｑ１の両端間に接続されると共に、他方のトラン
スＴ２の一次巻線Ｎ12と、別の共振用のコンデンサＣr2
およびインダクタンスＬr2からなる第２の直列共振回路
52との直列回路が、他方のスイッチ素子Ｑ２の両端間に
接続される。なお、インダクタンスＬr1，Ｌr2は、トラ
ンスＴ１，Ｔ２の一次側の漏れインダクタンスを利用し
てもよいし。外付けのインダクタンス素子を利用しても
よい。また、各トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，Ｎ
12には、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が等価的に接続
される。この励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2は、一次巻
線Ｎ11，Ｎ12の抵抗分に対して並列接続される。

【００３３】一方、前記直列共振回路51，52の出力回路
を構成するために、各トランスＴ１，Ｔ２のコアに電磁
的に結合された二次巻線Ｎ21，Ｎ22と、整流ダイオード
Ｄ21，Ｄ22および平滑コンデンサＣｏからなる出力整流
平滑回路53が設けられている。具体的には、トランスＴ
１の二次巻線Ｎ21の一端（ドット側端子）に整流ダイオ
ードＤ21のアノードを接続するとともに、別のトランス
Ｔ２の二次巻線の一端（ドット側端子）に整流ダイオー
ドＤ22のアノードを接続して、これらの整流ダイオード
Ｄ21，Ｄ22のカソードどうしを接続する。そして、この
整流ダイオードＤ21，Ｄ22の接続点と、トランスＴ１，
Ｔ２の二次巻線Ｎ21，Ｎ22の接続点との間に平滑ダイオ
ードＣｏを接続し、平滑ダイオードの両端間に発生する
出力電圧Ｖｏを負荷である抵抗ＲＬに供給する構成とな
っている。なお、図１からも明らかなように、トランス
Ｔ１，Ｔ２の一次側は、一次巻線Ｎ11の非ドット端子と
一次巻線Ｎ12のドット端子が接続されるのに対して、ト
ランスＴ１，Ｔ２の二次側は、二次巻線Ｎ21の非ドット
側端子と二次巻線Ｎ22の非ドット側端子が接続される。

【００３４】次に、上記構成について、その作用を図２
〜図６の各回路図と、図７〜図９の各波形図に基づき説
明する。なお、図２〜図６は、図７〜図９における〜
の各状態に対応した各素子の動作を示す回路図であ
る。また図７において、（Ａ）はスイッチ素子Ｑ１のゲ
ート・ソース間電圧Ｖgs1，（Ｂ）はスイッチ素子Ｑ２
のゲート・ソース間電圧Ｖgs2，（Ｃ）はスイッチ素子
Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2，（Ｄ）はスイッ
チ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1，（Ｅ）は
スイッチ素子Ｑ１を流れるドレイン電流Iq1，（Ｆ）は
スイッチ素子Ｑ２を流れるドレイン電流Iq2，（Ｇ）は
整流ダイオードＤ22を流れるダイオード電流Ｉd22，
（Ｈ）は整流ダイオードＤ21を流れるダイオード電流Ｉ
d21，（Ｉ）は励磁インダクタンスＬp2を流れるトラン
スＴ２の励磁電流Ｉlp2，（Ｊ）は励磁インダクタンス
Ｌp1を流れるトランスＴ１の励磁電流Ｉlp1，（Ｋ）は
トランスＴ１の二次側に誘起される電圧Ｖn21である。
さらに図８および図９は、負荷である抵抗ＲＬの値の違
いによる各部の波形を表したもので、図中Ｉlp1はトラ
ンスＴ１の励磁電流，Ｉlp2はトランスＴ２の励磁電
流，Ｉcr1はコンデンサＣr1を流れる電流，Ｖcr1はコン
デンサＣr1の両端間電圧であり、これらの各電流および
電圧の正の向きは、図１に示すとおりである。

【００３５】最初に、スイッチ素子Ｑ２をオンする時点
ｔ１から、順を追って説明する。図７のｔ０〜ｔ１のデ
ッドタイム期間における共振用コンデンサＣS1，ＣS2の
働きにより、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電
圧Ｖds2が図７（Ｃ）に示すようにゼロになったｔ１の
時点で、制御回路４からのオンパルスの駆動信号によ
り、図７（Ｂ）に示すようにスイッチ素子Ｑ２に所定の
ゲート・ソース間電圧Ｖgs2を印加する。スイッチ素子
Ｑ２がオンした直後のｔ１〜ｔ２の期間は、コンデンサ
ＣS2を放電した後にダイオードＤ２へ転流した電流が、
図７（Ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２を流れる逆
向きの電流Ｉq2として流れるとともに、励磁インダクタ
ンスＬp1のエネルギー放出に伴なう逆方向の励磁電流Ｉ
lp1によって、トランスＴ１の一次巻線Ｎ11に電流が流
れる。そして、このトランスＴ１の一次巻線Ｎ11に加わ
る電圧が、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ21との巻線比に出
力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よりも大きくなると
（つまり二次巻線Ｎ21に誘起される電圧が出力電圧Ｖｏ
よりも大きくなると）、整流ダイオードＤ21がオンし、
図７（Ｈ）に示すように、ダイオード電流Ｉd21が発生
する。また、前記励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励
磁電流Ｉlp1は、第１の直列共振回路51にも流れるため
に、この第１の直列共振回路51を構成するコンデンサＣ
r1が放電するとともに、第２の直列共振回路52から励磁
インダクタンスＬp2にも電流が流れるため、第２の直列
共振回路52を構成するコンデンサＣr2も放電し、励磁イ
ンダクタンスＬp2にエネルギーが蓄えられる。したがっ
て、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1
は次第に減少する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆
方向の励磁電流Ｉlp2は次第に上昇する。また、インダ
クタンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振することによ
り、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1（図８および図
９参照）や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2（図７
（Ｆ）参照）のみならず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22
より整流ダイオードＤ21を流れる電流（二次側電流）Ｉ
d21（図７（Ｆ）参照）も、半波正弦波状の電流波形と
なる。したがって、二次側電流Ｉd21の立ち上がり時に
おいて、整流ダイオードＤ21で発生するノイズを小さく
できる。

【００３６】次に、ｔ２の時点でスイッチ素子Ｑ２を流
れる逆向きの電流Ｉq2がゼロになると、図２に示す状態
に移行し、直流電源１→コンデンサＣr1→インダクタ
ンスＬr1→トランスＴ１の一次巻線Ｎ11→スイッチ素子
Ｑ２→直流電源１に至る閉回路が形成され、コンデンサ
Ｃr1が充電される。このｔ２〜ｔ３の期間は、インダク
タンスＬr1とコンデンサＣr1とによる直列共振が継続し
ているので、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr1，スイ
ッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq2および整流ダイオードＤ
21を流れる二次側電流Ｉd21は、引き続き半波正弦波状
に推移する。また、励磁インダクタンスＬp1から放出す
るエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp1が、
第１の直列共振回路51からの共振電流とともに、トラン
スＴ１の一次巻線Ｎ11に流れ込む。さらに、スイッチ素
子Ｑ２→第２の直列共振回路52→励磁インダクタンスＬ
p2→スイッチ素子Ｑ２にも別の閉回路が形成され、コン
デンサＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬ
p2にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダ
クタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き低下
する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電
流Ｉlp2は引き続き増加する。

【００３７】やがて、コンデンサＣr1を流れる電流ＩCr
1が逆転して、励磁インダクタンスＬp1の逆方向の励磁
電流Ｉlp1と等しくなると（図８および図９参照）、ト
ランスＴ１の一次巻線Ｎ11ひいては二次巻線Ｎ21を流れ
る電流もゼロとなり、整流ダイオードＤ21はオフする。
そして、インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1とによる
直列共振が停止し、図３に示す状態（ｔ３〜ｔ４の期
間）に移行する。

【００３８】この状態では、各トランスＴ１，Ｔ２の
二次側の整流ダイオードＤ21，Ｄ22がいずれもオフにな
っており、各一次巻線Ｎ11，Ｎ12への電流もゼロになっ
ていることから、スイッチ素子Ｑ２には、各励磁インダ
クタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の
差電流Ｉsが流れる。つまりこの場合、励磁電流Ｉlp1の
絶対値よりも励磁電流Ｉlp2の絶対値が大きいため、図
３に示すように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ11，
Ｎ12の接続点からスイッチ素子Ｑ２に向けて差電流Ｉs
が発生する。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp1
から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流
Ｉlp1によってコンデンサＣr1は放電し、コンデンサＣr
2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネルギー
が蓄えられる。

【００３９】その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフす
ると、図４に示す状態（ｔ４〜ｔ５の期間）に移行す
る。この状態は、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオ
フするデッドタイム期間となっており、先程の励磁電流
Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデン
サＣS2を充電する一方で、コンデンサＣS1を放電する。
したがって、図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッ
チ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2は、コンデ
ンサＣS2を充電するに伴なってゼロから入力電圧Ｖinに
徐々に上昇する一方で、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・
ソース間電圧Ｖds1は、コンデンサＣS1を放電するに伴
なって入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降する。スイッ
チ素子Ｑ２をターンオフしたｔ４の時点では、スイッチ
素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds2がゼロになっ
ているので、ここでのゼロボルトスイッチングが達成さ
れる。なお、この状態では、最初に励磁インダクタン
スＬp1から放出するエネルギーにより生じる逆方向の励
磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr1が放電し、コンデ
ンサＣr2の放電によって励磁インダクタンスＬp2にエネ
ルギーが蓄えられるが、やがてコンデンサＣS2，ＣS1の
充放電に伴ない、励磁インダクタンスＬp1がエネルギー
を蓄え、励磁インダクタンスＬp2がエネルギーを放出す
るようになる。したがって、ここからは励磁インダクタ
ンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転じ、励磁
インダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に
転じる。

【００４０】コンデンサＣS1の放電が完了し、スイッチ
素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロになる
と、ダイオードＤ１がオンし、このダイオードＤ１を差
電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ５）で、ス
イッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ１のドレ
イン・ソース間電圧Ｖds1がすでにゼロボルトとなって
いるので、スイッチ素子Ｑ１のターンオン時のゼロボル
トスイッチングが達成され、図５に示す状態（ｔ５〜
ｔ６の期間）に移行する。

【００４１】状態は、前述のｔ１〜ｔ２の時点でスイ
ッチ素子Ｑ２がオンした状態と同じように動作する。す
なわち、コンデンサＣS1を放電した後にダイオードＤ１
へ転流した電流が、図７（Ｅ）に示すように、スイッチ
素子Ｑ１を流れる逆向きの電流Ｉq1として流れるととも
に、励磁インダクタンスＬp2のエネルギー放出に伴なう
逆方向の励磁電流Ｉlp2によって、トランスＴ２の一次
巻線Ｎ12に電流が流れる。そして、このトランスＴ２の
一次巻線Ｎ12に加わる電圧が、一次巻線Ｎ12と二次巻線
Ｎ22との巻線比に出力電圧Ｖｏの値を掛け合わせた値よ
りも大きくなると、整流ダイオードＤ22がオンし、図７
（Ｇ）に示すように、ダイオード電流Ｉd22が発生す
る。また、前記励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁
電流Ｉlp2は、スイッチ素子Ｑ１から直流電源１を経由
して第２の直列共振回路52にも流れるために、コンデン
サＣr2が放電するとともに、励磁インダクタンスＬp1か
ら第１の直列共振回路51にも電流が流れてコンデンサＣ
r1が放電し、励磁インダクタンスＬp1にエネルギーが蓄
えられる。したがって、励磁インダクタンスＬp1の逆方
向の励磁電流Ｉlp1は次第に増加する一方で、励磁イン
ダクタンスＬp2の逆方向の励磁電流Ｉlp2は次第に減少
する。また、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2が直
列共振することにより、コンデンサＣr2を流れる電流Ｉ
Cr2や、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流Ｉq1のみなら
ず、トランスＴ１の二次巻線Ｎ22より整流ダイオードＤ
22を流れる電流（二次側電流）Ｉd22も、半波正弦波状
の電流波形となる。したがって、この二次側電流Ｉd22
の立ち上がり時においても、整流ダイオードＤ22で発生
するノイズを小さくできる。

【００４２】次に、ｔ６の時点でスイッチ素子Ｑ１を流
れる逆向きの電流Ｉq1がゼロになると、図６に示す状態
（ｔ６〜ｔ０）に移行する。この状態は前記状態
に対応するものであり、直流電源１→スイッチ素子Ｑ１
→トランスＴ２の一次巻線Ｎ12→インダクタンスＬr2→
コンデンサＣr2→直流電源１に至る閉回路が形成され、
コンデンサＣr2が充電される。このｔ６〜ｔ０の期間
は、インダクタンスＬr2とコンデンサＣr2とによる直列
共振が継続し、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr2，ス
イッチ素子Ｑ１を流れる電流Ｉq1および整流ダイオード
Ｄ22を流れる二次側電流Ｉd22は、引き続き半波正弦波
状に推移する。また、励磁インダクタンスＬp2から放出
するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2
が、第１の直列共振回路51から直流電源１およびスイッ
チ素子Ｑ１を経由して流れる共振電流とともに、トラン
スＴ２の一次巻線Ｎ12に流れ込む。さらに、スイッチ素
子Ｑ１→励磁インダクタンスＬp1→第１の直列共振回路
51→スイッチ素子Ｑ１にも別の閉回路が形成され、コン
デンサＣr1が放電するとともに、励磁インダクタンスＬ
p1にエネルギーが蓄えられる。したがって、励磁インダ
クタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1は引き続き増加
する一方で、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁電
流Ｉlp2は引き続き減少する。

【００４３】やがて、コンデンサＣr2を流れる電流ＩCr
2が逆転して、励磁インダクタンスＬp2の逆方向の励磁
電流Ｉlp2と等しくなると、トランスＴ２の一次巻線Ｎ1
2ひいては二次巻線Ｎ22を流れる電流もゼロとなり、整
流ダイオードＤ22はオフする。そして、インダクタンス
Ｌr1とコンデンサＣr1とによる直列共振は停止する。こ
うなると、各励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流
Ｉlp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsが流れるようになる
が、この場合は前述のスイッチ素子Ｑ２の場合と逆方向
に差電流Ｉsが流れる。その理由は、励磁電流Ｉlp2の絶
対値よりも励磁電流Ｉlp1の絶対値が大きいからであ
る。そして、引き続き励磁インダクタンスＬp2から放出
するエネルギーにより生じる逆方向の励磁電流Ｉlp2に
よってコンデンサＣr2は放電するとともに、励磁インダ
クタンスＬp1からコンデンサＣr1に流れ込む電流によっ
てコンデンサＣr1は放電し、励磁インダクタンスＬp1に
はエネルギーが蓄えられる。

【００４４】その後、ｔ０の時点でスイッチ素子Ｑ１が
ターンオフすると、双方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオ
フするデッドタイム期間となり、励磁電流Ｉlp1，励磁
電流Ｉlp2の差電流Ｉsによって、コンデンサＣS1を充電
する一方で、コンデンサＣS2を放電する。したがって、
図７（Ｃ），（Ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２の
ドレイン・ソース間電圧Ｖds1は、ゼロから入力電圧Ｖi
nに徐々に上昇し、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソー
ス間電圧Ｖds2は、入力電圧Ｖinからゼロに徐々に下降
する。スイッチ素子Ｑ２をターンオフしたｔ０の時点で
は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1
がゼロになっているので、ここでのゼロボルトスイッチ
ングが達成される。なお、このｔ１〜ｔ２の期間は、コ
ンデンサＣS1，ＣS2の充放電に伴ない、励磁インダクタ
ンスＬp2がエネルギーを蓄え、励磁インダクタンスＬp1
がエネルギーを放出するようになり、励磁インダクタン
スＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が減少に転じ、励磁イ
ンダクタンスＬp1の逆方向の励磁電流Ｉlp1が増加に転
じる。

【００４５】そして、コンデンサＣS2の放電が完了し、
スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼ
ロになると、ダイオードＤ２がオンし、このダイオード
Ｄ２を差電流Ｉsが流れるようになる。この時点（ｔ
１）でスイッチ素子Ｑ１をオンすれば、スイッチ素子Ｑ
１のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達成さ
れ、１サイクルの動作が完了する。

【００４６】ここで、上述の例えばスイッチ素子Ｑ２の
オン・オフに伴なう動作について着目すると、インダク
タンスＬr1とコンデンサＣr1が直列共振している大部分
の期間は、その共振電流（ＩCr1）によってコンデンサ
Ｃr1を充電するが、それ以外の期間は、励磁インダクタ
ンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1によってコンデンサＣr
1が放電するので、この励磁インダクタンスＬp1を流れ
る励磁電流Ｉlp1とコンデンサＣr1の放電電流（ＩCr1）
との値が等しくなる。このとき、コンデンサＣr1の充電
時に蓄えられる電荷（図８および図９において、ＩCr1
がプラスの期間における電流と時間との面積分）と、放
電時に放出する電荷（ＩCr1がマイナスの期間における
電流と時間との面積分）は等しくなければならず、その
結果、励磁インダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1
は負方向にオフセットして、通常とは逆の方向に流れる
ようになる。これは、励磁インダクタンスＬp1を流れる
励磁電流Ｉlp1にもいえることである。

【００４７】また、インダクタンスＬr1とコンデンサＣ
r1が直列共振している状態では、このインダクタンスＬ
r1とコンデンサＣr1に発生する電圧の和をゼロと見なす
ことができるので、一周期の平均では直流分の電圧がコ
ンデンサＣr1の両端間に加わることになる。したがっ
て、コンデンサＣr1の両端間電圧は、スイッチ素子Ｑ２
のデューティーＤが０．５であるとすると、直流電源１
の入力電圧Ｖinの半値（Ｖin／２）を中心として変動す
るようになる。また出力電圧Ｖｏは、直列共振時におい
て第１の直列共振回路のインピーダンスがゼロであると
考えると、二次巻線Ｎ21の巻数ｎ21に対する一次巻線Ｎ
12の巻数ｎ11の比をｎ（＝ｎ11／ｎ21）としたときに、
次の数式７にてあらわせる。

【００４８】

【数７】

【００４９】ここで、プッシュプル動作を行なうにはデ
ューティーＤを０．５としなければならず、出力電圧Ｖ
ｏは次の数式８にてあらわせる。

【００５０】

【数８】

【００５１】つまり、図１の回路トポロジーを採用する
ことにより、出力電圧Ｖｏはスイッチ素子Ｑ２のオン・
オフ周波数や負荷（抵抗ＲＬ）の状態に依存しないこと
が見出された。

【００５２】インダクタンスＬr1とコンデンサＣr1が直
列共振する期間ｔ１〜ｔ３は、このインダクタンスＬr1
とコンデンサＣr1とによる直列共振によって、トランス
Ｔ１の二次側の整流ダイオードＤ21がオンし、略正弦波
状の二次側電流Ｉd21が流れることから、二次側電流Ｉd
21の大きさはコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第で
ある。図８は負荷である抵抗ＲＬが０．３５Ωである場
合の波形図を示し、図９は抵抗ＲＬが０．１５Ωである
場合の波形図を示しているが、この２つの図からも明ら
かなように、コンデンサＣr1を充電する共振電流Ｉcr1
は、負荷電流をトランスＴ１の一次側に換算したものが
流れるが、それ以外の期間ではコンデンサＣr1が放電す
るため、負荷の抵抗値が小さくなる程、コンデンサＣr1
の共振電流Ｉcr1のピーク値が大きくなって、励磁イン
ダクタンスＬp1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオ
フセット量が増加する。また、共振電流Ｉcr1のピーク
値が大きくなるのに伴なって、コンデンサＣr1の両端間
電圧Ｖcr1の振幅も増大する。そして、図９に示すよう
に、両端間電圧Ｖcr1の下限ピーク値がゼロに達する
と、もはや電圧Ｖcr1を可変することはできなくなり、
充電時の共振電流Ｉcr1ひいては二次側電流Ｉd21をこれ
以上流すことができなくなる。したがって、コンデンサ
Ｃr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロにならない
範囲では、二次側電流Ｉd21が半波正弦波で完全にゼロ
になるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時間を確保すれ
ば、負荷に応じてコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の
振幅を変動させ、コンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr
1ひいては二次側電流Ｉd21のピーク値を増加または減少
させて、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。

【００５３】また、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波
数を低下させた場合は、コンデンサＣr1の充放電に要す
る時間が増加して、コンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1
の下限値が低下するので、コンデンサＣr1の共振電流Ｉ
cr1のピーク値が大きくなって、励磁インダクタンスＬp
1を流れる励磁電流Ｉlp1の負方向へのオフセット量が増
加する。つまり、図１０に示すように、スイッチ素子Ｑ
２のオン・オフ周波数が低くなるほど、ダイオードＤ21
を流れる二次側電流Ｉd21のピーク値が上昇するので、
二次側電流Ｉd21（およびＩd22）の平均値としての負荷
電流は、周波数に拘わらず略一定となる。このため、コ
ンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1の下限ピークがゼロに
ならない範囲内において、二次側電流Ｉd21が半波正弦
波で完全にゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ２のオン時
間を確保すれば、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフ周波数
を任意に変えても、出力電圧Ｖｏは略一定となる。なお
これは、スイッチ素子Ｑ２のみならず、同様の動作を行
なうスイッチ素子Ｑ１についても言えることである。こ
のように、負荷および周波数に拘らず出力電圧Ｖｏを略
一定にできることから、理論上は出力電圧Ｖｏを一定に
制御するフィードバック回路が不要になる。

【００５４】そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・
オフ周波数に関わらず出力電圧Ｖｏが一定になるという
ことは、共振回路（直列共振回路51，52）の共振周波数
よりもスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数が低
い領域でも定電圧制御が可能になることを意味する。す
なわち、従来は図１３に示すように、スイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２のオン・オフ周波数ｆが共振周波数ｆｏよりも
低い領域では定電圧制御ができなかったが、本実施例の
回路トポロジーでは、直列共振回路51，52のインピーダ
ンスを誘導性にする必要がなく、この領域での定電圧制
御が可能となる。

【００５５】上記図１の回路トポロジーでは、各コンデ
ンサＣr1，Ｃr2を充放電する際の電流が、トランスＴ
１，Ｔ２の励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2の励磁電流Ｉ
lp1，励磁電流Ｉlp2の差電流Ｉsと等しくなる。この場
合、ゼロボルトスイッチングが行われる条件は、次の数
式９にてあらわせる。

【００５６】

【数９】

【００５７】但し、第１の励磁インダクタンスのインダ
クタンス値をＬp1，第２の励磁インダクタンスのインダ
クタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容量をＣr
1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１のインダ
クタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁インダ
クタンスのインダクタンス値をＬr2としたときに、次の
数式１０のように、

【００５８】

【数１０】

【００５９】とするならば、数式９のＺｏは次の数式１
１で表せる。

【００６０】

【数１１】

【００６１】特に、励磁インダクタンスＬp1，Ｌp2が漏
れインダクタンスＬr1，Ｌr2よりも十分大きい場合は、
遷移時間をｔａとすると、次の数式１２で与えられる。

【００６２】

【数１２】

【００６３】さらに、本実施例における回路トポロジー
は、同一特性の単巻線による２個のトランスＴ１，Ｔ２
を直列接続して用いているので、センタタップがない分
だけ各トランスＴ１，Ｔ２の作成が容易になるととも
に、センタタップを設けた場合に起こる銅損の悪化が防
止でき、コンバータ全体の効率向上を図ることができ
る。また、一方のトランスＴ１のドライブ中に、他方の
トランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ１，
Ｔ２を動作させることができる。つまり、トランスＴ
１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加されるため、各ト
ランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用できる。

【００６４】以上のように本実施例では、直流電源１の
両端間に接続する第１のスイッチ素子Ｑ１および第２の
スイッチ素子Ｑ２の直列回路と、第１のコンデンサＣr1
と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の直列共振
回路51と、第２のコンデンサＣr2と第２のインダクタン
スＬr2とからなる第２の直列共振回路52と、一次巻線Ｎ
11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続し
た一対の第１のトランスＴ１および第２のトランスＴ２
と、この第１および第２のトランスＴ１，Ｔ２の各二次
巻線Ｎ21，Ｎ22の一端にそれぞれ接続する第１の整流ダ
イオードＤ21および第２の整流ダイオードＤ22と、第１
および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オ
フさせる制御手段としての制御回路４とを備え、第１の
直列共振回路51とトランスＴ１の一次巻線Ｎ11との直列
回路を第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間に接続し、第２
の直列共振回路52とトランスＴ２の一次巻線Ｎ12との直
列回路を第２のスイッチ素子Ｑ２の両端間に接続して構
成される。

【００６５】この場合、第２のスイッチ素子Ｑ２がオン
すると、第１のトランスＴ１の励磁インダクタンスＬp1
からの励磁電流Ｉlp1により、第１の直列共振回路51を
構成する第１のコンデンサＣr1と第１のインダクタンス
Ｌr1が共振し、トランスＴ１の二次巻線Ｎ21を介して第
１の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21が略
正弦波状に緩やかに立ち上がる。同様に第１のスイッチ
素子Ｑ１がオンすると、第２のトランスＴ２の励磁イン
ダクタンスＬp2からの励磁電流Ｉlp2により、第２の直
列共振回路52を構成する第２のコンデンサＣr2と第２の
インダクタンスＬr2が共振し、トランスＴ２の二次巻線
Ｎ22を介して第２の整流ダイオードＤ22を流れる二次側
電流Ｉd22が略正弦波状に緩やかに立ち上がる。したが
って、各整流ダイオードＤ21，Ｄ22の特にリカバリー電
流が小さくなり、二次側電流Id21，Ｉd22の立ち上がり
時に各整流ダイオードＤ21，Ｄ22で発生するノイズを小
さくできる。

【００６６】また、第１のインダクタンスＬr1と第１の
コンデンサＣr1との共振時には、負荷電流を第１のトラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎ11側に換算した共振電流Ｉcr1が
第１のコンデンサＣr1に流れ、それ以外の期間では第１
のコンデンサＣr1が放電するため、また、第１の整流ダ
イオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21の大きさは、第
１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖcr1次第で決まる。
このため、負荷や第２のスイッチ素子Ｑ２のオン・オフ
周波数に応じて、第１のコンデンサＣr1の両端間電圧Ｖ
cr1の振幅が変動し、負荷が重くなるかまたはスイッチ
素子Ｑ２のオン・オフ周波数が低くなるに従って、第１
のコンデンサＣr1を流れる共振電流Ｉcr1ひいては第１
の整流ダイオードＤ21を流れる二次側電流Ｉd21のピー
ク値が増大する。なおこれは、第２の整流ダイオードＤ
22を流れる二次側電流Ｉd22にも言えることで、結果的
に負荷や各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波数
に左右されず、出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。したが
って、各直列共振回路51，52のインピーダンスを誘導性
にするようなスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ周波
数にする必要がなく、特に各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の
オン・オフ周波数が各直列共振回路51，52の共振周波数
より低い領域でも、定電圧制御を行なうことができる。

【００６７】さらに、本実施例では２個のトランスＴ
１，Ｔ２を使用して、センタータップを設けない構成を
採用しているので、銅損の悪化を防止し、コンバータ全
体の効率向上を図ることができる。

【００６８】そして、上記の作用効果は、第１のコンデ
ンサＣr1と第１のインダクタンスＬr1とからなる第１の
直列共振回路51，第１のトランスＴ１の一次巻線Ｎ11，
および第２のスイッチ素子Ｑ２からなる第１の直列回路
を直流電源１の両端間に接続し、トランスＴ１の二次巻
線Ｎ21の一端に第１の整流ダイオードＤ21の一端を接続
した第１の共振部と、第２のコンデンサＣr2と第２のイ
ンダクタンスＬr2とからなる第２の直列共振回路52，第
２のトランスＴ２の一次巻線Ｎ12，および第１のスイッ
チ素子Ｑ１からなる第２の直列回路を直流電源１の両端
間に接続し、トランスＴ２の二次巻線Ｎ22の一端に第２
の整流ダイオードＤ22の一端を接続した第２の共振部と
を備え、整流ダイオードＤ21，Ｄ22の他端どうしを接続
した第１の接続点と、トランスＴ１，Ｔ２の各二次巻線
Ｎ21，Ｎ22の他端どうしを接続した第２の接続点との間
に負荷ＲＬを接続し、第１および第２のスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２を位相差を有してオン，オフさせる制御手段と
しての制御回路４を備えていても達成される。そしてこ
の場合は特に、２個のトランスＴ１，Ｔ２から共通の負
荷ＲＬに電力を供給していることから、トランス１個当
たりが負うパワーの低減を図り、トランスＴ１，Ｔ２の
小型化ひいては軽薄短小のニーズに応えることができ
る。

【００６９】また、上述の第１および第２の共振部に加
え、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を交互に
オン・オフさせる制御手段としての制御回路４を備え、
一方のトランスＴ１のドライブ中に他方のトランスＴ２
をリセットするように、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線
Ｎ11，Ｎ12および二次巻線Ｎ21，Ｎ22どうしを直列接続
した回路トポロジーを採用してもよい。この場合は特
に、一方のトランスＴ１をドライブしている間に、他方
のトランスＴ２をリセットするように、各トランスＴ
１，Ｔ２を動作させることが可能になり、第１および第
２のトランスＴ１，Ｔ２には正負両方向の電圧が印加さ
れるため、各トランスＴ１，Ｔ２を効率よく利用でき
る。

【００７０】また、制御回路４により各スイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２をデッドタイムを有して交互にオン・オフさ
せ、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁インダクタンスＬp1，
Ｌp2の差電流Ｉsにより、第１および第２のスイッチ素
子Ｑ１，Ｑ２の両端間にそれぞれ接続する第３および第
４のコンデンサすなわちコンデンサＣS1，ＣS2を、デッ
ドタイム期間中に充放電させるように構成している。

【００７１】このようにすると、第２のスイッチ素子Ｑ
２がオフしてデッドタイム期間に移行すると、各励磁イ
ンダクタンスＬp1，Ｌp2の差電流Ｉsにより第４のコン
デンサＣs2が充電され、第２のスイッチ素子Ｑ２の両端
間電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds2）がゼロから直
流電源１の入力電圧Ｖinに上昇する一方、第３のコンデ
ンサＣs1が放電され、第１のスイッチ素子Ｑ１の両端間
電圧（ドレイン・ソース間電圧Ｖds1）が直流電源１の
入力電圧Ｖinからゼロに下降する。したがって、第２の
スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時におけるゼロボルトス
イッチングを達成できるとともに、第１のスイッチ素子
Ｑ１の両端間電圧がゼロになった後で、この第１のスイ
ッチ素子Ｑ１をオンすれば、ここでもゼロボルトスイッ
チングが達成できる。なおこれは、第１のスイッチ素子
Ｑ１がオフする際も同様のことが言え、この場合は第１
のスイッチ素子Ｑ１のターンオフおよび第２のスイッチ
素子Ｑ２のターンオン時のゼロボルトスイッチングが達
成される。

【００７２】また、上記数式９の関係が成立するよう
に、本実施例の共振コンバータを構成すれば、第１およ
び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチ
ングが確実に達成される。

【００７３】本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可
能である。

【００７４】

【発明の効果】本発明の請求項１の共振コンバータによ
れば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生
するノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子
のオン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうこ
とができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向
上を図ることができる。

【００７５】本発明の請求項２の共振コンバータによれ
ば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生す
るノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子の
オン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうこと
ができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上
を図ることができるとともに、トランスの小型化を図る
ことができる。

【００７６】本発明の請求項３の共振コンバータによれ
ば、トランスの二次側にある整流ダイオードから発生す
るノイズを小さくできる。また、負荷やスイッチ素子の
オン・オフ周波数に左右されず定電圧制御を行なうこと
ができる。しかもトランスの銅損を低減して効率の向上
を図ることができるとともに、各トランスを効率よく利
用できる。

【００７７】本発明の請求項４の共振コンバータによれ
ば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッ
チングを達成できる。

【００７８】本発明の請求項５の共振コンバータによれ
ば、第１および第２のスイッチ素子のゼロボルトスイッ
チングを確実に達成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す共振コンバータの回路
図である。

【図２】同上図７〜図９に示す状態の回路動作をあら
わした回路図である。

【図３】同上図７〜図９に示す状態の回路動作をあら
わした回路図である。

【図４】同上図７〜図９に示す状態の回路動作をあら
わした回路図である。

【図５】同上図７〜図９に示す状態の回路動作をあら
わした回路図である。

【図６】同上図７〜図９に示す状態の回路動作をあら
わした回路図である。

【図７】同上各部の波形図である。

【図８】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達し
ていない状態の各部の波形図である。

【図９】同上コンデンサＣr1の下限ピークがゼロに達し
た状態の各部の波形図である。

【図１０】同上スイッチ素子のオン・オフ周波数が高い
場合と低い場合における二次側電流の波形図である。

【図１１】従来例を示す共振コンバータの回路図であ
る。

【図１２】従来例を示す各部の波形図である。

【図１３】スイッチ素子のオン・オフ周波数と出力電力
との関係をあらわした特性曲線図である。

【符号の説明】１直流電源４制御回路（制御手段） 51 第１の直列共振回路 52 第２の直列共振回路ＣS1 第３のコンデンサＣS2 第４のコンデンサＣr1 第１のコンデンサＣr2 第２のコンデンサＤ21 第１の整流ダイオードＤ22 第２の整流ダイオードＬr1 第１のインダクタンスＬr2 第２のインダクタンスＬp1，Ｌp2 励磁インダクタンスＮ11，Ｎ12 一次巻線Ｎ21，Ｎ22 二次巻線Ｔ１第１のトランスＴ２第２のトランスＱ１第１のスイッチ素子Ｑ２第２のスイッチ素子ＲＬ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の両端間に接続する第１および
第２のスイッチ素子の直列回路と、第１のコンデンサと
第１のインダクタンスとからなる第１の直列共振回路
と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからな
る第２の直列共振回路と、一次巻線および二次巻線どう
しを直列接続した一対の第１および第２のトランスと、
前記第１および第２のトランスの各二次巻線の一端にそ
れぞれ接続する第１および第２の整流ダイオードと、前
記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさ
せる制御手段とを備え、前記第１の直列共振回路と前記
第１のトランスの一次巻線との直列回路を前記第１のス
イッチ素子の両端間に接続し、前記第２の直列共振回路
と前記第２のトランスの一次巻線との直列回路を前記第
２のスイッチ素子の両端間に接続したことを特徴とする
共振コンバータ。
【請求項２】第１のコンデンサと第１のインダクタン
スとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一
次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列
回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランス
の二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続
した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第
２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および
第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流
電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線
の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の
共振部とを備え、前記第１および第２の整流ダイオードの他端どうしを接
続した第１の接続点と、前記第１および第２のトランス
の各二次巻線の他端どうしを接続した第２の接続点との
間に負荷を接続し、前記第１および第２のスイッチ素子を位相差を有してオ
ン，オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする共振
コンバータ。
【請求項３】第１のコンデンサと第１のインダクタン
スとからなる第１の直列共振回路，第１のトランスの一
次巻線，および第２のスイッチ素子からなる第１の直列
回路を直流電源の両端間に接続し、前記第１のトランス
の二次巻線の一端に第１の整流ダイオードの一端を接続
した第１の共振部と、第２のコンデンサと第２のインダクタンスとからなる第
２の直列共振回路，第２のトランスの一次巻線，および
第１のスイッチ素子からなる第２の直列回路を前記直流
電源の両端間に接続し、前記第２のトランスの二次巻線
の一端に第２の整流ダイオードの一端を接続した第２の
共振部と、前記第１および第２のスイッチ素子を交互にオン・オフ
させる制御手段とを備え、前記一方のトランスのドライブ中に前記他方のトランス
をリセットするように、前記第１および第２のトランス
の一次巻線および二次巻線どうしを直列接続したことを
特徴とする共振コンバータ。
【請求項４】前記第１および第２のスイッチ素子は前
記制御手段によりデッドタイムを有して交互にオン・オ
フされ、前記第１および第２のトランスの各励磁インダ
クタンスの差電流により、前記デッドタイム期間中に、
前記第１のスイッチ素子の両端間に接続する第３のコン
デンサと、前記第２のスイッチ素子の両端間に接続する
第４のコンデンサを充放電させるように構成したことを
特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の共振コ
ンバータ。
【請求項５】前記第１のトランスの励磁インダクタン
スの励磁電流をＩlp1とし、前記第２のトランスの励磁
インダクタンスの励磁電流をＩlp2とし、前記直流電源
の入力電圧をＶinとしたときに、次の数式１の関係が成
立するように構成したことを特徴とする請求項４記載の
共振コンバータ。【数１】但し、第１のトランスの励磁インダクタンスのインダク
タンス値をＬp1，第２のトランスの励磁インダクタンス
のインダクタンス値をＬp2，第１のコンデンサの静電容
量をＣr1，第２のコンデンサの静電容量をＣr2，第１の
インダクタンスのインダクタンス値をＬr1，第２の励磁
インダクタンスのインダクタンス値をＬr2としたとき
に、【数２】とするならば、Ｚｏは次の数式３で表せる。【数３】