JPH11318074A - 直流―直流電力コンバ―タ - Google Patents
直流―直流電力コンバ―タInfo
- Publication number
- JPH11318074A JPH11318074A JP11060646A JP6064699A JPH11318074A JP H11318074 A JPH11318074 A JP H11318074A JP 11060646 A JP11060646 A JP 11060646A JP 6064699 A JP6064699 A JP 6064699A JP H11318074 A JPH11318074 A JP H11318074A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- primary winding
- drive circuit
- controllable switching
- inductance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
Abstract
(57)【要約】
【課題】 制御電力を負荷に供給する直流−直流電力コ
ンバータを提供する。 【解決手段】 ＦＥＴＱ１、Ｑ２はゲート−ソース間の
寄生容量，ゲート−ドレイン間の寄生容量，出力容量，
及び真性ダイオードを有する。変成器Ｔ１は、ＦＥＴの
接続点２４と電源３０、３２の接続点３４との間に接続
された一次巻線３８，二次巻線４０，一次巻線と直列の
インダクタンス４２を有する。駆動変成器８０はＦＥＴ
駆動回路６０、６２に接続された二次巻線８４、８６、
駆動回路を交互に作動及び非作動にするために制御回路
９０に接続された一次巻線８２を有する。駆動回路は，
関連ＦＥＴのゲート−ソース間の寄生容量の充電を開始
させ，ゲート−ソース間の電圧がしきい値に達すると，
変成器のインダクタンスと一次巻線を流れる電流により
ＦＥＴの実効出力容量を放電させその後真性ダイオード
が導通を開始するように，ＦＥＴを作動する。
ンバータを提供する。 【解決手段】 ＦＥＴＱ１、Ｑ２はゲート−ソース間の
寄生容量，ゲート−ドレイン間の寄生容量，出力容量，
及び真性ダイオードを有する。変成器Ｔ１は、ＦＥＴの
接続点２４と電源３０、３２の接続点３４との間に接続
された一次巻線３８，二次巻線４０，一次巻線と直列の
インダクタンス４２を有する。駆動変成器８０はＦＥＴ
駆動回路６０、６２に接続された二次巻線８４、８６、
駆動回路を交互に作動及び非作動にするために制御回路
９０に接続された一次巻線８２を有する。駆動回路は，
関連ＦＥＴのゲート−ソース間の寄生容量の充電を開始
させ，ゲート−ソース間の電圧がしきい値に達すると，
変成器のインダクタンスと一次巻線を流れる電流により
ＦＥＴの実効出力容量を放電させその後真性ダイオード
が導通を開始するように，ＦＥＴを作動する。
Description
【発明の属する技術分野】本発明は直流−直流電力コン
バータに関し，さらに詳細には，制御可能な電力を負荷
に連続的に供給するコンバータに関する。
バータに関し，さらに詳細には，制御可能な電力を負荷
に連続的に供給するコンバータに関する。
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】第１の
直流電圧を調整された第２の直流電圧に変換する種々の
タイプの直流−直流電力コンバータが当該技術分野にお
いて知られている。一般的に，直流入力電圧を少なくと
も１個のスイッチングトランジスタが交流電圧（または
直流パルス）に変換し，この直流電圧がその後，調整さ
れた直流出力電圧に変換される。出力電圧をフィードバ
ックすることにより，交流電圧のデューティーサイクル
または周波数を制御して，所望の調整電圧を得ることが
できる。直列調整型電源のような，他の種類の直流電源
よりも効率が高いスイッチングコンバータが知られてい
る。しかしながら，スイッチングコンバータの効率は，
特にパルス幅変調（ＰＷＭ）型コンバータでは，導通／
遮断時におけるスイッチングトランジスタの損失により
制約を受ける。加えて，スイッチングトランジスタは導
通／遮断時のいずれにおいても大きい電流と高い電圧に
同時に耐える必要がある。コンバータ設計の目標の１つ
は，回路の効率を低下させコンバータのコストを増大さ
せるトランジスタの損失を軽減することにある。コンバ
ータ設計のもう１つの目標は，そのサイズと重量を減少
させることにある。応答時間を有利に増加させると共に
コンバータのサイズと重量を減少させるものとして提案
された１つの方法は，コンバータのスイッチング周波数
を増加させることである。スイッチング周波数を増加さ
せると，小型で軽量且つ短い応答時間を有するコンバー
タが得られる。高い周波数で動作させるに必要な受動素
子は小型であるから，サイズと重量は小さくなる。しか
しながら，トランジスタを高い周波数でスイッチングす
ると損失が増大し，効率が低下する。スイッチング型電
源に常用されるスイッチング素子は，バイポーラ型トラ
ンジスタ，サイリスタまたは電界効果型トランジスタで
ある。これらの素子は理想的スイッチとして設計される
が，より正確なモデルには素子の寄生効果が含まれるこ
とがよく知られている。これらの寄生成分には，スイッ
チング素子を適当に設計することにより回路動作への影
響を最小限に抑えるか無視することのできるダイオード
及びキャパシタがある。それとは発想をかえて，これら
の素子の選択または設計を適当に行うと，ある特定の寄
生効果を回路動作において強調させ，有意義に活用する
ことが可能となる。物理的な変成器には，変成器及びス
イッチング回路を正しく設計することにより有意義に活
用できる理想的でない寄生要素が含まれる。かくして，
製造コスト，サイズ及び重量を減少させ，スイッチング
回路のスイッチング素子の寄生容量を利用した電力コン
バータに対する需要が存在する。スイッチング素子の寄
生容量を利用することによって，サイズ，重量及びコス
トの増大につながるスイッチングコンバータの個別素子
の多くを不用にすることができる。
直流電圧を調整された第２の直流電圧に変換する種々の
タイプの直流−直流電力コンバータが当該技術分野にお
いて知られている。一般的に，直流入力電圧を少なくと
も１個のスイッチングトランジスタが交流電圧（または
直流パルス）に変換し，この直流電圧がその後，調整さ
れた直流出力電圧に変換される。出力電圧をフィードバ
ックすることにより，交流電圧のデューティーサイクル
または周波数を制御して，所望の調整電圧を得ることが
できる。直列調整型電源のような，他の種類の直流電源
よりも効率が高いスイッチングコンバータが知られてい
る。しかしながら，スイッチングコンバータの効率は，
特にパルス幅変調（ＰＷＭ）型コンバータでは，導通／
遮断時におけるスイッチングトランジスタの損失により
制約を受ける。加えて，スイッチングトランジスタは導
通／遮断時のいずれにおいても大きい電流と高い電圧に
同時に耐える必要がある。コンバータ設計の目標の１つ
は，回路の効率を低下させコンバータのコストを増大さ
せるトランジスタの損失を軽減することにある。コンバ
ータ設計のもう１つの目標は，そのサイズと重量を減少
させることにある。応答時間を有利に増加させると共に
コンバータのサイズと重量を減少させるものとして提案
された１つの方法は，コンバータのスイッチング周波数
を増加させることである。スイッチング周波数を増加さ
せると，小型で軽量且つ短い応答時間を有するコンバー
タが得られる。高い周波数で動作させるに必要な受動素
子は小型であるから，サイズと重量は小さくなる。しか
しながら，トランジスタを高い周波数でスイッチングす
ると損失が増大し，効率が低下する。スイッチング型電
源に常用されるスイッチング素子は，バイポーラ型トラ
ンジスタ，サイリスタまたは電界効果型トランジスタで
ある。これらの素子は理想的スイッチとして設計される
が，より正確なモデルには素子の寄生効果が含まれるこ
とがよく知られている。これらの寄生成分には，スイッ
チング素子を適当に設計することにより回路動作への影
響を最小限に抑えるか無視することのできるダイオード
及びキャパシタがある。それとは発想をかえて，これら
の素子の選択または設計を適当に行うと，ある特定の寄
生効果を回路動作において強調させ，有意義に活用する
ことが可能となる。物理的な変成器には，変成器及びス
イッチング回路を正しく設計することにより有意義に活
用できる理想的でない寄生要素が含まれる。かくして，
製造コスト，サイズ及び重量を減少させ，スイッチング
回路のスイッチング素子の寄生容量を利用した電力コン
バータに対する需要が存在する。スイッチング素子の寄
生容量を利用することによって，サイズ，重量及びコス
トの増大につながるスイッチングコンバータの個別素子
の多くを不用にすることができる。
【課題を解決するための手段】本発明によると，連続的
な制御電力を負荷に供給する直流−直流電力コンバータ
が提供される。このコンバータは接続点を介して接続さ
れた第１及び第２の制御可能なスイッチング素子を含
む。第１及び第２の制御可能なスイッチング素子はそれ
ぞれ，ゲート−ソース間の寄生容量，ゲート−ドレイン
間の寄生容量，出力容量，及び真性ダイオードを有す
る。第１及び第２の電源は接続点を介して接続されてい
る。電力変成器は一次巻線，二次巻線，及び一次巻線と
直列のインダクタンスを有する。二次巻線は，制御可能
な電流を負荷に供給するためにその負荷に接続された整
流回路に接続されている。一次巻線は，第１と第２の制
御可能なスイッチング素子の接続点と第１と第２の電源
の接続点との間に接続されている。第１の駆動回路は，
第１の制御可能なスイッチング素子に接続されている。
第２の駆動回路は，第２の制御可能なスイッチング素子
に接続されている。駆動変成器は，一次巻線と，第１及
び第２の二次巻線とを有する。第１の二次巻線は第１の
駆動回路に接続され，第２の二次巻線は第２の駆動回路
に接続されている。制御回路は，第１及び第２の駆動回
路を交互に作動及び非作動にするために駆動変成器の一
次巻線に接続されている。第１の駆動回路は，該駆動回
路が第１の制御可能なスイッチング回路のゲート−ソー
ス間の実効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−ソース
間の電圧がしきい値に到達すると，電力変成器のインダ
クタンスと一次巻線を流れる電流により第１の制御可能
なスイッチング装置の実効出力容量を放電させ，その後
第１の制御可能なスイッチング装置の真性ダイオードが
導通を開始するように，第１の制御可能なスイッチング
装置を作動する。第２の駆動回路は，該駆動回路が第２
の制御可能なスイッチング回路のゲート−ソース間の実
効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電圧
がしきい値に到達すると，電力変成器のインダクタンス
と一次巻線を流れる電流により第２の制御可能なスイッ
チング装置の実効出力容量を放電させ，その後第２の制
御可能なスイッチング装置の真性ダイオードが導通を開
始するように，第２の制御可能なスイッチング装置を作
動する。かくして，第１及び第２の制御可能なスイッチ
ング素子は連続的な制御可能な電力を負荷に供給する。
な制御電力を負荷に供給する直流−直流電力コンバータ
が提供される。このコンバータは接続点を介して接続さ
れた第１及び第２の制御可能なスイッチング素子を含
む。第１及び第２の制御可能なスイッチング素子はそれ
ぞれ，ゲート−ソース間の寄生容量，ゲート−ドレイン
間の寄生容量，出力容量，及び真性ダイオードを有す
る。第１及び第２の電源は接続点を介して接続されてい
る。電力変成器は一次巻線，二次巻線，及び一次巻線と
直列のインダクタンスを有する。二次巻線は，制御可能
な電流を負荷に供給するためにその負荷に接続された整
流回路に接続されている。一次巻線は，第１と第２の制
御可能なスイッチング素子の接続点と第１と第２の電源
の接続点との間に接続されている。第１の駆動回路は，
第１の制御可能なスイッチング素子に接続されている。
第２の駆動回路は，第２の制御可能なスイッチング素子
に接続されている。駆動変成器は，一次巻線と，第１及
び第２の二次巻線とを有する。第１の二次巻線は第１の
駆動回路に接続され，第２の二次巻線は第２の駆動回路
に接続されている。制御回路は，第１及び第２の駆動回
路を交互に作動及び非作動にするために駆動変成器の一
次巻線に接続されている。第１の駆動回路は，該駆動回
路が第１の制御可能なスイッチング回路のゲート−ソー
ス間の実効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−ソース
間の電圧がしきい値に到達すると，電力変成器のインダ
クタンスと一次巻線を流れる電流により第１の制御可能
なスイッチング装置の実効出力容量を放電させ，その後
第１の制御可能なスイッチング装置の真性ダイオードが
導通を開始するように，第１の制御可能なスイッチング
装置を作動する。第２の駆動回路は，該駆動回路が第２
の制御可能なスイッチング回路のゲート−ソース間の実
効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電圧
がしきい値に到達すると，電力変成器のインダクタンス
と一次巻線を流れる電流により第２の制御可能なスイッ
チング装置の実効出力容量を放電させ，その後第２の制
御可能なスイッチング装置の真性ダイオードが導通を開
始するように，第２の制御可能なスイッチング装置を作
動する。かくして，第１及び第２の制御可能なスイッチ
ング素子は連続的な制御可能な電力を負荷に供給する。
【発明の実施の形態】図１を参照して，本発明の直流−
直流電力コンバータを総括的に参照番号１０で示す。こ
のコンバータ１０は，総括的に参照番号１２，１４で示
す２つのスイッチング装置を有する。スイッチング装置
１２及び１４は，例えば電界効果型トランジスタのよう
な制御可能なスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を含む。各ス
イッチング装置１２及び１４は，真性ダイオードＤ１，
Ｄ２を有する。また，各スイッチング装置１２及び１４
は出力キャパシタＣ１，Ｃ２を有する。キャパシタＣ
１，Ｃ２はそれぞれのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のド
レインとソースの間に接続されている。スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれ、ゲートとドレインの間に寄
生容量１６，１８が，またゲートとソースの間には寄生
容量２０，２２が存在する。ダイオードＤ１，Ｄ２は真
性ダイオードである。本発明の重要な特徴点は、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量と真性ダイオードを利
用することである。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は接続
点２４で相互接続されている。スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２は電圧源３０，３２により給電され，これらの電圧
源はインダクタ４２，電力変成器Ｔ１及びスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を介して直列接続されている。電圧源３
０，３２は接続点３４で接続されている。接続点２４と
３４の間には電力変成器Ｔ１が接続されている。電力変
成器Ｔ１は一次巻線３８と二次巻線４０を有する。一次
巻線３８にはインダクタンス４２，Ｌｘが直列に接続さ
れている。インダクタンス４２は電力変成器Ｔ１の漏洩
インダクタンスを表わす場合があるが、個別のインダク
タンス素子を接続してもよい。電力変成器Ｔ１の二次巻
線４０は中央タップ付きで，ダイオード４４，４６とキ
ャパシタ４８を含み、負荷５０へ制御可能な電流を供給
するための整流回路に接続されている。スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、総括的に参照番号６０，６２
で示す駆動回路により作動される。駆動回路６０，６２
はそれぞれ、トランジスタ６４，ダイオード６６及び抵
抗６８，７０を有する。駆動回路６０，６２の特徴は、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の作動及び容量１６，１
８，２０，２２の充放電を制御するために、導通を「ソ
フト」即ち緩慢に，また遮断を「ハード」即ち急速に行
わせる点にある。駆動回路６０，６２は、総括的に参照
番号８０で示す駆動変成器に接続されている。駆動変成
器８０は一次巻線８２と，第１及び第２の二次巻線８
４，８６を有し，これらの二次巻線はそれぞれ第１及び
第２の駆動回路６０，６２に接続されている。駆動変成
器８２は総括的に参照番号９０で示す制御回路に接続さ
れている。制御回路９０は、エラー増幅／補償／基準回
路９２，電圧制御型発振器９４及びフリップフロップ９
６を含む。制御回路９０は、駆動回路６０，６２を交互
に作動及び非作動にする方形波出力信号を発生するよう
に動作する。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートは
０．５、即ち５０％の一定のデューティーサイクルで駆
動される。この制御方式は周波数変調による。他の制御
方式，例えば入力電圧を変化させて出力電圧を調整する
と、一定周波数・一定デューティーサイクル方式も可能
である。さらに，一定デューティーサイクルでの周波数
変調と入力電圧の変化を組み合わせて同時に出力を調整
することも可能である。本発明ではパルス幅変調は使用
しない。図２の全波ブリッジ型実施例のように、本発明
を入力容量が小さく周波数変調を用いる力率補正器とし
て利用することも可能である。力率補正モードは隔離さ
れ調整されたものである。この実施例における入力電圧
は全波整流された線電圧であり，出力は理想的には整流
済み線電圧入力のピーク値と比べて格段に低い。信号ラ
イン９８を介して、電力変成器Ｔ１の出力からエラー増
幅／補償／基準回路９２へフィードバックを行う。図１
及び３を共に参照して，本発明のコンバータは、第１の
駆動回路６０がスイッチング素子Ｑ１を作動する間、ス
イッチング素子Ｑ２を遮断状態（オフ）にするように動
作する。駆動回路６０はＱ１のゲート−ソース間の実効
寄生容量２０の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電
圧がＱ１のしきい値に到達するとインダクタンス４２と
電力変成器Ｔ１の一次巻線３８を流れる電流がＱ１の実
効出力容量Ｃ１を放電させ，その後Ｑ１の真性ダイオー
ドＤ１の導通を開始させる（図３（ｅ）を参照）。同様
に，Ｑ１がオフの時，Ｑ２はオンであり，駆動回路６２
はＱ２を作動して，Ｑ２のゲート−ソース間の実効寄生
容量の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電圧がしき
い値に到達するとインダクタンス４２と電力変成器Ｔ１
の一次巻線３８を流れる電流によりＱ２の実効出力容量
Ｃ２を放電させて、Ｑ２の真性ダイオードＤ２の導通を
開始させる（図３（ａ）参照）。Ｑ１及びＱ２を導通さ
せるためのゲート−ソース間電圧のしきい値をそれぞ
れ，図３（ｅ）及び３（ｄ）において１１０及び１１２
を付した電圧レベルで示す。図４では、この電圧しきい
値を参照番号１１４で示す。図４の電圧波形１１６は、
スイッチング素子Ｑ１またはＱ２を導通させる電圧を表
わす。この図の参照番号１１６ａは完全導通状態を示
す。波形１１８はＱ１またはＱ２を流れる電流を表わ
す。ドレイン電圧を波形１２０で示す。負のドレイン電
流は、Ｑ１またはＱ２のゲート−ソース間電圧がしきい
値に到達する前にドレイン−ソース間の実効容量を放電
させる。従って，Ｑ１またはＱ２が導通する時，この容
量は放電せず、電力消費が回避される。また，ドレイン
電流はインダクタンスＬｘにより０からランプ状に増加
するため，Ｑ１またはＱ２はドレイン電流が正の時は常
に飽和状態にあり，従って高い電力を消費する線形領域
動作が回避される。かくして，「ソフト」な導通が常に
可能であるが、これはドレイン電流が０からランプ状に
増加しゲート電圧が最初に高い値である必要がないため
である。波形１１８ａは負のドレイン電流の減少を示
し，波形１１８ｂは正のドレイン電流の増加を示す。Ｑ
１及びＱ２の最大ゲート電圧を数字１１６ａで示す。Ｑ
１及びＱ２は１２０ａで示す波形１２０の領域で飽和状
態にある。本発明は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び
電力変成器Ｔ１の全ての寄生インピーダンスを有意義に
利用すると共にこれまで開発されたパルス幅変調／共振
型コンバータにおいてこれらの寄生インピーダンスによ
り発生する好ましくない効果の回避を可能にする。本発
明によると、簡単で、部品数が少なく、低コストで高効
率且つ小型のコンバータが得られる。本発明の重要な利
点を得るには、「ソフト」な導通と「ハード」な遮断を
Ｑ１及びＱ２に行わせることである。叙上のように，制
御回路９０の機能は駆動回路６０及び６２の作動であ
る。電圧制御型発振器９４の周波数を制御してフリップ
フロップ９６へ送ることにより、デューティーサイクル
５０％の方形波を得る。この波形を駆動変成器８０を用
いて適当な位相で駆動回路６０，６２へ送る。本発明は
図１に示す隔離型半波整流ブリッジかまたは図２に示す
全波整流ブリッジで作動される。図２は隔離型全波整流
ブリッジの実施例であり，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３，Ｑ４及びその関連キャパシタ及びダイオード
Ｃ３，Ｃ４，Ｄ３，Ｄ４を有する。スイッチング素子Ｑ
１ちＱ４は同時に作動され，その際スイッチング素子Ｑ
２とＱ３は遮断状態にある。同様に，Ｑ２とＱ３が導通
状態にある時はスイッチング素子Ｑ１とＱ４は遮断状態
にある。全波整流ブリッジ型実施例は前述した図１の半
波整流型ブリッジ実施例と同じような態様で動作する。
本発明によると、２５００ワット以上の高電力または１
００ワット以下の低電力、２．７ボルトからの出力電圧
で、９６％に近いかそれ以上の効率を得ることができ
る。本発明は、電圧及び電流の急激な変化がないため低
いＥＭＩ及びＲＦＩを発生させる。エネルギーを消費す
るスナバが不要であるため、本発明のコンバータに必要
な部品数がさらに減少すると共に効率が増加する。トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２の寄生インピーダンスはこの機能を
自然に提供し，さらに取扱いを要するＥＭＩ−ＲＦＩを
減少させる。また，周波数変調は、パルス幅変調に比べ
て高利得制御回路における雑音の干渉に影響される度合
いが格段に低い。変成器の磁化インダクタンスは本発明
のコンバータの動作に何の役割も演ずることがなく，従
ってギャップが不要で、高透磁率低損失のフェライトコ
アを用いることができる。磁化インダクタンスが大きい
ため無視することができる。また，注目に値する重要な
点は、インダクタンスＬｘの電流がＱ１及びＱ２のドレ
イン−ソース間実効容量を充放電する時、この電流（エ
ネルギー）は同時に負荷に送られ，パルス幅変調移相ト
ポロジーの場合のようにただ電源に戻される訳ではない
ため、本発明の効率が著しく増加することである。電力
変成器Ｔ１は一次及び二次巻線の両方において一定電圧
で動作するため，最適化が容易で、多数の出力における
交差的調整が良好に行え、同期整流を用いることができ
る。本発明は多数の利点を有するが，その一部は下記の
通りである。 （１）Ｑ１及びＱ２は５０％の一定デューティーサイク
ルで動作するため、複雑なパルス幅変調制御回路が不要
である。 （２）出力容量Ｃ１，Ｃ２の充放電を行うＱ１及びＱ２
で電力損失がない。 （３）回路出力に電力を消費する大型インダクタが存在
しない。 （４）電力変成器Ｔ１は固定電圧及びデューティーサイ
クルで働く。 （５）スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート駆動回路
の周波数を変えることができる。 （６）出力ダイオードとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
転流する際の雑音及びエネルギー損失が最小である。 （７）インダクタンスＬｘは、一次巻線３８の漏洩イン
ダクタンスを意図的に増加させることにより電力変成器
Ｔ１に一体的に組み込むことができる。 （８）一次及び二次電流は三角波で連続しているため固
有のスイッチングノイズが小さいが，これはパルス幅変
調制御を行う場合の台形またはほぼ方形波で不連続の電
流と対照的である。 （９）制御方式は単純、高効率、低コストで、高信頼性
を有し、占有する体積空間が非常に小さい。 （１０）変成器の電圧が一定であるため、同期整流器及
びその出力を実現するのが簡単である。換言すれば，上
述の利点により、コンパクトで高効率且つ低コスト、ま
た雑音の発生が本来的に低く高い信頼性をもち、製造が
簡単な直流−直流電力コンバータが得られる。入力が３
００ボルトで、出力が２７．３ボルト，５００ワットの
本発明の実施例の性能は、図１の実施例について以下に
示すパラメータで実現される。 電界効果型トランジスタのドレイン−ソース間抵抗＝
０．２５オーム 出力ダイオードの順方向電圧＝０．７ボルト 一次巻線の巻数＝３０ 二次巻線の巻数＝６ 一次巻線の抵抗＝０．０３３オーム 二次巻線の抵抗＝０．００１５６オーム 変成器の漏洩インダクタンス＝１２×１０-6ヘンリー 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．２１％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線のＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝７２．８６８ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損＝０．５４５ワット スイッチング周波数を増加させるためには，電力変成器
Ｔ１を漏洩インダクタンスが少なくなるように巻回す
る。例えば，漏洩インダクタンスが６×１０-6ヘンリー
に減らす場合，以下の結果が得られる。 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．１３％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝１４５．７ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損＝１．０９ワット 本発明を特定の実施例につき説明したが，当業者には種
々の変形例及び設計変更が想到されるであろうことが明
らかである。そしてかかる変形例及び設計変更は頭書し
た特許請求の範囲の範囲内に含まれるべきである。
直流電力コンバータを総括的に参照番号１０で示す。こ
のコンバータ１０は，総括的に参照番号１２，１４で示
す２つのスイッチング装置を有する。スイッチング装置
１２及び１４は，例えば電界効果型トランジスタのよう
な制御可能なスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を含む。各ス
イッチング装置１２及び１４は，真性ダイオードＤ１，
Ｄ２を有する。また，各スイッチング装置１２及び１４
は出力キャパシタＣ１，Ｃ２を有する。キャパシタＣ
１，Ｃ２はそれぞれのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のド
レインとソースの間に接続されている。スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれ、ゲートとドレインの間に寄
生容量１６，１８が，またゲートとソースの間には寄生
容量２０，２２が存在する。ダイオードＤ１，Ｄ２は真
性ダイオードである。本発明の重要な特徴点は、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量と真性ダイオードを利
用することである。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は接続
点２４で相互接続されている。スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２は電圧源３０，３２により給電され，これらの電圧
源はインダクタ４２，電力変成器Ｔ１及びスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を介して直列接続されている。電圧源３
０，３２は接続点３４で接続されている。接続点２４と
３４の間には電力変成器Ｔ１が接続されている。電力変
成器Ｔ１は一次巻線３８と二次巻線４０を有する。一次
巻線３８にはインダクタンス４２，Ｌｘが直列に接続さ
れている。インダクタンス４２は電力変成器Ｔ１の漏洩
インダクタンスを表わす場合があるが、個別のインダク
タンス素子を接続してもよい。電力変成器Ｔ１の二次巻
線４０は中央タップ付きで，ダイオード４４，４６とキ
ャパシタ４８を含み、負荷５０へ制御可能な電流を供給
するための整流回路に接続されている。スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、総括的に参照番号６０，６２
で示す駆動回路により作動される。駆動回路６０，６２
はそれぞれ、トランジスタ６４，ダイオード６６及び抵
抗６８，７０を有する。駆動回路６０，６２の特徴は、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の作動及び容量１６，１
８，２０，２２の充放電を制御するために、導通を「ソ
フト」即ち緩慢に，また遮断を「ハード」即ち急速に行
わせる点にある。駆動回路６０，６２は、総括的に参照
番号８０で示す駆動変成器に接続されている。駆動変成
器８０は一次巻線８２と，第１及び第２の二次巻線８
４，８６を有し，これらの二次巻線はそれぞれ第１及び
第２の駆動回路６０，６２に接続されている。駆動変成
器８２は総括的に参照番号９０で示す制御回路に接続さ
れている。制御回路９０は、エラー増幅／補償／基準回
路９２，電圧制御型発振器９４及びフリップフロップ９
６を含む。制御回路９０は、駆動回路６０，６２を交互
に作動及び非作動にする方形波出力信号を発生するよう
に動作する。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートは
０．５、即ち５０％の一定のデューティーサイクルで駆
動される。この制御方式は周波数変調による。他の制御
方式，例えば入力電圧を変化させて出力電圧を調整する
と、一定周波数・一定デューティーサイクル方式も可能
である。さらに，一定デューティーサイクルでの周波数
変調と入力電圧の変化を組み合わせて同時に出力を調整
することも可能である。本発明ではパルス幅変調は使用
しない。図２の全波ブリッジ型実施例のように、本発明
を入力容量が小さく周波数変調を用いる力率補正器とし
て利用することも可能である。力率補正モードは隔離さ
れ調整されたものである。この実施例における入力電圧
は全波整流された線電圧であり，出力は理想的には整流
済み線電圧入力のピーク値と比べて格段に低い。信号ラ
イン９８を介して、電力変成器Ｔ１の出力からエラー増
幅／補償／基準回路９２へフィードバックを行う。図１
及び３を共に参照して，本発明のコンバータは、第１の
駆動回路６０がスイッチング素子Ｑ１を作動する間、ス
イッチング素子Ｑ２を遮断状態（オフ）にするように動
作する。駆動回路６０はＱ１のゲート−ソース間の実効
寄生容量２０の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電
圧がＱ１のしきい値に到達するとインダクタンス４２と
電力変成器Ｔ１の一次巻線３８を流れる電流がＱ１の実
効出力容量Ｃ１を放電させ，その後Ｑ１の真性ダイオー
ドＤ１の導通を開始させる（図３（ｅ）を参照）。同様
に，Ｑ１がオフの時，Ｑ２はオンであり，駆動回路６２
はＱ２を作動して，Ｑ２のゲート−ソース間の実効寄生
容量の充電を開始させ，ゲート−ソース間の電圧がしき
い値に到達するとインダクタンス４２と電力変成器Ｔ１
の一次巻線３８を流れる電流によりＱ２の実効出力容量
Ｃ２を放電させて、Ｑ２の真性ダイオードＤ２の導通を
開始させる（図３（ａ）参照）。Ｑ１及びＱ２を導通さ
せるためのゲート−ソース間電圧のしきい値をそれぞ
れ，図３（ｅ）及び３（ｄ）において１１０及び１１２
を付した電圧レベルで示す。図４では、この電圧しきい
値を参照番号１１４で示す。図４の電圧波形１１６は、
スイッチング素子Ｑ１またはＱ２を導通させる電圧を表
わす。この図の参照番号１１６ａは完全導通状態を示
す。波形１１８はＱ１またはＱ２を流れる電流を表わ
す。ドレイン電圧を波形１２０で示す。負のドレイン電
流は、Ｑ１またはＱ２のゲート−ソース間電圧がしきい
値に到達する前にドレイン−ソース間の実効容量を放電
させる。従って，Ｑ１またはＱ２が導通する時，この容
量は放電せず、電力消費が回避される。また，ドレイン
電流はインダクタンスＬｘにより０からランプ状に増加
するため，Ｑ１またはＱ２はドレイン電流が正の時は常
に飽和状態にあり，従って高い電力を消費する線形領域
動作が回避される。かくして，「ソフト」な導通が常に
可能であるが、これはドレイン電流が０からランプ状に
増加しゲート電圧が最初に高い値である必要がないため
である。波形１１８ａは負のドレイン電流の減少を示
し，波形１１８ｂは正のドレイン電流の増加を示す。Ｑ
１及びＱ２の最大ゲート電圧を数字１１６ａで示す。Ｑ
１及びＱ２は１２０ａで示す波形１２０の領域で飽和状
態にある。本発明は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び
電力変成器Ｔ１の全ての寄生インピーダンスを有意義に
利用すると共にこれまで開発されたパルス幅変調／共振
型コンバータにおいてこれらの寄生インピーダンスによ
り発生する好ましくない効果の回避を可能にする。本発
明によると、簡単で、部品数が少なく、低コストで高効
率且つ小型のコンバータが得られる。本発明の重要な利
点を得るには、「ソフト」な導通と「ハード」な遮断を
Ｑ１及びＱ２に行わせることである。叙上のように，制
御回路９０の機能は駆動回路６０及び６２の作動であ
る。電圧制御型発振器９４の周波数を制御してフリップ
フロップ９６へ送ることにより、デューティーサイクル
５０％の方形波を得る。この波形を駆動変成器８０を用
いて適当な位相で駆動回路６０，６２へ送る。本発明は
図１に示す隔離型半波整流ブリッジかまたは図２に示す
全波整流ブリッジで作動される。図２は隔離型全波整流
ブリッジの実施例であり，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３，Ｑ４及びその関連キャパシタ及びダイオード
Ｃ３，Ｃ４，Ｄ３，Ｄ４を有する。スイッチング素子Ｑ
１ちＱ４は同時に作動され，その際スイッチング素子Ｑ
２とＱ３は遮断状態にある。同様に，Ｑ２とＱ３が導通
状態にある時はスイッチング素子Ｑ１とＱ４は遮断状態
にある。全波整流ブリッジ型実施例は前述した図１の半
波整流型ブリッジ実施例と同じような態様で動作する。
本発明によると、２５００ワット以上の高電力または１
００ワット以下の低電力、２．７ボルトからの出力電圧
で、９６％に近いかそれ以上の効率を得ることができ
る。本発明は、電圧及び電流の急激な変化がないため低
いＥＭＩ及びＲＦＩを発生させる。エネルギーを消費す
るスナバが不要であるため、本発明のコンバータに必要
な部品数がさらに減少すると共に効率が増加する。トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２の寄生インピーダンスはこの機能を
自然に提供し，さらに取扱いを要するＥＭＩ−ＲＦＩを
減少させる。また，周波数変調は、パルス幅変調に比べ
て高利得制御回路における雑音の干渉に影響される度合
いが格段に低い。変成器の磁化インダクタンスは本発明
のコンバータの動作に何の役割も演ずることがなく，従
ってギャップが不要で、高透磁率低損失のフェライトコ
アを用いることができる。磁化インダクタンスが大きい
ため無視することができる。また，注目に値する重要な
点は、インダクタンスＬｘの電流がＱ１及びＱ２のドレ
イン−ソース間実効容量を充放電する時、この電流（エ
ネルギー）は同時に負荷に送られ，パルス幅変調移相ト
ポロジーの場合のようにただ電源に戻される訳ではない
ため、本発明の効率が著しく増加することである。電力
変成器Ｔ１は一次及び二次巻線の両方において一定電圧
で動作するため，最適化が容易で、多数の出力における
交差的調整が良好に行え、同期整流を用いることができ
る。本発明は多数の利点を有するが，その一部は下記の
通りである。 （１）Ｑ１及びＱ２は５０％の一定デューティーサイク
ルで動作するため、複雑なパルス幅変調制御回路が不要
である。 （２）出力容量Ｃ１，Ｃ２の充放電を行うＱ１及びＱ２
で電力損失がない。 （３）回路出力に電力を消費する大型インダクタが存在
しない。 （４）電力変成器Ｔ１は固定電圧及びデューティーサイ
クルで働く。 （５）スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のゲート駆動回路
の周波数を変えることができる。 （６）出力ダイオードとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
転流する際の雑音及びエネルギー損失が最小である。 （７）インダクタンスＬｘは、一次巻線３８の漏洩イン
ダクタンスを意図的に増加させることにより電力変成器
Ｔ１に一体的に組み込むことができる。 （８）一次及び二次電流は三角波で連続しているため固
有のスイッチングノイズが小さいが，これはパルス幅変
調制御を行う場合の台形またはほぼ方形波で不連続の電
流と対照的である。 （９）制御方式は単純、高効率、低コストで、高信頼性
を有し、占有する体積空間が非常に小さい。 （１０）変成器の電圧が一定であるため、同期整流器及
びその出力を実現するのが簡単である。換言すれば，上
述の利点により、コンパクトで高効率且つ低コスト、ま
た雑音の発生が本来的に低く高い信頼性をもち、製造が
簡単な直流−直流電力コンバータが得られる。入力が３
００ボルトで、出力が２７．３ボルト，５００ワットの
本発明の実施例の性能は、図１の実施例について以下に
示すパラメータで実現される。 電界効果型トランジスタのドレイン−ソース間抵抗＝
０．２５オーム 出力ダイオードの順方向電圧＝０．７ボルト 一次巻線の巻数＝３０ 二次巻線の巻数＝６ 一次巻線の抵抗＝０．０３３オーム 二次巻線の抵抗＝０．００１５６オーム 変成器の漏洩インダクタンス＝１２×１０-6ヘンリー 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．２１％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線のＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝７２．８６８ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損＝０．５４５ワット スイッチング周波数を増加させるためには，電力変成器
Ｔ１を漏洩インダクタンスが少なくなるように巻回す
る。例えば，漏洩インダクタンスが６×１０-6ヘンリー
に減らす場合，以下の結果が得られる。 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．１３％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝１４５．７ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損＝１．０９ワット 本発明を特定の実施例につき説明したが，当業者には種
々の変形例及び設計変更が想到されるであろうことが明
らかである。そしてかかる変形例及び設計変更は頭書し
た特許請求の範囲の範囲内に含まれるべきである。
【図１】本発明による電力コンバータの半波整流ブリッ
ジ型実施例を示す略図である。
ジ型実施例を示す略図である。
【図２】本発明による隔離型全波整流ブリッジ実施例を
示す電力コンバータの略図である。
示す電力コンバータの略図である。
【図３】（ａ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流波
形、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース
間の電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ２のドレイ
ン−ソース間の電圧波形、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ
２のゲート−ソース間電圧の波形、（ｅ）はスイッチン
グ素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧波形を示す。
形、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース
間の電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ２のドレイ
ン−ソース間の電圧波形、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ
２のゲート−ソース間電圧の波形、（ｅ）はスイッチン
グ素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧波形を示す。
【図４】本発明の駆動回路の動作を示す電流と電圧の波
形である。
形である。
１０ 電力コンバータ １２，１４ スイッチング装置 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｃ１，Ｃ２ 出力キャパシタ Ｄ１，Ｄ２ 真性ダイオード １６，１８，２０，２２ 寄生容量 ４２ インダクタ Ｔ１ 電力変成器 ６０，６２ 駆動回路 ８０ 駆動変成器 ９０ 制御回路 ９２ エラー増幅／補償／基準回路 ９４ 電圧制御型発振器 ９６ フリップフロップ
Claims (5)
- 【請求項１】連続的な制御電力を負荷に供給する直流−
直流電力コンバータであって，接続点を介して接続さ
れ，それぞれがゲート−ソース間の寄生容量，ゲート−
ドレイン間の寄生容量，出力容量，及び真性ダイオード
を有する第１及び第２の制御可能なスイッチング装置
と，接続点を介して接続された第１及び第２の電源と，
一次巻線，二次巻線，及び一次巻線と直列のインダクタ
ンスを有し，二次巻線が制御可能な電流を負荷に供給す
るために負荷に接続された整流回路に接続され，一次巻
線が第１と第２の制御可能なスイッチング装置の間の接
続点と第１と第２の電源の間の接続点との間に接続され
た電力変成器と，第１の制御可能なスイッチング装置に
接続された第１の駆動回路と，第２の制御可能なスイッ
チング装置に接続された第２の駆動回路と，一次巻線と
第１及び第２の二次巻線とを有し，第１の二次巻線が第
１の駆動回路に，第２の二次巻線が第２の駆動回路に接
続された駆動変成器と，第１及び第２の駆動回路を交互
に作動及び非作動にするために駆動変成器の一次巻線に
接続された制御回路とよりなり，第１の駆動回路は，該
駆動回路が第１の制御可能なスイッチング回路のゲート
−ソース間の実効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−
ソース間の電圧がしきい値に到達すると，電力変成器の
インダクタンスと一次巻線を流れる電流により第１の制
御可能なスイッチング装置の実効出力容量を放電させ，
その後第１の制御可能なスイッチング装置の真性ダイオ
ードが導通を開始するように，第１の制御可能なスイッ
チング装置を作動し，第２の駆動回路は，該駆動回路が
第２の制御可能なスイッチング回路のゲート−ソース間
の実効寄生容量の充電を開始させ，ゲート−ソース間の
電圧がしきい値に到達すると，電力変成器のインダクタ
ンスと一次巻線を流れる電流により第２の制御可能なス
イッチング装置の実効出力容量を放電させ，その後第２
の制御可能なスイッチング装置の真性ダイオードが導通
を開始するように，第２の制御可能なスイッチング装置
を作動し，かくして第１及び第２の制御可能なスイッチ
ング装置が連続的な制御電力を負荷に供給することを特
徴とする直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項２】制御回路は第１の駆動回路を作動すると共
に第２の駆動回路を非作動状態にし，また第２の駆動回
路を作動すると共に第１の制御回路を非作動状態にする
ように作動することを特徴とする請求項１の直流−直流
電力コンバータ。 - 【請求項３】電力変成器の一次巻線と直列のインダクタ
ンスは漏洩インダクタンスであることを特徴とする請求
項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項４】電力変成器の一次巻線と直列のインダクタ
ンスは個別素子としてのインダクタンスであることを特
徴とする請求項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項５】第１及び第２の制御可能なスイッチング装
置は電界効果型トランジスタであることを特徴とする請
求項１に記載の直流−直流電力コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/037245 | 1998-03-09 | ||
| US09/037,245 US5959856A (en) | 1998-03-09 | 1998-03-09 | DC-to-DC power converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11318074A true JPH11318074A (ja) | 1999-11-16 |
Family
ID=21893267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11060646A Pending JPH11318074A (ja) | 1998-03-09 | 1999-03-08 | 直流―直流電力コンバ―タ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5959856A (ja) |
| EP (1) | EP0942520A3 (ja) |
| JP (1) | JPH11318074A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3752943B2 (ja) * | 2000-01-31 | 2006-03-08 | 株式会社日立製作所 | 半導体素子の駆動装置及びその制御方法 |
| US6621718B1 (en) * | 2000-11-22 | 2003-09-16 | International Business Machines Corporation | Resonant converter circuit |
| TWI318491B (en) * | 2006-10-31 | 2009-12-11 | Iner Aec Executive Yuan | An adjustable high-frequency-high-voltage power supply |
| JP5726012B2 (ja) * | 2011-08-02 | 2015-05-27 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置 |
| CN108111024A (zh) * | 2018-01-24 | 2018-06-01 | 深圳市英能达电子有限公司 | 一种开关电源电路及其开关电源 |
| CN111564957B (zh) * | 2020-05-22 | 2021-07-16 | 深圳市崧盛电子股份有限公司 | 一种基于半桥ic驱动全桥的电路及驱动电源 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0154062B1 (en) * | 1984-02-29 | 1988-07-20 | International Business Machines Corporation | Power switching circuit |
| US4758941A (en) * | 1987-10-30 | 1988-07-19 | International Business Machines Corporation | MOSFET fullbridge switching regulator having transformer coupled MOSFET drive circuit |
| US4860189A (en) * | 1988-03-21 | 1989-08-22 | International Business Machines Corp. | Full bridge power converter circuit |
| US5014182A (en) * | 1989-04-19 | 1991-05-07 | Lambda Electronics Inc. | High frequency self-oscillating inverter with negligible switching losses |
| TW302591B (ja) * | 1993-06-24 | 1997-04-11 | Samsung Electronics Co Ltd |
-
1998
- 1998-03-09 US US09/037,245 patent/US5959856A/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-08 JP JP11060646A patent/JPH11318074A/ja active Pending
- 1999-03-09 EP EP99301755A patent/EP0942520A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0942520A3 (en) | 2002-04-17 |
| EP0942520A2 (en) | 1999-09-15 |
| US5959856A (en) | 1999-09-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10027237B2 (en) | Self-oscillating resonant power converter | |
| JP6634089B2 (ja) | ソフトスイッチングフライバックコンバータ | |
| US7889519B2 (en) | Methods and apparatus for a resonant converter | |
| US6069803A (en) | Offset resonance zero volt switching flyback converter | |
| US4720668A (en) | Zero-voltage switching quasi-resonant converters | |
| US6744649B1 (en) | Zero switching power converter operable as asymmetrical full-bridge converter | |
| US6344768B1 (en) | Full-bridge DC-to-DC converter having an unipolar gate drive | |
| US4845605A (en) | High-frequency DC-DC power converter with zero-voltage switching of single primary-side power device | |
| JPH09504160A (ja) | パルス幅変調ｄｃ／ｄｃブーストコンバータ | |
| US20040125619A1 (en) | Soft-switching power converter | |
| US6188588B1 (en) | Switching controller and method for operating a flyback converter in a critically continuous conduction mode | |
| US6819574B2 (en) | Self-driven circuit for synchronous rectifier DC/DC converter | |
| CN108336908B (zh) | 开关模式dc-dc电源 | |
| US20090310387A1 (en) | Duty-cycle-controlled half-bridge resonant converter | |
| EP3509203B1 (en) | Converter with zvs | |
| US6906931B1 (en) | Zero-voltage switching half-bridge DC-DC converter topology by utilizing the transformer leakage inductance trapped energy | |
| WO2005101635A1 (en) | Soft-switching power converter having power saving means | |
| US20080232138A1 (en) | Switching drive circuit for soft switching | |
| US5920473A (en) | Dc-to-Dc power converter with integrated magnetic power transformer | |
| KR101256032B1 (ko) | 솔리드 스테이트 스위칭 회로 | |
| JPH11318074A (ja) | 直流―直流電力コンバ―タ | |
| KR100387382B1 (ko) | 고효율의 스위칭모드 전원공급기 | |
| JP2751961B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH0555996B2 (ja) | ||
| JPH10146052A (ja) | 同期整流器 |