JP2001501362A - 全波整流手段を具える多共振直流―直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スイッチング素子（Ｓ１）、変圧器（Ｔ）及びこの変圧器の二次巻線（Ｓ）に結合される整流手段が設けられた多共振直流−直流変換器において、前記整流手段がダイオードブリッジ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）として構築される。これにより、前記スイッチング素子の両端の電圧の最大値が比較的低くなる、と言うことが達成される。このスイッチング素子は、ＬＥＤのネットワークを給電するのに非常に適している。

Description

【発明の詳細な説明】 全波整流手段を具える多共振直流−直流変換器 技術分野 本発明は、直流−直流変換器が設けられた、負荷に給電する回路装置であって 、前記直流−直流変換器が、 − 直流電源に接続する入力端子と、 − 誘導性手段及び第１の容量性手段を有し前記入力端子を相互接続する回路部 と、 − 前記第１の容量性手段を分流するスイッチング素子と、 − スイッチング素子に結合され該スイッチング素子を高周波数で導通及び非導 通にする制御回路と、 − 一次巻線及び二次巻線を有し、該一次巻線は前記回路部内に具備される変圧 器と、 − 前記二次巻線に結合され、前記負荷に接続する出力端子と、前記二次巻線と 前記出力端子との間に結合される整流手段と、前記二次巻線と前記出力端子との 間に接続される第２の容量性手段とが設けられた出力回路と、 を有する回路装置に関する。 本発明は又照明ユニットにも関する。 背景技術 冒頭段落に述べられるような回路装置は、"19th Annual IEEE Power Electron ics Specialists Conference"、１９８８年、Vol．1、頁９〜１７の会報から既 知である。 この既知の回路装置は、多共振直流−直流変換器(a multiresonant DC-DC con verter)を有している。この既知の直流−直流変換器のスイッチング素子は、該 スイッチング素子の両端の電圧が実質的に零の間導通にされ、故に、動作中該ス イッチング素子において損失される電力量は比較的小さい。動作中整流手段に おいて損失される電力量も多共振動作の結果として比較的小さい。しかしながら 、前記既知の回路の重大な欠点は、スイッチング装置により供給されるエネルギ が高周波サイクル毎に比較的短い時間間隔の間出力端子に伝送されることである 。これは、当該回路装置の多数の部品がこの比較的短い時間間隔の間比較的高い 電力レベルに対して抵抗しなければならなく、これに応じて大きさ決めされなけ ればならないと言う結果を持つ。他の結果は、前記スイッチング素子の両端の電 圧が高周波サイクル毎に比較的高い値に到達することであり、これも、該スイッ チング素子がこれに対処すべく大きさ決めされなければならないと言う結果を持 つ。 発明の開示 本発明の目的は、比較的少量の電力量しか動作中に損失されなく、比較的低い 要求しか従う必要のない部品から構築され得る回路装置を提供することにある。 本発明によれば、この目的のために、冒頭段落に記載の回路装置は、前記整流 手段が全波整流手段であることを特徴とする。 本発明による回路装置においては高周波サイクル毎に二回の時間間隔の間にエ ネルギが出力に伝送される。このようにエネルギ伝送が比較的長期間の間に起こ るため、回路装置の部品は比較的低い瞬時電力レベルに対してしか大きさ決めさ れる必要がない。高周波サイクル毎のスイッチング素子の両端の電圧の最大値は ただ比較的小さく、故に、該スイッチング素子は高電圧に対して大きさ決めされ る必要がないことも分かった。更に、回路装置が６０Ｈｚの周波数を持つ整流さ れた正弦供給電圧により給電される場合、該回路装置はこの供給電圧の零交叉毎 の後に一秒当たり１２０回の動作を再開する必要がある。本発明による回路装置 は、動作が供給電圧の零交叉の後に再開される毎に比較的素早く安定した動作状 況に到達することが分かった。本発明による回路装置が例えば半導体光源のネッ トワークを有する照明ユニットにおける供給回路として用いられる場合、本発明 による回路装置のこの後者の特性は非常に重要である。 例えば、前記整流手段は、ダイオードブリッジ又は倍電圧手段(a voltage dou bler)を有しても良い。 良好な結果が、前記回路部が、前記誘導性手段、前記変圧器の前記一次巻線及 び前記第１の容量性手段の直列配列を有する本発明による回路装置の実施例で得 られた。 前記誘導性手段が１つ以上の別個の部品ではなく前記変圧器の漏れインダクタ ンスにより形成されるように該変圧器を構築することが出来ることも分かった。 回路装置が一つの磁気部品しか持たないので、かなり単純な構成にすることが出 来る。 良好な結果が、前記変圧器の前記二次巻線が前記第２の容量性手段により分流 され、該二次巻線の端部が各々前記ダイオードブリッジの関連する入力に結合さ れる本発明による回路装置の実施例でも見られた。 好ましくは、前記出力端子が第３の容量性手段により相互接続される。第３の 容量性手段はバッファコンデンサとして働く。 前記スイッチング素子が非導通である時間間隔が一定である場合本発明による 回路装置の制御回路を比較的単純に構築することが出来ることが分かった。 種々の応用例において、前記回路装置により供給される電流を制御する、前記 出力端子及び前記制御回路に結合される回路部を該回路装置に設けることが望ま しいことも分かった。 本発明による回路装置は、半導体光源のネットワークを有する照明ユニットに おける供給回路として用いるのに非常に適している。そのような半導体光源のネ ットワークに、比較的小さい振幅を持つ直流電圧が供給される。しばしば、その ような直流電圧は、かなり高い振幅を持つ低周波交流電圧である主電源電圧から 生成される。本発明による回路装置は効率的に低周波交流電圧から十分に一定の 振幅を持つ直流電圧を生成することが分かった。更に、本発明による回路装置に より、非常に高い力率及び僅かに少量の干渉を実現することが出来る。そのよう な照明ユニットは、とりわけ半導体光源の高い発光効率のため、例えば交通信号 機等の光信号ユニットとして使用するのに特に適している。照明ユニットは、そ のような応用例において幅広く変化する温度にさらされる。半導体光源の光出力 は温度に強く依存するため、前記回路装置に、前記半導体光源のネットワークの 温度に依存して高周波サイクル毎に前記スイッチング素子が導通する時間間隔を 調整する手段が設けられる場合有利である。温度に依存して高周波サイクル毎に スイッチング素子を導通する時間間隔を調整することは、照明ユニットの光束が 比較的低い程度しか温度に依存しない、と言うことを達成する。 本発明による照明ユニットの一実施例を図を参照してより詳細に説明する。 図面の簡単な説明 図において、 第１図は、本発明による照明ユニットの一実施例の回路図であり、 第２図は、時間の関数として第１図に示される回路装置における多数の電圧と 電流の波形を示している。 発明を実施するための最良の形態 第１図において、Ｋ１及びＫ２は、低周波交流電圧を送り出す供給電圧源に接 続する端子である。Ｋ１及びＫ２は、ダイオードブリッジＤＢの関連する入力端 子に接続される。ダイオードブリッジＤＢの出力端子は、各々、入力端子Ｋ３及 び入力端子Ｋ４に接続される。この実施例におけるＫ３及びＫ４は、直流電圧源 に接続する入力端子を形成する。Ｋ３及びＫ４は、バッファコンデンサとして働 くコンデンサＣ４により相互接続される。入力端子Ｋ３及びＫ４は又、コイルＬ 、変圧器Ｔの一次巻線Ｐ及びコンデンサＣ１の直列配列によっても相互接続され る。この直列配列は、この実施例においては入力端子Ｋ３及びＫ４を相互接続す る回路部を形成する。この実施例におけるコイルＬは誘導性手段を形成し、コン デンサＣ１は第１の容量性手段を形成する。コンデンサＣ１は、スイッチング素 子Ｓ１により分流される。このスイッチング素子Ｓ１の制御電極は、該スイッチ ング素子Ｓ１を高周波数で導通及び非導通にする制御回路ＳＣの出力に接続され る。制御回路ＳＣの入力は、増幅器Ａの出力に接続される。増幅器Ａの第１の入 力は、基準電圧Ｖｒｅｆが当該回路装置の動作中に与えられる端子Ｋ７に接続さ れる。この基準電圧Ｖｒｅｆは、第１図に示されない手段により生成される。増 幅器Ａの第２の入力は、抵抗Ｒ１及びＮＴＣＲ２の共通分岐点に接続される。抵 抗Ｒ１及びＮＴＣＲ２の直列配列の第１の端は、端子Ｋ８に接続される。この直 列配列の第２の端は、接地端子に接続される。Ｄ５は、スイッチング素子Ｓ１の 一部を 形成するダイオードである。変圧器Ｔの二次巻線Ｓは、この実施例においては第 ２の容量性手段を形成するコンデンサＣ２により分流される。二次巻線Ｓの各端 部は、この実施例においては整流手段を形成しダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３及び Ｄ４から成るダイオードブリッジの関連する入力端子に接続される。このダイオ ードブリッジの出力端子Ｋ５及びＫ６は、この実施例においては第３の容量性手 段を形成しバッファコンデンサとして作用するコンデンサＣ３により相互接続さ れる。同時に、これらダイオードブリッジの出力端子は、当該回路装置の出力端 子である。半導体光源のネットワークがこれら出力端子に接続される。この半導 体光源はＬＥＤにより形成され、ネットワークは第１図において図的に４個のＬ ＥＤ即ちＬＥＤ１〜ＬＷＤ４として描写されている。抵抗Ｒｓｅｎｓｅが端子Ｋ ６と端子Ｋ８との間に接続される。端子Ｋ６は接地端子に接続される。端子Ｋ８ は前記ネットワーク及び抵抗Ｒｓｅｎｓｅの共通端子を形成する。 第１図に示される実施例の動作は以下の通りである。 端子Ｋ１及びＫ２が低周波交流電圧を送り出す供給電圧源に接続された場合、 この低周波交流電圧がダイオードブリッジＤＢにより整流され、直流電圧がコン デンサＣ４の両端にかかるであろう。制御回路ＳＣが、スイッチング素子Ｓ１を 高周波数で交互に導通及び非導通にする。この結果、高周波電流がコイルＬ、一 次巻線Ｐ及びコンデンサＣ１の直列回路内を流れ、高周波交流電圧が該二次巻線 Ｓの端部間で得られるであろう。当該回路装置の６個の連続的な動作状況を、こ の高周波交流電圧と関連づけられる高周波サイクル毎に識別することが可能であ る。第１の動作状況においては、スイッチング素子Ｓ１は導通であり、電流が前 記一次巻線を入力端子Ｋ３から入力端子Ｋ４に前記一次巻線を介して流れる。コ ンデンサＣ２の両端の高周波交流電圧の瞬時振幅は、前記ダイオードブリッジの ダイオードＤ１及びＤ３が導通し、コンデンサＣ３により形成されるバッファコ ンデンサが充電されるほど大きい。コンデンサＣ３は、ダイオードＤ１及びＤ３ が導通する事実に起因してコンデンサＣ２に平列に接続される。コンデンサＣ３ のキャパシタンス値はしばしば比較的高く選択されるため、実際にはコイルＬと 協働するコンデンサＣ２及びＣ３の共振動作はなく、故に、直流−直流変換器は 、この第１の動作状況においては非共振順方向変換器として作用する。コンデン サ Ｃ４は、比較的小さい容量を持ち、故に、コンデンサＣ４の両端の電圧の瞬時振 幅は、前記低周波交流電圧の瞬時振幅と実質的に等しい。一次巻線Ｐを介する電 流は、コンデンサＣ４の両端の電圧の瞬時値及び該一次巻線Ｐの両端の電圧に依 存して増加したり減少したりするであろう。第１の動作状況が終わり、第２の動 作状況が、スイッチング素子Ｓ１が前記制御回路により非導通にされる瞬時に始 まる。次いで、一次巻線Ｐを介する電流がこの第２の動作状況においてコンデン サＣ１を充電する。第２の動作状況においてコイルＬがコンデンサＣ１と共振す るため、コンデンサＣ１の両端の電圧がコンデンサＣ４の両端の電圧の瞬時値よ りも高い値に上昇する。ダイオードＤ１及びＤ３は、前記一次巻線を介する電流 の瞬時振幅が零に降下するまで導通のままである。このとき、前記一次巻線を介 する電流はその方向を逆転し、コンデンサＣ１は放電される。コンデンサＣ２も 放電され、故に、ダイオードＤ１及びＤ３は最早導通せず、カットオフされる。 第２の動作状況が終わり、第３の動作状況が、ダイオードＤ１及びＤ３の導通が 停止した際に始まる。この第３の動作状況においては、コンデンサＣ３が最早コ ンデンサＣ２に平列に接続されない。しかしながら、コンデンサＣ２のキャパシ タンス値は、第３の動作状況においてコンデンサＣ１がコイルＬと共振するコン デンサＣ１のキャパシタンス値よりも高くなるように選択される。コンデンサＣ ２の両端の電圧は、一次巻線Ｐの両端の電圧がその符号を変化する瞬時に零であ る。このとき、コンデンサＣ２が、第１及び第２の動作状況においてコンデンサ Ｃ２の両端にかけられた電圧と反対の極性の電圧に充電される。第３の動作状況 が終わり、第４の動作状況が、ダイオードＤ２及びＤ４が導通になりコンデンサ Ｃ３が充電されるほどコンデンサＣ２の両端の電圧の振幅が高くなった際に始ま る。この第４の動作状況においては、コンデンサＣ１内に蓄えられたエネルギが コンデンサＣ３に伝送される。第４の動作状況が終わり、第５の動作状況が、ダ イオードＤ５が導通になるまでコンデンサＣ１の両端の電圧が降下した際に始ま る。第５の動作状況において共振はない。スイッチング素子Ｓ１は制御回路ＳＣ により導通され、一方ダイオードＤ５は導通状態にあり、故に、スイッチング素 子を導通にするこの処理の間にスイッチングロスは生じない。前記一次巻線を介 する電流がその向きを逆転した場合、コンデンサＣ２の両端の電圧の振幅が降下 し、ダイオードＤ２及びＤ４が非導通になる。第５の動作状況が終わり、第６の 動作状況が、ダイオードＤ２及びＤ４が導通を停止した瞬時に始まる。第６の動 作状況においては、一次巻線Ｐ及びスイッチング素子Ｓ１を介する電流が上昇し 、コンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ２も充電される。コンデンサＣ２ の両端の電圧の瞬時振幅が、ダイオードＤ１及びＤ２が導通になるほど大きくな った際に第６の動作状況は終わり、再び第１の動作状況が始まる。コンデンサＣ ３のキャパシタンス値は、該コンデンサＣ３の両端の電圧が高周波サイクルの間 に殆ど変化しないように高く選択される。前記ＬＥＤのネットワークは、当該回 路装置の動作中このコンデンサＣ３の両端の直流電圧により給電される。 第１，第２，第４及び第５動作状況の期間の間にエネルギが前記変換器の出力 に伝送されるため、このエネルギ伝送が一回の時間間隔の間のみ即ち高周波サイ クル毎のより短い部分の間しか生じないような変換器における場合よりもそれほ ど厳しくない要求しか例えばコンデンサＣ３の大きさ決めに課す必要がない。ダ イオードＤ１〜Ｄ４により形成されるダイオードブリッジにおいて、このダイオ ードブリッジがカットオフされる場合に、ダイオードＤ１及びダイオードＤ４に より形成される直列配列及びダイオードＤ２及びＤ３により形成される直列配列 両方の両端の最大電圧が前記出力端子間の電圧に大きくとも等しく、故に、各ダ イオードの最大逆電圧が比較的低いことに注意されたい。各ダイオード内を流れ る最大電流も比較的小さい。これは、高速且つ比較的安価なダイオードから前記 ダイオードブリッジを構築することを可能にする。スイッチング素子Ｓ１の両端 の電圧の最大振幅は比較的低く、故に、前記スイッチング素子もこの最大電圧に 関するそれほど厳しくない要求にしか従う必要がない。 動作中、端子Ｋ８における電圧は、前記ネットワークにより消費される電流量 を表す信号を形成する。この信号により、前記ネットワークにより消費される電 流が、増幅器Ａ及び制御回路ＳＣを介して実質的に一定値に制御される。 前記ＬＥＤのネットワークの温度が上昇した場合、ＮＴＣＲ２の温度も同様に 上昇する。結果として、ＮＴＣＲ２の抵抗が温度の上昇と共に減少するためＮＴ ＣＲ２の両端の電圧即ち増幅器Ａの第２の入力における電圧が減少する。増幅器 Ａの第１の入力における電圧はＶｒｅｆに等しいままであるため、該増幅器の出 力における電圧は上昇する。制御回路ＳＣは、高周波サイクル毎にスイッチング 素子Ｓ１が導通する時間間隔をより長くすることによりこの電圧の上昇に反作用 する。この結果、より多くの電力が前記ＬＥＤのネットワークに供給される。Ｌ ＥＤの光出力が温度の上昇と共に減少するため、この供給される電力が上昇する 結果、該ＬＥＤのネットワークにより供給される光束は比較的広い温度範囲にわ たって比較的狭い範囲内でしか変化しない。 第２ａ図及び第２ｂ図において、水平軸にマイクロ秒単位で時間がプロットさ れている。カーブ１は、１０００倍されたミリアンペア単位の前記一次巻線を介 する電流を表している。カーブ２は、１／６倍されたミリアンペア単位の二次巻 線Ｓを介する電流である。カーブ３は、ミリアンペア単位の前記ＬＥＤのネット ワークにより吸収される直流である。カーブ４は、ボルト単位のコンデンサＣ１ の両端（即ちスイッチング素子Ｓ１の両端の）電圧である。カーブ９は、１／１ ００倍されたミリボルト単位の制御回路ＳＣにより生成される制御信号である。 垂直の破線は、連続する動作状況の遷移を示している。回路装置が６個の連続す る動作状況にある各時間間隔が、第２ｂ図の水平軸の下に示され、番号１〜６で 識別されている。第２図の全てのカーブは、１６５Ｖの低周波供給電圧の瞬時振 幅（これは１２０Ｖｒｍｓの低周波供給電圧の場合における低周波供給電圧の略 々最大振幅である）に対して測定された。前記スイッチング素子の両端の最大電 圧が略々６００Ｖしかないことは明らかである。前記スイッチング素子の両端の 最大電圧は整流手段がダイオードブリッジの代わりに一つのダイオードとして構 築される場合に１５０〜２００Ｖ高いことが分かった。 第１図に示される照明ユニットの実際的な実施例においては、ＬＥＤのネット ワークが、略々１４Ｖの出力電圧の場合に略々１５Ｗの電力を協働で消費する１ ８個の赤色ＬＥＤを具備した。コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３及びＣ４のキャパシ タンス値は、各々、２．２ｎＦ、２６７ｎＦ、４７０ｎＦ及び３３０ｎＦとした 。コイルＬのインダクタンス値は、１．６ｍＨとした。変換器Ｔの一次巻線Ｐの 巻線数は、二次巻線Ｓの巻線数の４倍とした。回路装置には、６０Ｈｚの周波数 を持つ１２０Ｖｒｍｓの低周波正弦電圧が供給された。制御回路ＳＣが前記スイ ッチング素子を導通及び非導通にする周波数は、略々６７ｋＨｚとした。０．９ ５ の力率がこの回路装置に対して測定された。照明ユニットから出る光束は、−４ ０℃から＋６５℃の温度範囲にわたって比較的狭い範囲の間でしか変化しなかっ た。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．直流−直流変換器が設けられた、負荷に給電する回路装置であって、前記直 流−直流変換器が、 − 直流電源に接続する入力端子と、 − 誘導性手段及び第１の容量性手段を有し前記入力端子を相互接続する回路 部と、 − 前記第１の容量性手段を分流するスイッチング素子と、 − スイッチング素子に結合され該スイッチング素子を高周波数で導通及び非 導通にする制御回路と、 − 一次巻線及び二次巻線を有し、該一次巻線は前記回路部内に具備される変 圧器と、 − 前記二次巻線に結合され、前記負荷に接続する出力端子と、前記二次巻線 と前記出力端子との間に結合される整流手段と、前記二次巻線と前記出力端 子との間に接続される第２の容量性手段とが設けられた出力回路と、 を有する回路装置において、 前記整流手段は全波整流手段であることを特徴とする回路装置。 ２．請求項１に記載の回路装置において、 前記整流手段はダイオードブリッジを有することを特徴とする回路装置。 ３．請求項１に記載の回路装置において、 前記整流手段は倍電圧手段を有することを特徴とする回路装置。 ４．請求項１、２又は３に記載の回路装置において、 前記回路部は、前記誘導性手段、前記変圧器の前記一次巻線及び前記第１の 容量性手段の直列配列を有することを特徴とする回路装置。 ５．請求項１乃至４の何れか一項に記載の回路装置において、 前記誘導性手段は前記変圧器の漏れインダクタンスにより形成されることを 特徴とする回路装置。 ６．請求項１乃至５の何れか一項に記載の回路装置において、 前記変圧器の前記二次巻線は前記第２の容量性手段により分流され、該二次 巻線の端部は各々前記ダイオードブリッジの関連する入力に結合されることを 特徴とする回路装置。 ７．請求項１乃至６の何れか一項に記載の回路装置において、 前記出力端子は第３の容量性手段により相互接続されることを特徴とする回 路装置。 ８．請求項１乃至７の何れか一項に記載の回路装置において、 前記スイッチング素子が非導通である時間間隔は一定であることを特徴とす る回路装置。 ９．請求項１乃至８の何れか一項に記載の回路装置において、 前記回路装置により供給される電流を制御する、前記出力端子及び前記制御 回路に結合される回路部が該回路装置に設けられることを特徴とする回路装置 。 １０．請求項１乃至９の何れか一項に記載の回路装置を有し、該回路装置の出力 端子に結合される半導体光源のネットワークを有する照明ユニット。 １１．請求項８に記載の照明ユニットにおいて、 前記回路装置に、前記半導体光源のネットワークの温度に依存して高周波サ イクル毎に前記スイッチング素子が導通する時間間隔を調整する手段が設けら れることを特徴とする照明ユニット。