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Technisches Gebiet
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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens
einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben einer
Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung
an die Halbleiterlichtquelle, wobei die Eingangsspannung größer ist
als die Ausgangsspannung.
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Stand der Technik
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Die
Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens
einer Halbleiterlichtquelle nach der Gattung des Hauptanspruchs.
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Aus
der
EP 0 948 241 A2 ist
eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Leuchtdioden bekannt, die einen
Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung und einen Ausgang zum
Ausgeben an die Leuchtdioden aufweist. Bei der dort offenbarten
Schaltung liegen die in Serie geschalteten LEDs in Reihe zur Drossel N1,
die wiederum in Serie zu einem Schalter K1 liegt und mit der Spannungsversorgung
verbunden sind. Der Schalter K1 wird beim Erreichen eines vorgegebenen
oberen Schwellwertes, d. h. eines vorgegebenen Schalterstroms, geöffnet. Diese
Betriebsweise ist dem Fachmann als current-mode-control, basierend
auf dem Signal des Shunts R2, bekannt. In der anschließenden Abmagnetisierungsphase
läuft der
Drosselstrom über
die antiparallel zu den Leuchtdioden und der Drossel geschaltete
Diode D1 frei. Erreicht der Freilaufstrom einen vorgegebenen unteren
Schwellwert, wird der Schalter K1 wieder geschlossen und es erfolgt
eine erneute Aufmagnetisierung der Drossel. Eine Voraussetzung für die beschriebene
Funktion ist, dass die Eingangsspannung U
in immer
größer als
die Fluss-Spannung der Leuchtdioden ist.
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Die
Drossel N1 wird bei der
EP
0 948 241 A2 als Wicklung eines Trafos ausgeführt, so
dass mittels der Wicklung N2 sowie D2 und C2 eine Hilfsspannungsversorgung
realisiert werden kann. Der Anlauf der Schaltung erfolgt über den
R1 direkt von der Eingangsspannung U
in.
Die Hilfswicklung N2 hat eine weitere Aufgabe: Über sie erfolgt eine indirekte
Messung des Freilaufstromes mittels des Schaltungsteils C, der ein
Steuersignal zum Wiedereinschalten des Schalters K1 liefert. Ist
die Drossel abmagnetisiert springt die Spannung an der Wicklung
N2, was vom Schaltungsteil C detektiert wird. Der Transformator
kann als Dreiwicklungs-Trafo ausgeführt werden, wobei die dritte
Wicklung N3 zusammen mit dem Schaltungsteil B eine zusätzliche
synchrone Gleichrichtung zur Diode D1 realisiert.
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Die
Schaltungsanordnung hat allerdings den großen Nachteil, dass der Schalter
K1 im Allgemeinen hart geschaltet wird, also kein ZVS (Zero Voltage
Switching) implementiert ist; beim ZVS wird die Schaltung so betrieben,
dass der entsprechende Schalter immer dann geschaltet wird, wenn
die Spannung über
dem Schalter im wesentlichen Null ist. Dies ist bei der Schaltungsanordnung
nach der
EP 0 948 241
A2 nicht der Fall; insbesondere bei einem nicht-lückenden, d. h. konstantem Strom
durch die Leuchtdioden führt
der reverse recovery Effekt der Diode D1 zu einer deutlichen Reduktion
der Effizienz der Schaltung, was insbesondere bei – für eine Miniaturisierung
erforderli cher – steigender
Schaltfrequenz zu fallenden Wirkungsgrad bedingt durch steigende
Schaltverluste führt.
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Aus
dem Artikel „Zero
Voltage Switching Resonant Power Conversion”, abgedruckt im 1990 erschienenen
Seminarmanual „Switching
Regulated Power Supply Design” der
Fa. Unitrode Corporation, ist eine Schaltungsanordnung gemäß 2 bekannt,
die einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung und einen
Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an eine Last aufweist.
Diese Schaltungsanordnung arbeitet mit ZVS, somit sind die Schaltverluste
minimiert. Werden an diese Schaltungsanordnung eine oder mehrere
in Serie geschaltete Leuchtdioden angeschlossen, so werden diese
prinzipbedingt gepulst betrieben, da die Last mit einer pulsierenden
Gleichspannung beaufschlagt wird, und entgegen der Abbildung in 2 des
Artikels sich die Last nicht näherungsweise
wie eine Stromquelle (als IOUT im Artikel
bezeichnet) verhält.
In einer Halbschwingung leiten die Leuchtdioden, in der anderen
Halbschwingung leitet die Diode D0. Die
gepulste Betriebsweise ist aber für einen guten Wirkungsgrad
der Leuchtdioden nicht optimal. Auch das optische Erscheinungsbild
der Lichtabgabe kann bei gepulstem Betrieb beeinträchtigt sein.
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Aufgabe
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Es
ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb
mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben
einer Eingangsspannung, und einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung
an die Halbleiterlichtquelle anzugeben, wobei die Schaltungsan ordnung
eine bessere Effizienz als die Schaltungsanordnungen nach dem Stand
der Technik aufweist.
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Darstellung der Erfindung
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Die
Lösung
der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung
zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang
zum Eingeben einer Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben
einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle, wobei der Hauptstrompfad
der Schaltungsanordnung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen liegt,
und aus einer Serienschaltung eines Schalters, einer Induktivität und einer
Antiparallelschaltung einer ersten Diode und der mindestens einen
Halbleiterlichtquelle besteht, wobei parallel zum Schalter ein Resonanzkondensator
angeordnet ist, dessen Kapazität
größer ist,
als die effektiv wirksame parasitäre Kapazität des Schalters, sowie parallel
zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle ein erster Speicherkondensator
angeordnet ist, und in Serie zu dieser Parallelschaltung eine zweite
Diode angeordnet ist.
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Als
die effektiv wirksame parasitäre
Kapazität
des Schalters ist die Kapazität
anzusehen, die sich aus der Kleinsignalkapazität des Schalters bei Nenneingangsspannung
und gesperrtem Schalter ergibt. Im Falle z. B. eines MOSFETs ist
dies die Ausgangskapazität,
die sich bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V ergibt, und in Datenblättern oftmals
mit Coss bezeichnet ist.
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Die
Schaltung ist besonders geeignet für eine Konfiguration, bei der
die Eingangsspannung größer ist als
die Ausgangsspannung. Um die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
besonders gut auszunutzen, wird der Schalter zum Betrieb der mindestens
einen Halbleiterlichtquelle vorzugsweise mit hoher Frequenz getaktet.
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Die
Taktfrequenz des Schalters kann dabei größer als 80 kHz, besonders bevorzugt
größer als
500 kHz sein. Dies ist ohne eine wesentliche Vergrößerung der
Verlustleistung möglich,
da der Schalter im ZVS-Modus betrieben wird. Bei dieser Betriebsweise
wird der Transistor immer bei einer Spannung ein- beziehungsweise
ausgeschaltet, die im wesentlichen Null ist. Der Schalter wird dabei
bevorzugt mit einer konstanten Ausschaltzeit und einer variablen
Einschaltzeit betrieben.
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Werden
mehrere Halbleiterlichtquellen von der Schaltungsanordnung betrieben,
so sind diese bevorzugt seriell verschaltet.
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Um
Störströme in die
Spannungsversorgung zu unterbinden und die elektromagnetische Verträglichkeit
zu verbessern, ist bevorzugt parallel zum Hauptstrompfad ein zweiter
Speicherkondensator angeordnet. Um den Energieumsatz der Schaltungsanordnung
messen zu können,
ist vorzugsweise seriell zum Hauptstrompfad zusätzlich ein Strommesswiderstand
angeordnet. Ein Pol des Strommesswiderstandes ist dabei vorzugsweise
an Masse angeschlossen, der andere Pol des Strommesswiderstandes
ist an einen Pol des ersten Speicherkondensators und an einen Pol
des Schalters angeschlossen.
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Die
mindestens eine Halbleiterlichtquelle wird in einer nicht beanspruchten
Ausführungsform
getaktet betrieben. In einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
ist parallel zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle ein erster
Speicherkondensator angeordnet, und in Serie zu dieser Parallelschaltung
eine zweite Diode. Diese Erweiterung der Schaltungsanordnung bewirkt
vorteilhaft, dass die mindestens eine Halbleiterlichtquelle kontinuierlich
betrieben wird. Die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle
abgegebene Leistung wird dabei vorzugsweise über die Frequenz eingestellt.
Durch diese Maßnahme
wird die für
eine Leistungsregelung notwendige Steuerschaltung einfach und kompakt.
Besonders bevorzugt ist dabei die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle
abgegebene Leistung bei kleinerer Frequenz höher und bei größerer Frequenz
niedriger.
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Weitere
vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ergeben sich aus weiteren abhängigen
Ansprüchen
und aus der folgenden Beschreibung.
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Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
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Weitere
Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand
der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand
der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente
mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
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1a–d Ein vereinfachtes
Schaltbild einer nicht beanspruchten Schaltungsanordnung in Betrachtung
der verschiedenen Betriebsphasen.
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2 Einige
Signale aus der Schaltungsanordnung von 1
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3 Ein
vereinfachtes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
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4 Einige
Signale aus der Schaltungsanordnung von 3
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Bevorzugte Ausführung der
Erfindung
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Im
folgenden wird die Betriebsweise der nicht beanspruchten Ausführungsform
der Schaltungsanordnung anhand der 1a–d und der 2 erläutert. Der
laufende Betrieb der Schaltungsanordnung kann in vier Phasen unterteilt
werden. Der Stromfluss in der Schaltungsanordnung in den verschiedenen
Phasen ist jeweils mit Pfeilen angedeutet.
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Der
Hauptstrompfad der Schaltungsanordnung besteht aus einer Serienschaltung
eines Strommesswiderstandes RShunt, eines
Power-MOS-Feldeffekt-Transistors Q1, einer Induktivität L und
einer Antiparallelschaltung einer Diode und mindestens einer Leuchtdiode.
Der zur Diode antiparallele Zweig kann aber auch aus einer Serienschaltung
mehrerer Leuchtdioden bestehen, wie in der 1a rechts
angedeutet. Parallel zur Serienschaltung des Transistors Q1, der
Induktivität
L und der Antiparallelschaltung der Diode und der mindestens einen
Leuchtdiode ist ein Speicherkondensator C2 geschaltet. Parallel
zum Schalter Q1 ist ein Resonanzkondensator C1 geschaltet. Der Hauptstrompfad
ist an eine Eingangsspannung Vin angeschlossen.
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In
der ersten Phase a, die in 1a gezeigt
ist, ist der Schalter Q1 geschlossen. Es fließt ein Strom vom Speicherkondensator
C2 durch die mindestens eine Leucht diode D1 und die Induktivität L. Nachdem
die Eingangsspannung Vin großer ist
als die Flussspannung der mindestens einen Leuchtdiode D1, fällt die
entsprechende Spannungsdifferenz über der Induktivität L ab.
Die Spannung UL über der Induktivität L korrespondiert
mit einem Anstieg des Stromes. Wie in 2 zu sehen
ist, steigt bei der Dimensionierung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Strom IQ1C durch den Transistor und
die Spannung UD1 an der Leuchtdiode an. Am
Ende der Phase a wird der Transistor Q1 abgeschaltet, wie an der
Gatespannung UQ1G zu erkennen ist.
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In
Phase b, die in 1b gezeigt ist, wird der Strom
durch die Induktivität
L und die Spannung am Speicherkondensator C2 weitergetrieben und
lädt den
Resonanzkondensator C1 auf. Die Spannung UC1 am Resonanzkondensator
steigt. Die Leuchtdiode wird noch weiterbetrieben, aber die Spannung
UD1 über
der Leuchtdiode sinkt. Der Strom durch die Induktivität L nimmt
nun ab, fließt
jedoch solange in positiver Richtung weiter, bis die gesamte in
L gespeicherte Energie an C1 und D1 abgegeben wurde. Irgendwann
wird der Strom durch die Induktivität L null. Zu diesem Zeitpunkt
besitzt – eine
korrekte Dimensionierung vorausgesetzt – der Resonanzkondensator C1
jedoch eine höhere
Spannung als die Spannung am Speicherkondensator C2, der auf die
Eingangsspannung Vin geladen ist, und die
Diode D2 beginnt zu leiten.
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Es
kommt zum „Umschwingen”, und der
Betrieb geht in Phase c über,
die in 1c dargestellt ist: Der Resonanzkondensator
C1 treibt nun einen Strom durch die Diode D2, die Induktivität L und
den Speicherkondensator C2. Damit fällt die Spannung am Resonanzkondensator
C1. Der Strom durch die Induktivität L fließt nun in umgekehrter Richtung
wie zuvor. Der Strom durch die Induktivität L steigt solange an, bis
die Spannungen vom Resonanzkondensator C1 und dem Speicherkondensator
C2 gleich groß sind.
Ab diesem Moment nimmt der Strom durch die Induktivität L ab,
da nun die Induktivität
L den Resonanzkondensator C1 unter die Eingangsspannung entlädt. Die
Spannung vom Resonanzkondensator C1 sinkt weiter ab und zwar so
lange bis sie zu Null und dann negativ wird. Allerdings wird die
Kondensatorspannung nicht nennenswert negativ, denn nun beginnt
in Phase d, die in 1d dargestellt ist, die Body-Diode
des Transistors Q1 zu leiten. Solange in der Induktivität L noch
Energie gespeichert ist leitet die Body-Diode und es wird Energie
von der Induktivität
L in den Speicherkondensator C2 transferiert. Während dieses Vorgangs kann
der Transistor wieder eingeschaltet werden. Die Ansteuerung des
Gates bewirkt eine teilweise oder – wie in 2 dargestellt – vollständige Übernahme
des Stroms der Body-Diode IQ1R durch den
Kanal des Transistors IQ1C und letztlich
beginnt der bisher beschriebene Vorgang erneut mit Phase a.
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Diese
Betriebsweise sichert einen sogenannten ZVS-Betrieb (Zero Voltage
Switching), bei dem der Transistor immer bei einer Spannung ein-
beziehungsweise ausgeschaltet wird, die im wesentlichen Null ist. Direkt
vor dem Einschalten des Transistors Q1 ist dessen Body-Diode (bzw.
eine zum Transistor antiparallel geschaltete Diode, die insbesondere
bei der Verwendung eines Bipolartransistors zwingend erforderlich
ist) leitend, so dass über
dem Transistor näherungsweise
keine Spannung anliegt. Beim Abschalten liegt näherungsweise ebenfalls keine
Spannung über
der Transistor an, da der Resonanzkondensator C1 noch entladen ist und
die Spannung an C1 beziehungsweise am Transistor Q1 erst durch den
Spulenstrom langsam ansteigt. Während
des (ausreichend schnellen) Schaltvorgangs ist in guter Näherung die
Spannung über
dem Schalttransistor noch Null. Da sowohl beim Ein- wie auch beim
Ausschalten des Transistors Q1 keine Spannung über diesem anliegt, entstehen
auch keine Schaltverluste. Die theoretische Verlustleistung in Q1
berechnet sich zu: PQ1,loss = UQ1·IQ1. Für
ZVS ist daher zwingend eine Resonanzkapazität C1 parallel zum Transistor
Q1 und eine Drossel L in Reihe zu diesem erforderlich.
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Zur
Steigerung der Effizienz der Schaltung, kann die Diode D2 durch
eine Anordnung zur synchronen Gleichrichtung ergänzt werden. So kann beispielsweise
die Diode D2 durch einen Transistor, z. B. einen MOSFET, mit entsprechender
Ansteuerschaltung ersetzt werden. Alternativ kann die Diode D2 durch
eine Serienschaltung von mindestens zwei Leuchtdioden ersetzt werden.
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Eine
Regelung der in der mindestens einen Leuchtdiode D1 umgesetzten
Leistung beziehungsweise des durch die Last fließenden mittleren Stromes kann
im Gegensatz zum Stand der Technik bei Leuchtdiodentreibern nicht
durch eine Pulsweitenmodulation erfolgen, denn sonst kannte das
Schalten unter ZVS-Betrieb nicht gewährleistet werden. Stattdessen
wird die Ausschaltdauer Toff des Schalters,
welche sich als Summe der Zeitbereiche b bis d in 2 und 4 ergibt,
konstant gehalten und die Einschaltdauer, die dem Zeitbereich a
entspricht, variiert. Die Regelung besitzt die Wandlerfrequenz als
Stellgröße. Ein
zu geringer Laststrom, d. h. ein zu geringer Spannungsabfall am Messwiderstand
RShunt, führt zu einer Reduktion der
Frequenz wohingegen ein zu hoher Laststrom eine Erhöhung der
Frequenz nach sich zieht. Als besonders vorteilhaft bei diesem Konzept
ist im Vergleich zu anderen weich schaltenden Wandlerkonzepten der
Umstand zu nennen, dass die Ausschaltdauer Toff verhältnismäßig unabhängig von
der Größe der Last
ist, da nur im Zeitbereich b das Lastverhalten eingeht. Dies ermöglicht einen
besonders einfachen Aufbau der Ansteuerschaltung.
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Wird
eine präzise
Regelung des Leuchtdiodenstroms gefordert, ist der Strom durch die
mindestens eine Leuchtdiode D1 zu messen, und durch die Regelung
wird entsprechend die Wanderfrequenz variiert. Das Strom-Messsignal
kann beispielsweise durch einen Shunt in Reihen zur Leuchtdiode
erfasst werden (nicht dargestellt). Dieses Messsignal wird tiefpassgefiltert
und der Regelung als Istgröße zugeführt.
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Soll
eine konstante Leistung an der mindestens einen Leuchtdiode D1 bereitgestellt
werden, ist zudem die Leuchtdiodenspannung zu messen. Die Multiplikation
von Leuchtdiodenstrom und Leuchtdiodenspannung beziehungsweise der
korrespondierenden nicht tiefpassgefilterten Messsignale liefert
die momentane Leistung, welche tiefpassgefiltert der Regelung als
Istgröße zugeführt wird.
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Besonders
hervorzuheben ist, dass die Schaltung auch ohne den Speicherkondensator
C2 funktionieren würde.
Allerdings würde
dann die für
das ZVS zwingend notwendige pendelnde Energie über den Messwiderstand RShunt die Zuleitung des Gerätes aus
der Spannungsquelle Vin entnommen und in
diese wieder zurückgespeist.
Dies würde
sich nega tiv auf die elektromagnetische Verträglichkeit wie auch auf den
Wirkungsgrad des Leuchtdiodentreibers auswirken. Durch die besondere
Anordnung des Speicherkondensators C2 parallel zur Reihenschaltung
aus D1, L und Q1 gemäß 1, nimmt der Speicherkondensator C2 den
Ripplestrom auf. Der Einsatz eines EMV-Filters, z. B. eines Tiefpass-Filters, am Eingang
der Schaltung ist zudem möglich.
Dieses EMV-Filter versorgt die Schaltung mit einem konstanten Strom.
Diese Anordnung des Speicherkondensators C2 hat zudem den Vorteil,
dass der Ripplestrom nicht über
den Messwiderstand RShunt fließt und man
folglich auf eine Tiefpass-Filterung des Messsignals vom Messwiderstand
RShunt verzichten kann. Das Messsignal kann
direkt zur Regelung der Lastleistung bzw. des mittleren Leuchtdiodenstromes
verwendet werden. Zudem entfallen die Verluste, welche durch den
pulsierenden Strom im Messwiderstand RShunt entstehen würden.
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Die
Verwendung der Spannung am Messwiderstand RShunt als
Messgröße zur Regelung
ist besonders vorteilhaft, da dieses Signal – wie oberen bereits erwähnt – keinen
hochfrequenten Ripple aufweist und zudem massebezogen ist. Dadurch
ist der Schaltungsaufwand geringer, da keine „High-Side Messung” erforderlich ist.
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Die
Last, also die mindestens eine Leuchtdiode, wird in dieser Ausführungsform
mit einem pulsierenden Gleichstrom betrieben. Die antiparallel geschaltete
Diode D2 bewirkt hierbei, dass sich der Laststrom nie umkehrt.
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3 zeigt
eine die erfindungsgemäße Ausführungsform
der Schaltungsanordnung. Diese besitzt den Vorteil, dass nun ein
näherungsweise
konstanter Strom durch die mindestens eine Leuchtdiode fließt, wie
dies in 4 dargestellt ist. Der näherungsweise
konstante Leuchtdiodenstrom wird durch die zusätzliche Glättung mittels des zweiten Speicherkondensators
C3 möglich.
Allerdings kann nun die Gleichricht-Eigenschaft der mindestens einen
Leuchtdiode nicht mehr verwendet werden, und es ist die zusätzliche
Diode D3 erforderlich. Die Schaltung gemäß
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3 ist
ein Gleichspannungswandler mit ZVS, der prinzipiell für beliebige
Gleichspannungslasten verwendet werden kann.
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In
der folgenden Tabelle sind die Bauteiledimensionierungen für die nicht
beanspruchte und die erfindungsgemäße Ausführungsform angegeben. Ausführungsbeispiel
#1 und #2 sind verschiedene Dimensionierungen der nicht beanspruchten
Ausführungsform
für unterschiedliche
Ausgangsleistungen. Ausführungsbeispiel
#3 ist eine Dimensionierung für
die erfindungsgemäße Ausführungsform.
Die Ausführungsbeispiele
sind für
fünf in
Reihe geschaltete Hochleistungsleuchtdioden, z. B. Dragon Leuchtdioden
der Fa. Osram Opto-Semiconductors, ausgelegt.
| Ausführungsbeispiel | #1 | #2 | #3 |
| Dimensionierung | |
| L
[nH] | 1500 | 500 | 500 |
| C1
[pF] | 1000 | 300 | 1000 |
| C2
[nF] | 100 | 100 | 100 |
| C3
[nF] | - | - | 100 |
| D1 | 5 Hochleistungsleuchtdioden
in |
| D2 | Schnelle
Diode (z. B. Schottky) |
| D3 | - | - | analog
D2 |
| RShunt | 10
mΩ | 10
mΩ | 10
mΩ |
| Q1 | N-Kanal
Power MOS |
| Betriebsparameter | |
| Uin [V] | 24 | 24 | 24 |
| f
[MHz] | 2,65 | 2,65 | 2,65 |
| D
[%] | 50 | 85 | 75 |
| PD1 [W] | 8,6 | 26,5 | 17,3 |
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Die
Betriebsfrequenzen und Eingangsspannungen sind jeweils gleich. Die
unterschiedliche Leistung wird primär durch den Duty Cycle D eingestellt.
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Die
Regelung im Fall einer Gleichspannungswandleranwendung bei der eine
konstante Ausgangsspannung gefordert wird, würde Abweichungen der Spannung
des zweiten Speicherkondensators C3 vom vorgegebenen Sollwert minimieren.
Es könnte
aber auch der Strom durch die mindestens eine Leuchtdiode D1 gemessen
werden und entsprechend auf diesen geregelt werden.
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Anstelle
auf die tatsächliche
Leuchtdiodenleistung zu regeln, kann in sehr vielen Anwendungen
eine Regelung auf die Eingangsleistung des Leuchtdiodentreibers
stattfinden. Dann genügt
z. B. die Messung der Eingangsspannung Vin und
des Eingangsstroms, z. B. des Stromes durch den Messwiderstand RShunt, und die hieraus ermittelte Eingangsleistung,
um gegebenenfalls unter Berücksichtigung
des Wandlerwirkungsgrades die Leuchtdiodenleistung hinreichend genau
zu regeln. Da es keiner direkten Messung an der Leuchtdiode bedarf,
führt dies
zu einem besonders kostengünstigen
Treiber. Darf man zudem von einer näherungsweise konstanter Eingangsspannung
Vin ausgehen, kann auch die Messung der
Eingangsspannung entfallen. Ist der Wirkungsgrad des Treibers in
Abhängigkeit
von z. B. der Eingangsspannung Uin und der
Temperatur bekannt, können
diese in entsprechenden Tabellen z. B. in einem Mikrocontroller
hinterlegt werden. Diese Einflussgrößen können dann von einem Mikrocontroller „herausgerechnet” werden.
Der Sollwert für
die Regelung wird folglich abhängig
von den Einflussgrößen und
damit abhängig
vom aktuellen Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung entsprechend
angepasst. Das beschriebene Vorgehen erfordert meistens überhaupt
keinen zusätzlichen
Hardware-Aufwand, da diese Einflussgrößen ohnehin vom Mikrocontroller
erfasst werden: Die Eingangsspannung Uin wird
wegen des Über-
und Unterspannungsschutzes ohnehin erfasst. Ebenso verhält es sich
mit der Temperatur der Leuchtdiode, da diese wegen des „Derating”, d. h.
der Reduktion der Leuchtdiodenleistung bzw. des Leuchtdiodenstroms
bei Übertemperatur,
ebenfalls ohnehin zu erfassen ist.