EP2157834A2 - Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle Download PDF

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EP2157834A2
EP2157834A2 EP09168098A EP09168098A EP2157834A2 EP 2157834 A2 EP2157834 A2 EP 2157834A2 EP 09168098 A EP09168098 A EP 09168098A EP 09168098 A EP09168098 A EP 09168098A EP 2157834 A2 EP2157834 A2 EP 2157834A2
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EP
European Patent Office
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circuit arrangement
switch
light source
semiconductor light
arrangement according
Prior art date
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Withdrawn
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EP09168098A
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EP2157834A3 (de
Inventor
Bernhard Siessegger
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Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
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    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/48—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs organised in strings and incorporating parallel shunting devices

Definitions

  • the invention is based on a circuit arrangement for operating at least one semiconductor light source according to the preamble of the main claim.
  • the object is achieved according to the invention with a circuit arrangement for operating at least one semiconductor light source having an input for inputting an input voltage, an output for outputting an output voltage to the semiconductor light source, the main current path of the circuit arrangement lying between the two input terminals, and a series connection of a switch, an inductance and an anti-parallel connection of a first diode and the at least one semiconductor light source, wherein parallel to the at least one semiconductor light source, a first storage capacitor is arranged, and in series with this parallel circuit, a second diode is arranged.
  • the circuit is particularly suitable for a configuration in which the input voltage is greater than that Output voltage.
  • the switch (Q1) for the operation of the at least one semiconductor light source (D1) is preferably clocked at high frequency.
  • the high clock frequency of the switch leads due to the preferred measures to reduce the maximum voltage change rate over the diode or the so-called soft-switching, not to significant switching losses in the diode or diodes, as might be expected at these high switching frequencies ,
  • the at least one semiconductor light source is operated clocked in a first preferred embodiment.
  • a first storage capacitor is arranged parallel to the at least one semiconductor light source, and a second diode is connected in series with this parallel circuit.
  • This extension of the circuit arrangement advantageously has the effect that the at least one semiconductor light source is operated continuously.
  • the output to the at least one semiconductor light source power is preferably adjusted via the frequency.
  • the control circuit necessary for power control becomes simple and compact.
  • the power delivered to the at least one semiconductor light source is higher at a lower frequency and lower at a higher frequency.
  • the in Fig. 1a is shown, the switch Q1 is closed.
  • a current flows from the storage capacitor C2 through the at least one light-emitting diode D1 and the inductance L.
  • the corresponding voltage difference across the inductance L drops.
  • the voltage U L across the inductance L corresponds to an increase of the current.
  • the current I Q1C through the transistor and the voltage U D1 to the light emitting diode.
  • the transistor Q1 is turned off, as can be seen at the gate voltage U Q1G .
  • the diode D2 can be supplemented by a device for synchronous rectification.
  • the diode D2 can be replaced by a transistor, eg a MOSFET, with a corresponding drive circuit.
  • the diode D2 can be replaced by a series connection of at least two light-emitting diodes.
  • a regulation of the power converted in the at least one light-emitting diode D1 or the average current flowing through the load can not, in contrast to the prior art in the case of light-emitting diode drivers, be effected by pulse width modulation, otherwise the switching under ZVS operation could not be ensured.
  • the switch-off duration T off of the switch which is the sum of the time ranges b to d in Fig. 2 and 4 results, kept constant and the duty cycle, which corresponds to the time range a, varies.
  • the control has the converter frequency as a manipulated variable.
  • Too low a load current ie too low a voltage drop across the measuring resistor R shunt , leads to a reduction of the frequency, whereas a too high load current causes an increase of the frequency.
  • Particularly advantageous in this concept is, in comparison to other soft-switching converter concepts, the circumstance that the switch-off period T off is relatively independent of the magnitude of the load, since the load behavior only occurs in the time range b. This allows a particularly simple construction of the drive circuit.
  • the current through the at least one light-emitting diode D1 is to be measured, and the control accordingly varies the traveling frequency.
  • the current measurement signal can be detected, for example, by a shunt in rows to the LED (not shown). This measurement signal is low-pass filtered and fed to the control as actual size.
  • a constant power to be provided at the at least one light-emitting diode D1 is also the To measure LED voltage.
  • the multiplication of the light-emitting diode current and the light-emitting diode voltage or of the corresponding non-low-pass filtered measuring signals supplies the instantaneous power, which is fed to the control as an actual variable with low-pass filtering.
  • the circuit would work even without the storage capacitor C2.
  • the ZVS necessarily necessary oscillating energy through the measuring resistor R shunt, the supply of the device from the voltage source V in and taken back into this. This would have a negative impact on the electromagnetic compatibility as well as on the efficiency of the LED driver.
  • the storage capacitor C2 Due to the special arrangement of the storage capacitor C2 parallel to the series circuit of D1, L and Q1 according to Fig. 1 , the storage capacitor C2 receives the ripple current.
  • the use of an EMC filter, such as a low-pass filter, at the input of the circuit is also possible. This EMC filter supplies the circuit with a constant current.
  • This arrangement of the storage capacitor C2 also has the advantage that the ripple current does not flow across the measuring resistor R shunt and consequently one can dispense with a low-pass filtering of the measuring signal from the measuring resistor R shunt .
  • the measuring signal can be used directly to control the load power or the average light-emitting diode current.
  • the losses which would result from the pulsating current in the measuring resistor R shunt are eliminated.
  • the use of the voltage across the measuring resistor R shunt as a measured variable for the control is particularly advantageous because this signal - as mentioned above - no high-frequency ripple and is also related to mass. As a result, the circuit complexity is lower, since no "high-side measurement" is required.
  • the load ie the at least one light-emitting diode, is operated in this first embodiment with a pulsating direct current.
  • the antiparallel diode D2 causes in this case that the load current never reverses.
  • a capacitor is connected in parallel with the diode D2 to reduce the maximum voltage change rate of the voltage applied to the antiparallel (switching) diode D2.
  • This additional capacitor which is referred to below as a discharge capacitor, leads to a reduction of the maximum occurring dU / dt across the diode D2 and thus reduces the switching losses occurring in the diode D2. This is particularly advantageous when using PN diodes or silicon diodes for the diode D2.
  • the discharge capacitor could also cause a reduction of the switching losses possibly occurring in the at least one light-emitting diode.
  • the discharge capacitor should have a sufficiently large value to cause a significant reduction in the maximum voltage change rate.
  • the discharge capacitor should not be dimensioned too large, since otherwise the requirements for the switch Q1 increase significantly.
  • the latter particularly concerns the required switch blocking voltage and the required switch current of Q1, which would lead to a generally more expensive switch Q1.
  • a good compromise lies in a choice of Relief capacitor in the range between one hundredth and fifty times the capacitance value of the capacitor C1, but preferably in the range between one-twentieth and twice the capacitance value of the capacitor C1.
  • Fig. 3 shows a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention. This has the advantage that now an approximately constant current flows through the at least one light-emitting diode, as in Fig. 4 is shown.
  • the approximately constant light-emitting diode current is made possible by the additional smoothing by means of the second storage capacitor C3.
  • the rectifying property of the at least one light-emitting diode can no longer be used, and the additional diode D3 is required.
  • the circuit according to Fig. 3 is a DC-DC converter with ZVS, which can be used in principle for any DC loads. Simple compliance with the electromagnetic compatibility of the circuit can be easily ensured in particular when the additional storage capacitor C3 is close to the rest of the circuit.
  • Embodiment # 1 and # 2 are different Dimensions of the first embodiment for different output powers.
  • Embodiments # 3 and # 4 are dimensions for the second embodiment.
  • the exemplary embodiments are designed for five high-power light-emitting diodes connected in series, for example, Dragon light-emitting diodes from Osram Opto-Semiconductors.
  • control in the case of a DC-DC converter application where a constant output voltage is required would minimize variations in the voltage of the second storage capacitor C3 from the predetermined setpoint. However, it would also be possible to measure the current through the at least one light-emitting diode D1 and to regulate it accordingly.
  • the efficiency of the driver is known as a function of, for example, the input voltage U in and the temperature, these can be stored in corresponding tables, for example in a microcontroller. These influencing variables can then be "eliminated” by a microcontroller. The setpoint for the control is thus adjusted accordingly depending on the influencing variables and thus depending on the current efficiency of the circuit arrangement.
  • the procedure described usually requires no additional hardware overhead, since these factors are already detected by the microcontroller: The input voltage U in is detected anyway because of the overvoltage and undervoltage protection.

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  • Led Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle, wobei der Hauptstrompfad der Schaltungsanordnung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen liegt, und aus einer Serienschaltung eines Schalters, einer Induktivität und einer Antiparallelschaltung einer ersten Diode oder Leuchtdiode und der mindestens einen Halbleiterlichtquelle besteht, wobei parallel zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle ein erster Speicherkondensator angeordnet ist, und in Serie zu dieser Parallelschaltung eine zweite Diode angeordnet ist.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle, wobei die Eingangsspannung größer ist als die Ausgangsspannung.
    • Stand der Technik
  • Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle nach der Gattung des Hauptanspruchs.
  • Aus der EP 0 948 241 A2 ist eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Leuchtdioden bekannt, die einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung und einen Ausgang zum Ausgeben an die Leuchtdioden aufweist. Bei der dort offenbarten Schaltung liegen die in Serie geschalteten LEDs in Reihe zur Drossel N1, die wiederum in Serie zu einem Schalter K1 liegt und mit der Spannungsversorgung verbunden sind. Der Schalter K1 wird beim Erreichen eines vorgegebenen oberen Schwellwertes, d.h. eines vorgegebenen Schalterstroms, geöffnet. Diese Betriebsweise ist dem Fachmann als current-mode-control, basierend auf dem Signal des Shunts R2, bekannt. In der anschließenden Abmagnetisierungsphase läuft der Drosselstrom über die antiparallel zu den Leuchtdioden und der Drossel geschaltete Diode D1 frei. Erreicht der Freilaufstrom einen vorgegebenen unteren Schwellwert, wird der Schalter K1 wieder geschlossen und es erfolgt eine erneute Aufmagnetisierung der Drossel. Eine Voraussetzung für die beschriebene Funktion ist, dass die Eingangsspannung Uin immer größer als die Fluss-Spannung der Leuchtdioden ist.
  • Die Drossel N1 wird bei der EP 0 948 241 A2 als Wicklung eines Trafos ausgeführt, so dass mittels der Wicklung N2 sowie D2 und C2 eine Hilfsspannungsversorgung realisiert werden kann. Der Anlauf der Schaltung erfolgt über den R1 direkt von der Eingangsspannung Uin. Die Hilfswicklung N2 hat eine weitere Aufgabe: Über sie erfolgt eine indirekte Messung des Freilaufstromes mittels des Schaltungsteils C, der ein Steuersignal zum Wiedereinschalten des Schalters K1 liefert. Ist die Drossel abmagnetisiert springt die Spannung an der Wicklung N2, was vom Schaltungsteil C detektiert wird. Der Transformator kann als Dreiwicklungs-Trafo ausgeführt werden, wobei die dritte Wicklung N3 zusammen mit dem Schaltungsteil B eine zusätzliche synchrone Gleichrichtung zur Diode D1 realisiert.
  • Die Schaltungsanordnung hat allerdings den großen Nachteil, dass der Schalter K1 im Allgemeinen hart geschaltet wird, also kein ZVS (Zero Voltage Switching) implementiert ist; beim ZVS wird die Schaltung so betrieben, dass der entsprechende Schalter immer dann geschaltet wird, wenn die Spannung über dem Schalter im wesentlichen Null ist. Dies ist bei der Schaltungsanordnung nach der EP 0 948 241 A2 nicht der Fall; insbesondere bei einem nichtlückenden, d.h. konstantem Strom durch die Leuchtdioden führt der reverse recovery Effekt der Diode D1 zu einer deutlichen Reduktion der Effizienz der Schaltung, was insbesondere bei - für eine Miniaturisierung erforderlicher - steigender Schaltfrequenz zu fallenden Wirkungsgrad bedingt durch steigende Schaltverluste führt.
  • Aus dem Artikel "Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion", abgedruckt im 1990 erschienenen Seminarmanual "Switching Regulated Power Supply Design" der Fa. Unitrode Corporation, ist eine Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 bekannt, die einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung und einen Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an eine Last aufweist. Diese Schaltungsanordnung arbeitet mit ZVS, somit sind die Schaltverluste minimiert. Werden an diese Schaltungsanordnung eine oder mehrere in Serie geschaltete Leuchtdioden angeschlossen, so werden diese prinzipbedingt gepulst betrieben, da die Last mit einer pulsierenden Gleichspannung beaufschlagt wird, und entgegen der Abbildung in Fig. 2 des Artikels sich die Last nicht näherungsweise wie eine Stromquelle (als IOUT im Artikel bezeichnet) verhält. In einer Halbschwingung leiten die Leuchtdioden, in der anderen Halbschwingung leitet die Diode D0. Die gepulste Betriebsweise ist aber für einen guten Wirkungsgrad der Leuchtdioden nicht optimal. Auch das optische Erscheinungsbild der Lichtabgabe kann bei gepulstem Betrieb beeinträchtigt sein.
    • Aufgabe
  • Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, und einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle anzugeben, wobei die Schaltungsanordnung eine bessere Effizienz durch eine kontinuierliche Betriebsweise der Leuchtdioden aufweist.
    • Darstellung der Erfindung
  • Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle mit einem Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle, wobei der Hauptstrompfad der Schaltungsanordnung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen liegt, und aus einer Serienschaltung eines Schalters, einer Induktivität und einer Antiparallelschaltung einer ersten Diode und der mindestens einen Halbleiterlichtquelle besteht, wobei parallel zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle ein erster Speicherkondensator angeordnet ist, und in Serie zu dieser Parallelschaltung eine zweite Diode angeordnet ist.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist parallel zum Schalter ein Resonanzkondensator angeordnet, dessen Kapazität größer ist, als die effektiv wirksame parasitäre Kapazität des Schalters.
  • Als die effektiv wirksame parasitäre Kapazität des Schalters ist die Kapazität anzusehen, die sich aus der Kleinsignalkapazität des Schalters bei Nenneingangsspannung und gesperrtem Schalter ergibt. Im Falle z.B. eines MOSFETs ist dies die Ausgangskapazität, die sich bei einer Gate-Source-Spannung von 0V ergibt, und in Datenblättern oftmals mit COSS bezeichnet ist.
  • Die Schaltung ist besonders geeignet für eine Konfiguration, bei der die Eingangsspannung größer ist als die Ausgangsspannung. Um die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besonders gut auszunutzen, wird der Schalter (Q1) zum Betrieb der mindestens einen Halbleiterlichtquelle (D1) vorzugsweise mit hoher Frequenz getaktet.
  • Die Taktfrequenz des Schalters kann dabei größer als 80 kHz, besonders bevorzugt größer als 500kHz sein. Dies ist ohne eine wesentliche Vergrößerung der Verlustleistung möglich, da der Schalter im ZVS-Modus betrieben wird. Bei dieser Betriebsweise wird der Transistor immer bei einer Spannung ein- beziehungsweise ausgeschaltet, die im wesentlichen Null ist. Der Schalter wird dabei bevorzugt mit einer konstanten Ausschaltzeit und einer variablen Einschaltzeit betrieben.
  • Die hohe Taktfrequenz des Schalters führt aufgrund der bevorzugt vorhandenen Maßnahmen zur Reduktion der maximalen Spannungsänderungsgeschwindigkeit über der bzw. den Dioden, dem so genannten Soft-Switching, nicht zu nennenswerten Schaltverlusten in der bzw. den Dioden, wie dies bei diesen hohen Schaltfrequenzen erwartet werden könnte.
  • Werden mehrere Halbleiterlichtquellen von der Schaltungsanordnung betrieben, so sind diese bevorzugt seriell verschaltet.
  • Um Störströme in die Spannungsversorgung zu unterbinden und die elektromagnetische Verträglichkeit zu verbessern, ist bevorzugt parallel zum Hauptstrompfad ein zweiter Speicherkondensator angeordnet. Um den Energieumsatz der Schaltungsanordnung messen zu können, ist vorzugsweise seriell zum Hauptstrompfad zusätzlich ein Strommesswiderstand angeordnet. Ein Pol des Strommesswiderstandes ist dabei vorzugsweise an Masse angeschlossen, der andere Pol des Strommesswiderstandes ist an einen Pol des ersten Speicherkondensators und an einen Pol des Schalters angeschlossen.
  • Die mindestens eine Halbleiterlichtquelle wird in einer ersten bevorzugten Ausführungsform getaktet betrieben. In einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform ist parallel zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle ein erster Speicherkondensator angeordnet, und in Serie zu dieser Parallelschaltung eine zweite Diode. Diese Erweiterung der Schaltungsanordnung bewirkt vorteilhaft, dass die mindestens eine Halbleiterlichtquelle kontinuierlich betrieben wird. Die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle abgegebene Leistung wird dabei vorzugsweise über die Frequenz eingestellt. Durch diese Maßnahme wird die für eine Leistungsregelung notwendige Steuerschaltung einfach und kompakt. Besonders bevorzugt ist dabei die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle abgegebene Leistung bei kleinerer Frequenz höher und bei größerer Frequenz niedriger.
  • Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
  • Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
    • Fig. 1a-d
    Ein vereinfachtes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einer ersten Ausführungsform in Betrachtung der verschiedenen Betriebsphasen.
    Fig. 2
    Einige Signale aus der Schaltungsanordnung von Fig. 1
    Fig. 3
    Ein vereinfachtes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einer zweiten Ausführungsform.
    Fig. 4
    Einige Signale aus der Schaltungsanordnung von Fig. 3
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung Erste Ausführungsform
  • Im Folgenden wird die Betriebsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung anhand der Fig. 1a -d und der Fig. 2 erläutert. Der laufende Betrieb der Schaltungsanordnung kann in vier Phasen unterteilt werden. Der Stromfluss in der Schaltungsanordnung in den verschiedenen Phasen ist jeweils mit Pfeilen angedeutet.
  • Der Hauptstrompfad der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht aus einer Serienschaltung eines Strommesswiderstandes RShunt, eines Power-MOS-Feldeffekt-Transistors Q1, einer Induktivität L und einer Antiparallelschaltung einer Diode und mindestens einer Leuchtdiode. Der zur Diode antiparallele Zweig kann aber auch aus einer Serienschaltung mehrerer Leuchtdioden bestehen, wie in der Fig. 1a rechts angedeutet. Parallel zur Serienschaltung des Transistors Q1, der Induktivität L und der Antiparallelschaltung der Diode und der mindestens einen Leuchtdiode ist ein Speicherkondensator C2 geschaltet. Parallel zum Schalter Q1 ist ein Resonanzkondensator C1 geschaltet. Der Hauptstrompfad ist an eine Eingangsspannung Vin angeschlossen.
  • In der ersten Phase a, die in Fig. 1a gezeigt ist, ist der Schalter Q1 geschlossen. Es fließt ein Strom vom Speicherkondensator C2 durch die mindestens eine Leuchtdiode D1 und die Induktivität L. Nachdem die Eingangsspannung Vin größer ist als die Flussspannung der mindestens einen Leuchtdiode D1, fällt die entsprechende Spannungsdifferenz über der Induktivität L ab. Die Spannung UL über der Induktivität L korrespondiert mit einem Anstieg des Stromes. Wie in Fig. 2 zu sehen ist, steigt bei der Dimensionierung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Strom IQ1C durch den Transistor und die Spannung UD1 an der Leuchtdiode an. Am Ende der Phase a wird der Transistor Q1 abgeschaltet, wie an der Gatespannung UQ1G zu erkennen ist.
  • In Phase b, die in Fig. 1b gezeigt ist, wird der Strom durch die Induktivität L und die Spannung am Speicherkondensator C2 weitergetrieben und lädt den Resonanzkondensator C1 auf. Die Spannung UC1 am Resonanzkondensator steigt. Die Leuchtdiode wird noch weiterbetrieben, aber die Spannung UD1 über der Leuchtdiode sinkt. Der Strom durch die Induktivität L nimmt nun ab, fließt jedoch solange in positiver Richtung weiter, bis die gesamte in L gespeicherte Energie an C1 und D1 abgegeben wurde. Irgendwann wird der Strom durch die Induktivität L null. Zu diesem Zeitpunkt besitzt - eine korrekte Dimensionierung vorausgesetzt - der Resonanzkondensator C1 jedoch eine höhere Spannung als die Spannung am Speicherkondensator C2, der auf die Eingangsspannung Vin geladen ist, und die Diode D2 beginnt zu leiten.
  • Es kommt zum "Umschwingen", und der Betrieb geht in Phase c über, die in Fig. 1c dargestellt ist: Der Resonanzkondensator C1 treibt nun einen Strom durch die Diode D2, die Induktivität L und den Speicherkondensator C2. Damit fällt die Spannung am Resonanzkondensator C1. Der Strom durch die Induktivität L fließt nun in umgekehrter Richtung wie zuvor. Der Strom durch die Induktivität L steigt solange an, bis die Spannungen vom Resonanzkondensator C1 und dem Speicherkondensator C2 gleich groß sind. Ab diesem Moment nimmt der Strom durch die Induktivität L ab, da nun die Induktivität L den Resonanzkondensator C1 unter die Eingangsspannung entlädt. Die Spannung vom Resonanzkondensator C1 sinkt weiter ab und zwar so lange bis sie zu Null und dann negativ wird. Allerdings wird die Kondensatorspannung nicht nennenswert negativ, denn nun beginnt in Phase d, die in Fig. 1d dargestellt ist, die Body-Diode des Transistors Q1 zu leiten. Solange in der Induktivität L noch Energie gespeichert ist leitet die Body-Diode und es wird Energie von der Induktivität L in den Speicherkondensator C2 transferiert. Während dieses Vorgangs kann der Transistor wieder eingeschaltet werden. Die Ansteuerung des Gates bewirkt eine teilweise oder - wie in Fig. 2 dargestellt - vollständige Übernahme des Stroms der Body-Diode IQ1R durch den Kanal des Transistors IQ1C und letztlich beginnt der bisher beschriebene Vorgang erneut mit Phase a.
  • Diese Betriebsweise sichert einen sogenannten ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching), bei dem der Transistor immer bei einer Spannung ein- beziehungsweise ausgeschaltet wird, die im wesentlichen Null ist. Direkt vor dem Einschalten des Transistors Q1 ist dessen Body-Diode (bzw. eine zum Transistor antiparallel geschaltete Diode, die insbesondere bei der Verwendung eines Bipolartransistors zwingend erforderlich ist) leitend, so dass über dem Transistor näherungsweise keine Spannung anliegt. Beim Abschalten liegt näherungsweise ebenfalls keine Spannung über der Transistor an, da der Resonanzkondensator C1 noch entladen ist und die Spannung an C1 beziehungsweise am Transistor Q1 erst durch den Spulenstrom langsam ansteigt. Während des (ausreichend schnellen) Schaltvorgangs ist in guter Näherung die Spannung über dem Schalttransistor noch Null. Da sowohl beim Ein- wie auch beim Ausschalten des Transistors Q1 keine Spannung über diesem anliegt, entstehen auch keine Schaltverluste. Die theoretische Verlustleistung in Q1 berechnet sich zu: PQ1,loss = UQ1*IQ1. Für ZVS ist daher zwingend eine Resonanzkapazität C1 parallel zum Transistor Q1 und eine Drossel L in Reihe zu diesem erforderlich.
  • Zur Steigerung der Effizienz der Schaltung, kann die Diode D2 durch eine Anordnung zur synchronen Gleichrichtung ergänzt werden. So kann beispielsweise die Diode D2 durch einen Transistor, z.B. einen MOSFET, mit entsprechender Ansteuerschaltung ersetzt werden. Alternativ kann die Diode D2 durch eine Serienschaltung von mindestens zwei Leuchtdioden ersetzt werden.
  • Eine Regelung der in der mindestens einen Leuchtdiode D1 umgesetzten Leistung beziehungsweise des durch die Last fließenden mittleren Stromes kann im Gegensatz zum Stand der Technik bei Leuchtdiodentreibern nicht durch eine Pulsweitenmodulation erfolgen, denn sonst könnte das Schalten unter ZVS-Betrieb nicht gewährleistet werden. Stattdessen wird die Ausschaltdauer Toff des Schalters, welche sich als Summe der Zeitbereiche b bis d in Fig. 2 und 4 ergibt, konstant gehalten und die Einschaltdauer, die dem Zeitbereich a entspricht, variiert. Die Regelung besitzt die Wandlerfrequenz als Stellgröße. Ein zu geringer Laststrom, d.h. ein zu geringer Spannungsabfall am Messwiderstand RShunt, führt zu einer Reduktion der Frequenz wohingegen ein zu hoher Laststrom eine Erhöhung der Frequenz nach sich zieht. Als besonders vorteilhaft bei diesem Konzept ist im Vergleich zu anderen weich schaltenden Wandlerkonzepten der Umstand zu nennen, dass die Ausschaltdauer Toff verhältnismäßig unabhängig von der Größe der Last ist, da nur im Zeitbereich b das Lastverhalten eingeht. Dies ermöglicht einen besonders einfachen Aufbau der Ansteuerschaltung.
  • Wird eine präzise Regelung des Leuchtdiodenstroms gefordert, ist der Strom durch die mindestens eine Leuchtdiode D1 zu messen, und durch die Regelung wird entsprechend die Wanderfrequenz variiert. Das Strom-Messsignal kann beispielsweise durch einen Shunt in Reihen zur Leuchtdiode erfasst werden (nicht dargestellt). Dieses Messsignal wird tiefpassgefiltert und der Regelung als Istgröße zugeführt.
  • Soll eine konstante Leistung an der mindestens einen Leuchtdiode D1 bereitgestellt werden, ist zudem die Leuchtdiodenspannung zu messen. Die Multiplikation von Leuchtdiodenstrom und Leuchtdiodenspannung beziehungsweise der korrespondierenden nicht tiefpassgefilterten Messsignale liefert die momentane Leistung, welche tiefpassgefiltert der Regelung als Istgröße zugeführt wird.
  • Besonders hervorzuheben ist, dass die Schaltung auch ohne den Speicherkondensator C2 funktionieren würde. Allerdings würde dann die für das ZVS zwingend notwenige pendelnde Energie über den Messwiderstand RShunt die Zuleitung des Gerätes aus der Spannungsquelle Vin entnommen und in diese wieder zurückgespeist. Dies würde sich negativ auf die elektromagnetische Verträglichkeit wie auch auf den Wirkungsgrad des Leuchtdiodentreibers auswirken. Durch die besondere Anordnung des Speicherkondensators C2 parallel zur Reihenschaltung aus D1, L und Q1 gemäß Fig. 1, nimmt der Speicherkondensator C2 den Ripplestrom auf. Der Einsatz eines EMV-Filters, z.B. eines Tiefpass-Filters, am Eingang der Schaltung ist zudem möglich. Dieses EMV-Filter versorgt die Schaltung mit einem konstanten Strom. Diese Anordnung des Speicherkondensators C2 hat zudem den Vorteil, dass der Ripplestrom nicht über den Messwiderstand RShunt fließt und man folglich auf eine Tiefpass-Filterung des Messsignals vom Messwiderstand RShunt verzichten kann. Das Messignal kann direkt zur Regelung der Lastleistung bzw. des mittleren Leuchtdiodenstromes verwendet werden. Zudem entfallen die Verluste, welche durch den pulsierenden Strom im Messwiderstand RShunt entstehen würden.
  • Die Verwendung der Spannung am Messwiderstand RShunt als Messgröße zur Regelung ist besonders vorteilhaft, da dieses Signal - wie oberen bereits erwähnt - keinen hochfrequenten Ripple aufweist und zudem massebezogen ist. Dadurch ist der Schaltungsaufwand geringer, da keine "High-Side Messung" erforderlich ist.
  • Die Last, also die mindestens eine Leuchtdiode, wird in dieser ersten Ausführungsform mit einem pulsierenden Gleichstrom betrieben. Die antiparallel geschaltete Diode D2 bewirkt hierbei, dass sich der Laststrom nie umkehrt.
  • In einer bevorzugten, in den Figuren nicht dargestellten Ausführung wird zur Reduktion der maximalen Spannungsänderungsgeschwindigkeit der an der antiparallel geschalteten (Schalt-)Diode D2 anliegenden Spannung ein Kondensator parallel zur Diode D2 geschaltet. Dieser zusätzliche Kondensator, der im Folgenden als Entlastungskondensator bezeichnet wird, führt zu einer Reduktion des maximal auftretenden dU/dt über der Diode D2 und reduziert damit die in der Diode D2 auftretenden Schaltverluste. Dies ist insbesondere bei der Verwendung von PN-Dioden bzw. PiN-Dioden aus Silizium für die Diode D2 von Vorteil. Der Entlastungskondensator könnte zudem eine Reduktion der gegebenenfalls in der mindestens einen Leuchtdiode auftretenden Schaltverluste bewirken. Der Entlastungskondensator sollte einen ausreichend großen Wert besitzen um eine merkliche Reduktion der maximalen Spannungsänderungsgeschwindigkeit bewirken zu können. Andererseits sollte der Entlastungskondensator nicht zu groß bemessen werden, da sonst die Anforderungen an den Schalter Q1 nennenswert anwachsen. Letzteres betrifft insbesondere die erforderliche Schaltersperrspannung sowie den erforderlichen Schalterstrom von Q1, was zu einem im Allgemeinen kostenintensiveren Schalter Q1 führen würde. Ein guter Kompromiss liegt in einer Wahl des Entlastungskondensators im Bereich zwischen einem Hundertstel und dem Fünfzigfachen des Kapazitätswertes des Kondensators C1, bevorzugt jedoch im Bereich zwischen einem Zwanzigstel und dem Doppelten des Kapazitätswertes des Kondensators C1.
    • Zweite Ausführungsform
  • Fig. 3 zeigt eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Diese besitzt den Vorteil, dass nun ein näherungsweise konstanter Strom durch die mindestens eine Leuchtdiode fließt, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist. Insbesondere wenn die mindestens eine Leuchtdiode entfernt von der restlichen Schaltung betrieben werden soll, kann in der zweiten Ausführungsform eine einfache Einhaltung der elektromagnetischen Verträglichkeit der Schaltung gewährleistet werden. Der näherungsweise konstante Leuchtdiodenstrom wird durch die zusätzliche Glättung mittels des zweiten Speicherkondensators C3 möglich. Allerdings kann nun die Gleichricht-Eigenschaft der mindestens einen Leuchtdiode nicht mehr verwendet werden, und es ist die zusätzliche Diode D3 erforderlich. Die Schaltung gemäß Fig. 3 ist ein Gleichspannungswandler mit ZVS, der prinzipiell für beliebige Gleichspannungslasten verwendet werden kann. Eine einfache Einhaltung der elektromagnetischen Verträglichkeit der Schaltung kann insbesondere dann leicht gewährleistet werden, wenn sich der zusätzliche Speicherkondensator C3 nahe bei der restlichen Schaltung befindet.
  • In der folgenden Tabelle sind die Bauteiledimensionierungen für die erste und die zweite Ausführungsform angegeben. Ausführungsbeispiel #1 und #2 sind verschiedene Dimensionierungen der ersten Ausführungsform für unterschiedliche Ausgangsleistungen. Ausführungsbeispiele #3 und #4 sind Dimensionierungen für die zweite Ausführungsform. Die Ausführungsbeispiele sind für fünf in Reihe geschaltete Hochleistungsleuchtdioden, z.B. Dragon Leuchtdioden der Fa. Osram Opto-Semiconductors, ausgelegt.
    Ausführungsbeispiel #1 #2 #3 #4
    Dimensionierung
    L [nH] 1500 500 500 4000
    C1 [nF] 1,0 0,3 1,0 10
    C2 [nF] 100 100 100 2200
    C3 [nF] -- -- 100 2200
    D1 5 Hochleistungsleuchtdioden in Reihenschaltung
    D2 Schnelle Diode (z.B. Schottky)
    D3 -- -- analog D2
    RShunt 10mΩ 10mΩ 10mΩ 10mΩ
    Q1 N-Kanal Power-MOSFET
    Betriebsparameter
    Uin [V] 24 24 24 24
    f [MHz] 2,65 2,65 2,65 0,38
    D [%] 50 85 75 65
    PD1 [W] 8,6 26,5 21,2 18,5
    Die Eingangsspannungen sind jeweils gleich. Die unterschiedliche Leistung ergibt sich anhand unterschiedlicher Betriebsfrequenzen, Bauteildimensionierungen sowie durch den Duty Cycle D. Bei gegebener Bauteildimensionierung kann die Leistung durch Verändern der Frequenz in gewissen Grenzen eingestellt werden, wobei vorteilhafterweise der Duty Cycle D so zu wählen ist, dass sich der ZVS-Betrieb des Schalters Q1 einstellt.
  • In vier weiteren Ausführungsbeispielen #1a bis #4a werden keine Schottky-Dioden sondern Silizium-PiN-Dioden für die Dioden D2 verwendet. Alle sonstigen Dimensionierungen stimmen jedoch mit denen für die Ausführungsbeispiele #1 bis #4 gemäß der obigen Tabelle überein. Zur Reduktion der maximalen Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Dioden D2 werden jeweils Entlastungskondensatoren mit einem Zehntel des Kapazitätswertes des Kondensators C1, folglich mit 100pF, 30pF, 100pF bzw. 1nF parallel zur Diode D2 geschaltet. In den Ausführungsbeispielen #3a und #4a führt dies gleichzeitig zu einer ebenfalls vorteilhaften Reduktion der maximalen Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Diode D3.
  • Die Regelung im Fall einer Gleichspannungswandleranwendung bei der eine konstante Ausgangsspannung gefordert wird, würde Abweichungen der Spannung des zweiten Speicherkondensators C3 vom vorgegebenen Sollwert minimieren. Es könnte aber auch der Strom durch die mindestens eine Leuchtdiode D1 gemessen werden und entsprechend auf diesen geregelt werden.
  • Anstelle auf die tatsächliche Leuchtdiodenleistung zu regeln, kann in sehr vielen Anwendungen eine Regelung auf die Eingangsleistung des Leuchtdiodentreibers stattfinden. Dann genügt z.B. die Messung der Eingangsspannung Vin und des Eingangsstroms, z.B. des Stromes durch den Messwiderstand RSnunt, und die hieraus ermittelte Eingangsleistung, um gegebenenfalls unter Berücksichtigung des Wandlerwirkungsgrades die Leuchtdiodenleistung hinreichend genau zu regeln. Da es keiner direkten Messung an der Leuchtdiode bedarf, führt dies zu einem besonders kostengünstigen Treiber. Darf man zudem von einer näherungsweise konstanter Eingangsspannung Vin ausgehen, kann auch die Messung der Eingangsspannung entfallen. Ist der Wirkungsgrad des Treibers in Abhängigkeit von z.B. der Eingangsspannung Uin und der Temperatur bekannt, können diese in entsprechenden Tabellen z.B. in einem Mikrocontroller hinterlegt werden. Diese Einflussgrößen können dann von einem Mikrocontroller "herausgerechnet" werden. Der Sollwert für die Regelung wird folglich abhängig von den Einflussgrößen und damit abhängig vom aktuellen Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung entsprechend angepasst. Das beschriebene Vorgehen erfordert meistens überhaupt keinen zusätzlichen Hardware-Aufwand, da diese Einflussgrößen ohnehin vom Mikrocontroller erfasst werden: Die Eingangsspannung Uin wird wegen des Über- und Unterspannungsschutzes ohnehin erfasst. Ebenso verhält es sich mit der Temperatur der Leuchtdiode, da diese wegen des "Derating", d.h. der Reduktion der Leuchtdiodenleistung bzw. des Leuchtdiodenstroms bei Übertemperatur, ebenfalls ohnehin zu erfassen ist.

Claims (13)

  1. Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Halbleiterlichtquelle (D1) mit einem Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einem Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung an die Halbleiterlichtquelle (D1), wobei der Hauptstrompfad der Schaltungsanordnung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen liegt, und aus einer Serienschaltung eines Schalters (Q1), einer Induktivität (L) und einer Antiparallelschaltung einer ersten Diode (D2) oder Halbleiterlichtquelle und der mindestens einen Halbleiterlichtquelle (D1) besteht, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der mindestens einen Halbleiterlichtquelle (D1) ein erster Speicherkondensator (C3) angeordnet ist, und in Serie zu dieser Parallelschaltung eine zweite Diode (D3) angeordnet ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Schalter (Q1) ein Resonanzkondensator (C1) angeordnet ist, dessen Kapazität größer ist, als die effektiv wirksame parasitäre Kapazität des Schalters (Q1).
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsspannung größer ist als die Ausgangsspannung, und die Schaltungsanordnung den Schalter (Q1) zum Betrieb der mindestens einen Halbleiterlichtquelle (D1) mit hoher Frequenz taktet.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz des Schalters (Q1) größer als 80 kHz, insbesondere größer als 500kHz ist.
  5. Schaltungsanordnung einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei mehreren Halbleiterlichtquellen (D1) diese seriell verschaltet sind.
  6. Schaltungsanordnung einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Hauptstrompfad ein zweiter Speicherkondensator (C2) angeordnet ist.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass seriell zum Hauptstrompfad zusätzlich ein Strommesswiderstand (RShunt) angeordnet ist.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein Pol des Strommesswiderstandes (RShunt) an Masse angeschlossen ist, und der andere Pol des Strommesswiderstandes (RShunt) an einen Pol des ersten Speicherkondensators (C2) und an einen Pol des Schalters (Q1) angeschlossen ist.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie den Schalter (Q1) im ZVS-Modus betreibt.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie den Schalter (Q1) mit einer konstanten Ausschaltzeit und einer variablen Einschaltzeit betreibt.
  11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Entlastungskondensator vorgesehen ist.
  12. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie ausgebildet ist, die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle (D1) abgegebene Leistung über die Frequenz einzustellen.
  13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die an die mindestens eine Halbleiterlichtquelle (D1) abgegebene Leistung bei kleinerer Frequenz höher und bei größerer Frequenz niedriger ist.
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