EP1532726B1 - Schaltregler - Google Patents
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- EP1532726B1 EP1532726B1 EP04764473A EP04764473A EP1532726B1 EP 1532726 B1 EP1532726 B1 EP 1532726B1 EP 04764473 A EP04764473 A EP 04764473A EP 04764473 A EP04764473 A EP 04764473A EP 1532726 B1 EP1532726 B1 EP 1532726B1
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
Definitions
- the present invention relates to switching regulators and more particularly to switching regulators having a network of a coil, a capacitor and a diode, which are connected in a ring.
- Fig. 4 shows a known down converter with a simple switch, as shown for example in "semiconductor circuit technology" U. Tietze, CH Schenk, Springer-Verlag, 9th edition, 1989, Figure 18.37 on page 564.
- the buck converter in FIG. 4 includes a ring-like interconnect with a coil 400, a capacitor 402, and a diode 404.
- the buck converter in FIG. 4 further includes a charge switch 406 and a controller not shown in FIG configured to control the charging switch 406 so as to maintain the output voltage of the switching regulator, designated U SR in FIG. 4, at a defined level or in a range around the defined level.
- the circuit shown in Fig. 4 comprises a certain number of nodes, which are set forth below.
- a pole of an input voltage source U 0 is connected, while at a second input node 412, another potential of the input source U 0 is connected.
- the second input node 412 is typically the ground node.
- a first output node 414 is also referred to as a first output rail or positive output rail, while a second output node 414 is referred to as a first output rail or positive output rail
- Output node 416 is also referred to as a second output rail or negative output rail when the convention shown in Fig. 4 is used for the output voltage of the switching regulator U SR .
- the switch 406 is connected on the one hand between the first input node 410 and a first intermediate node 418.
- the diode 404 is connected between the first intermediate node 418 and the second input node 412 such that the anode of the diode is connected to the second input node 412, while the cathode of the diode is connected to the first intermediate node 418.
- the capacitor 402 is connected between the first output node 414 and the second output node 416. According to the configuration of the diode, coil and capacitor network shown in FIG. 4, the coil is connected between the first intermediate node 418 and the first output node 414.
- the capacitor 402 and the reactor 400 determine the ripple of the output voltage.
- the generation of the switching signal for switching the charging transistor 406 is usually carried out by a pulse width modulator and a regulator with voltage reference.
- a reference voltage which supplies a desired value, is fed to a subtractor, to which the actual output voltage U SR is also supplied as an actual value.
- the output of the subtractor is fed to a variable gain amplifier which feeds a comparator to which a signal generated by a sawtooth generator is applied.
- the output of the comparator is the control signal for the switch 406 in Fig. 4.
- the variable gain amplifier is a PI control amplifier. It increases its output signal until the difference at the output of the subtractor becomes 0, until the output voltage U SR equals the desired output voltage.
- Typical magnitudes for dimensioning the coil are in the milli-Henry range (eg, 2.7 mH), while typical values for capacitors are in the three-digit micro Farad range (eg, 100 ⁇ F) when switching frequencies in the Range of 50 kHz can be used.
- Switching regulators shown in FIG. 4 are intended to supply a suitable power supply to a subsequently connected circuit, such as an ASIC.
- the power supply usually consists of one or more constant DC voltages of, for example +5 V or ⁇ 15 V. Often this is not from the outset in the desired form available and must first by, for example, a switching regulator shown in Fig. 4, by a downstream linear regulator can be added to eliminate the ripple of the output voltage can be generated.
- On the input side of the switching regulator shown in Fig. 4 is usually a rectifier, which generates the input voltage U 0 from the AC or three-phase network (230 V or 400 V) of the electric power plants.
- the switching regulator requires a choke (the inductance 400 in FIG. 4) which is relatively expensive to manufacture. However, this has only one winding and is thus easier to manufacture than a transformer having two windings. In addition, the choke can be reduced by choosing a higher working frequency, which also works with transformers.
- the voltage supply of the controller itself is either via a separate voltage source or is generated from the input voltage, which means an additional voltage regulator and thus additional effort.
- a particular disadvantage of the switching regulator concept shown in FIG. 4 is that the signal for controlling the switch 406 has to be generated externally.
- the timing of the signal is determined by controlling the output voltage U SR by a third-party supplied regulator.
- this will then actually be applied to the switch, which may be a transistor for example, applied signal, in the case of a transistor, this will be the gate voltage of the transistor, in turn externally generated in the switching regulator, which in turn has a voltage converter to apply to the switch a control signal with the correct potential.
- the signal applied directly to the switch 406 is thus either provided externally or generated from the input voltage U 0 .
- DE 199 46 025, DE 197 00 100 C2, DE 195 07 553 A1 or DE 197 06 491 A1 disclose switching regulators which operate on the basis of the schematic diagram shown in Fig. 4, wherein depending on the embodiment, the coil 400 either between the first intermediate node 418 and the first output node 414 as shown in FIG. 4, or alternatively between the second input node 412 and the second output node 416.
- the control voltage for the switch 406, which may be implemented as a transistor, is generated by the regulator which determines the timing of the switch 406 or externally. This leads to additional circuit complexity, which means additional costs in terms of design, testing and production.
- switching regulators in particular if they are provided inside luminaires or are also designed to be fully integrated with an integrated circuit to be supplied, increase the price of the end product and, in particular, in chip applications in which the chip area is a criterion. due to the increased chip area consumption arise.
- DE 3925625 A1 discloses a clocked constant power source with high efficiency and a large input voltage range, which has a switching regulator with an electronic switch, a downstream LC screen member with storage choke and a control unit controlling the electronic switch.
- the control unit has two comparators each with a lower and an upper predetermined threshold value and a bistable switch connected to the outputs of the comparators.
- a capacitor is connected to the comparators for charging across a first resistor at the input voltage and discharging via a second resistor, wherein the sizing of the second resistor is selected such that during the discharge time of the capacitor a gap operation of the storage inductor results.
- U.S. Patent No. 5,402,056 discloses a power supply for a mobile radio in which a switch whose input is grounded through a diode is connected to a resonant circuit. The output of the switch is connected to a series inductor connected to a shunt capacitor whose output provides the output of the switching regulator, the output being connected via another switch to an internal storage battery.
- U.S. Patent No. 5,583,422 discloses a switching control system that provides a constant output voltage over a wide input voltage range.
- the input voltage may be lower or higher than the output voltage. This is accomplished by a combination of a buck converter and a boost converter, where a storage coil is configured as a pancake in multilayer technology and has a bobbin core.
- the object of the present invention is to provide a switching regulator concept that is cheaper to manufacture.
- This object is achieved by a switching regulator according to claim 1 or a method for controlling a startup of a switching regulator according to claim 18.
- the present invention is based on the finding that the signal for driving the switch from the output of the switching regulator, that of the switching regulator derived useful signal is derived.
- the potential is tapped according to the invention on an output rail and delivered either directly or acted upon with a voltage drop to the switch to close the switch, for example. If the switch is to be opened, this is achieved by applying the potential at the other output rail, for example the negative output rail, either directly or with a voltage drop to the control input of the switch. Switching from one output rail to the other output rail according to the invention by a switch with a control input, which is controlled by the timing signal of the controller for determining the opening and closing times of the charging switch.
- the present invention is advantageous in that the controller that determines the switch timing need not generate a particular voltage having a particular voltage value in order to open or otherwise close the switch. Furthermore, no such potential has to be generated externally.
- the potentials on the first and the second output rail which are present anyway in the switching regulator are used instead in order to either open or close the switch with the one potential which differs from the potential at the other output rail by the output voltage to be regulated , Since the potential difference of these two potentials is typically large enough, in particular when a transistor is used as a switch, no particularly complex dimensioning of the transistor must be operated, since it is sufficient if the transistor is designed such that it has the one potential closes at its control entrance and with the other Potential is open at its control input.
- a transistor switch need not be extra sized because there are a great many transistors conducting at the one potential at the control input and disable other potential at the control input.
- Another advantage of the present invention is that no external circuitry that requires power is needed because the power to control the switch is pulled directly from the switching regulator output voltage.
- the variant according to the invention is advantageous in that the switching regulator output voltage is almost always smaller than the input voltage, with smaller voltages being handled overall with less expensive elements can be used as larger voltages, which is especially true for the switch between the one and the other output rail.
- the present invention is also advantageous in that it does not affect the internal concept of the switching regulator, that is the interaction of the diode, the coil and the charging capacitor or filter capacitor, in that the functionality would have to be modified in order to equip a known switching regulator principle with the changeover switch according to the invention ,
- the inventive concept for generating the switching signal for the charging switch is compatible with known switching regulator concepts, which, in turn, saves time and money, as well as familiar concepts can be used.
- Another advantage of the present invention is that the inventive concept can be combined with a self-powered control, since it does not need its own supply. So it is at startup of the switching regulator, so when the input voltage is turned on, first for the startup process itself up to a certain threshold, which is determined by the charging switch, irrelevant in which position the switch is.
- the switching regulator according to the invention will always start up, regardless of whether the changeover switch is connected to the positive or the negative output rail at the time of application of the input voltage. Thus, no measures must be taken for the startup with respect to the switch for applying the potential of an output rail to the control input of the switch. Instead, the switching regulator according to the invention always runs up in a defined manner.
- the present invention is also advantageous in that the input voltage of the circuit is limited only by the voltage-resistance of the three elements switch, flywheel diode and coil. Further the switching regulator itself is self-powered and runs up in a defined manner as it has been done.
- Fig. 1 shows a switching regulator according to the invention for generating a regulated output voltage U SR using an input voltage U 0 , which is shown for clarity as a voltage source U 0 10, which is connected in series with an internal resistance R i 12.
- an on / off switch 14 When an on / off switch 14 is operated, lies between a first Input node 110 and a second input node 112 to a voltage.
- a controllable switch 106 and a network 101 which is a typical switching regulator network with a coil, a capacitor and a diode, are connected in series, as it were, in series.
- switching regulator networks 101 also have a shunt resistor to provide a current path with a defined ohmic resistance.
- the output voltage which is controlled by the switching regulator according to the invention shown in Fig. 1, is located between a first output rail, which is also referred to as a positive output rail and is identical to the first output node 114, and a second output rail, which is also referred to as a negative output rail and identical to the second output node 116.
- the positive output rail 114 can be brought to a first (positive) potential
- the negative output rail 116 can be brought to a second potential which is smaller than the first potential.
- the network 101 having a coil, a capacitor, and a diode, has, in particular, switched the diode to be coupled to the positive output rail when the coil is coupled to the negative output rail or to be coupled to the negative output rail when the coil is coupled to the positive output rail.
- the diode will thus be coupled to an output rail, either the positive output rail 114 or the negative output rail 116.
- the switch 106 shown in FIG. 1 is also referred to as a charging switch since it is provided for charging the capacitor in the network 101. In particular, it is connected in series with the diode.
- the charging switch further comprises a control input 107, via which the charging switch 106 can be closed, which means that the input voltage does not drop at the charging switch, but at the network 101. If the switch is opened, the input voltage drops across the switch, the network 101 is thus (apart from transient states) not charged with the input voltage.
- the network 101 further comprises a capacitor, which is also referred to as a filter capacitor and is connected in such a way that the regulated output voltage can be tapped off at the capacitor.
- An essential part of the network 101 is also the inductance, which is also referred to below as a coil, which is coupled on the one hand with the diode and on the other hand with the capacitor.
- the switching regulator shown in FIG. 1 further comprises a switching device 109 which is controllable, depending on a switching control signal provided by a controller 111, either the first output rail 114 or the second output rail 116 via a coupling device 113 to the control input 107 to couple the charging switch.
- the charging switch 106 is formed such that it is closed due to a potential at an output rail, and is opened due to a potential at the other output rail.
- the charging switch 106 is designed as a self-conducting or normally-off NMOS transistor. In this case, the charging switch 106 is closed (turned on) by the potential at the positive output rail while being opened (idled) by the potential at the negative output rail.
- the coil 100 and optionally the shunt resistor 101 will be connected between the nodes 118 and 114 and the nodes 112 and 116 will be shorted. and that the potential on the negative output rail is used to open the switch while the potential on the positive output rail 114 is used to close the switch 106, ie, to bring it into idle mode.
- a corresponding circuit is shown in Fig. 3b.
- the controller 111 will include a controller which may be of any configuration as long as it outputs a signal that causes the output voltage U SR to have a defined desired timing by opening and closing the charging switch 106.
- the controller 111 will operate to ensure an output voltage with an average at the output 114, 116 of the network 101, regardless of which load is on or what current is drawing a load.
- the time course of the voltage U SR will typically be a voltage waveform with some ripple around an average.
- the ripple can be brought into predetermined tolerance ranges by dimensioning coil and capacitor, in many cases, a signal having a ripple around an average is already sufficient, especially if the requirements for the switching regulator output signal, ie the voltage U SR , are not as high as, for example, for a lamp or the like .
- the switching regulator as shown in Fig. 1 is integrated on a substrate together with an integrated circuit to be supplied by it, it will be supplemented by a linear regulator downstream of the output 114, 116 of the switching regulator to meet requirements for a voltage U SR that exceed the capabilities of the switching regulator shown in Fig. 1, to provide a reasonable output an output signal U SR with appropriate specification.
- the on / off control is performed such that when the controller 111 determines that the charging switch is to be opened, the changeover switch 109 is connected to the output rail associated with the opening of the charging switch 106, for example 116 in FIG when the charging switch 106 is to be closed because the capacitor in the network 101 is to be recharged, the controller 111 activates the switch 109 to now couple the potential of the upper output rail 114 to the control input 107 of the charging switch 106.
- FIG. 2 a shows a preferred embodiment of the present invention in which the coil 100 is connected to the diode 104 and the filter capacitor 102.
- the coil 100 no longer, as in FIG. 4, is connected to the cathode of FIG Diode 104 is connected, but is connected to the anode of the diode 104.
- the positive output rail 114 now coincides with the intermediate node 118, via which the charging switch 106 is connected to the diode 104, with the output node 114, ie the first output rail.
- a shunt resistor R Sh 101 is shown in Fig. 2a, which is connected between the coil 100 and the negative output rail 116.
- a node 103 between the shunt resistor 101 and the coil 100 is also referred to as a lower intermediate node.
- the charge switch 106 is designed as a self-blocking NMOS transistor whose drain D is connected to the first input node 110 and whose source S is first short-circuited to a bulk terminal B of the transistor and whose source S further directly coupled to the positive output node 114, so the positive output rail.
- the coupling device 113 of Fig. 1 comprises wherein in Fig. 2a embodiment shown a Zener diode D Z 113a, a parallel-connected capacitor C Z 113b and a ballast resistor R Z 113c.
- the ballast resistor serves to provide power to the parallel connection of the capacitor 113b and the diode 113a via the first input node 110 forming a voltage dropping device, as will be explained later.
- Fig. 2b shows alternatives for the bias resistor to produce the voltage drop in front of the zener diode.
- a current source can be shown for the two alternatives in the middle and on the right in FIG. 2b or any other source of bias.
- the transient characteristics of the storage elements coil L and capacitor C s are important, since the switching regulator, as shown in FIG. 2 a, regulates the output voltage by constant on / off. Turning off the charging switch 106 reached.
- a coil is characterized in that the voltage dropped across the coil is equal to the time derivative of the current flowing through the coil. Accordingly, a capacitor is characterized in that the current flowing through the capacitor is proportional to the time derivative of the voltage across the capacitor.
- the voltage applied to the coil can jump, but that the current through the coil can not jump. Therefore, if a coil is turned on, so a DC voltage is applied (via a source internal resistance) to the coil, the voltage across the coil abruptly increases to the value of the applied DC voltage and then drops exponentially. At the same time, the current through the coil begins to increase slowly from its original value 0 until it eventually reaches a value equal to the quotient of the applied voltage and the internal resistance of the source. When this stationary time is reached, the voltage dropped across the coil has also become zero.
- the elements coil and capacitor thus differ in that the current can jump through the capacitor while the voltage on the coil can jump.
- the voltage across the capacitor can not jump.
- a coil through which a current flows is switched off, it is again important how the coil is switched off. If a current flows through a coil, there is a magnetic field in which energy is stored. If a coil is separated from the source by that between source and coil is an open circuit, so the current through the coil would suddenly brought to 0. However, the stored energy in the magnetic field of the coil must be able to drain. Therefore, turning off a coil by creating an open circuit between the source and the coil results in a high voltage spike, which causes the switch to form an arc that allows the energy stored in the magnetic field to flow to the source. For this reason, to avoid the theoretically infinite voltage spikes that would be destructive, a coil is discharged through a resistor, diode, or capacitor. This leads to a spike with reduced height. If a coil is switched off, the voltage arrow and the current arrow point in different directions again. The coil thus works as a generator.
- the coil is connected in series with a capacitor, so at the turn-on, so when a voltage of 0 is changed to a voltage with a certain DC value, the capacitor is on Short circuit and the coil is idling.
- the entire voltage is initially applied to the coil and then decreases with increasing current through the series resonant circuit of coil and capacitor.
- the coil still generates a current that continues to flow for some time until the energy stored in the coil (or the energy stored in the capacitor) has drained away.
- the current through the coil 100 is equal to the current delivered to the load connected between the positive output rail 114 and the negative output rail 116.
- the switch 106 at the time the switch 106 is turned on, the full voltage is applied to the diode 104 and, as stated above, the voltage on the capacitor can not jump but can jump on the coil simultaneously with the switch-on time, the potential of the positive and negative output bus 116 is also increased.
- the choke feeds the capacitor via the freewheeling diode.
- the inductor current is greater than the load current, the voltage on the capacitor increases. The more energy that now passes from the throttle to the capacitor, the smaller the inductor current. Eventually, the inductor current will be smaller than the load current and from this point on, the voltage across the capacitor will drop.
- the switch In order to avoid an excessive drop in the voltage, the switch must be turned on again, so that the inductor current increases again. However, the inductor current at the time of switching on is still lower than the load current, so that the voltage at the capacitor initially continues to decrease. With a conductive switch, however, the inductor current now increases again and eventually becomes larger again than the load current. From this point the voltage on the capacitor increases again. Now, if the current through the throttle is too large, then the switch is disabled again, and the current through the throttle is again lower. The cycle starts all over again.
- the full input voltage is applied to the reactor 100, whereby a current begins to flow through the reactor 100, which thus also charges the capacitor 102. If the resulting voltage across the capacitor 102 is high enough, then the controller 111 will operate the switch 109 such that it is no longer connected to the positive output rail 114 but to the negative output rail 116. This will cause the transistor 106 to turn off and no more current from the source 10, 12 to flow into the coil, diode, and capacitor network. This results in the coil acting as a generator to the extent that the potential at node 103 drops and the coil provides a current that continues to charge capacitor 102 through diode 104, so that after turning off the switch, the voltage U SR is still rises a bit further.
- the controller will again actuate the switch 109 to be connected to the negative output rail 116, so that the transistor 107 is turned off, which in turn causes the voltage to rise somewhat further due to the presence of the coil in the coil the capacitor) which leads to a current through the diode 104 and into the positive node 114.
- the switch 106 shown in Fig. 2a is designed in this embodiment as a self-blocking NMOS transistor.
- NMOS transistors conduct when the voltage between the gate, so the control terminal 107 and the source is greater than a possibly existing threshold voltage.
- the coupling device 113 of FIG. 1 comprises the elements ballast resistor 113c, parallel capacitor 113b and Zener diode 113a shown in FIG. 2a.
- the zener diode 113a is configured to operate as a voltage source from a certain breakdown voltage that is fixedly configured, which means in other words, that at the parallel circuit of capacitor 113b and diode 113a, the breakdown voltage U .through the zener diode is always determined z falls off.
- 109 is connected to the positive rail 114 of the switch, the drop across the Zener diode voltage U z is directly between the gate and the source of the transistor on.
- the control input 107 of the transistor is thus coupled to the positive output rail via the parallel circuit of capacitor and zener diode, to the effect that the transistor becomes conductive.
- the breakdown voltage determined by the Zener diode is greater than the threshold voltage of the transistor.
- this requirement is readily met because transistor threshold voltages are typically not very large and Zener diodes with different defined breakdown voltages are present.
- the Zener diode only has to be tuned very loosely to the transistor since the value of the breakdown voltage of the Zener diode only has to be greater than the threshold voltage U th of the transistor.
- the inventive concept is therefore particularly advantageous in that the reject rate and thus the cost of the final product can be kept low.
- the controller determines that the switch 105 is to be turned off again, it controls the changeover switch 109 so that it is connected to the negative output rail. As a result, the potential at the gate 107 of the transistor becomes smaller by U SR than in the switched-on state. This will lock the transistor.
- a particular advantage of the circuit according to the invention shown in Fig. 2a is that a defined start-up of the circuit is ensured. For the defined start it is particularly irrelevant, at first, whether the changeover switch 109 at the time of switching on with the positive output rail 114 or the negative output rail 116 is connected.
- the switch 109 is implemented as a multiplexer of transistors or as an inverter, it is undefined whether the switch 109 is connected to the upper rail 114 or the lower rail 116, if it is assumed that the entire circuit shown in FIG. 2a circuit was in a de-energized state, so that all potentials in the circuit are at the value 0.
- the capacitor 113b also charges on the series resistor R Z on.
- the potential at node 118 which determines the source potential of the transistor is not initially brought out of its 0 value, since no charge of the capacitor 102, through which the potential 118 could be raised, takes place, since the switch 109 with the negative rail 116 is connected.
- the gate-source voltage rises from a value of 0 at the time of turn-on of the source 10, 12 by operating the switch 14 in FIG. 1 to a value equal to the threshold voltage of the transistor.
- the drain-source path of this switch 106 becomes conductive, and the capacitor C S is charged (regardless of the position of the switch 109).
- the charging current for the capacitor 102 (C S ) flows simultaneously via the coil 100 to the ground 112. This leads directly to the fact that the output voltage U SR increases due to the increase of the potential at the positive output rail 114 against the potential at the negative output rail 116. This charging process continues until the voltage across the capacitor C S reaches the voltage at the Zener diode minus the threshold voltage of the switch 106.
- this "remaining value" of the output voltage U SR is relatively freely selectable.
- the Zener diode is dimensioned so that U SR becomes so large (in the "unfavorable case", the changeover switch 109 is connected to the negative rail 116 for startup) that the controller 111, preferably of U SR is supplied, already can work.
- the voltage U SR is thus made so large by dimensioning the Zener diode (and the threshold voltage) that when this voltage is applied to the controller, the states at the nodes in the controller are already defined.
- the controller will therefore detect a value U SR and compare it to a limit. Once the controller determines that U SR has reached the predetermined state at power-up, the controller 111 operates to ensure that the switch 109 is connected to the positive rail 114. If this was already the case during startup, the controller 111 does not change the changeover switch 109 here. If this was not the case, however, so at the time of starting the switch 109, as shown in Fig. 2a, connected to the negative rail 116, the controller will control the switch 109 such that now no longer the negative rail 116 at the control terminal 107 is coupled, but that the positive rail 114 is coupled to the control input 107. This is the potential of the positive output rail at the anode of the Zener diode.
- the voltage at the filter capacitor C S 102 continues to increase due to the charging current flowing through the charging switch 106 until a desired output voltage is applied to C S.
- the changeover switch 109 is switched back and forth by the controller 111 to turn the switch T on and off, and thereby the output voltage U SR according to voltage and current demand of a load (in Fig. 2a not shown).
- the circuit shown in Fig. 2a is thus particularly advantageous in that it starts up in a defined manner, wherein it is irrelevant at the time of startup, in which position the switch 109 is. Furthermore, it is preferred to dimension the controller 111 such that it already operates in a defined manner when the output voltage is equal to the zener diode voltage U Z minus the threshold voltage of the transistor 107. Thus, the startup process can be continued defined without own supply for the controller 111. This leads in particular to a low-cost circuit, since no special start-up measures must be taken, except to ensure that the changeover switch 109 is connected to the positive rail 114. After no special measures are required and in particular voltage checks with regard to the control 111, etc. must be performed, the boot-up process takes place very quickly.
- the voltage increase is dimensioned very rapidly by appropriate dimensioning of the resistor 113c and of the capacitor 113b can be.
- the resistor 113c it is anyway preferred to dimension the resistor 113c relatively large, so that the power loss generated by it does not come in significant orders of magnitude.
- the capacitor C Z which anyway only serves to stabilize the Zener diode 113a or to its (small) junction capacitance, so that it is quickly charged to the voltage U Z. The startup thus takes place in such a way that no time constants would have to be taken into account, which would significantly slow down the startup of the switching regulator.
- FIG. 3a shows an alternative embodiment, which differs from FIG. 2a in that the transistor T 106 is now a self-conducting NMOS transistor, and that the coupling device 113 of FIG. 1, which in FIG. 2 a is represented by the elements 113 a, 113b, 113c was realized in Fig. 3a by a simple coupling 113d. While in Fig. 2a, the potential at the first output rail or the second output rail has been acted upon by the coupling device 113 with a voltage drop, in Fig. 3a, the potential at the first output rail 114 or the second output rail 116 by a simple connection directly with the Control terminal 107 of the switch 106 coupled.
- Transistor 106 is implemented as a normally-on n-channel MOSFET or n-channel JFET. The wiring of the transistor forming the charging switch 106 with respect to drain and source is identical to the case of Fig. 2a.
- the threshold voltage of the transistor U Th is dimensioned to be equal to the Z voltage of the Zener diode minus the threshold voltage of the normally-off MOSFET in the first case for the output voltage U SR to reach such a value in the startup process , by which the controller 111 is already operable to be able to control the switch 109 at a certain time of the start-up process in such a way that it is connected to the positive rail 114 in a defined manner.
- Threshold voltages in self-conducting NMOS transistors or N-JFET transistors are defined as defining a negative voltage between the gate and source of the transistor at which transistor 106 is blocking. Voltages that are higher than the negative threshold voltage will then cause the transistor to conduct, while voltages even more negative than the threshold voltage will cause the transistor to turn off.
- the changeover switch 109 which may again be designed so that its initial state is undefined, be connected to the positive rail 114, the charging process would continue to be continued because the gate and source of the transistor are short-circuited, such that U GS is the same 0 V is what always means a conductive state between drain and source in the normally-on transistor. If, on the other hand, the changeover switch 109 were to be connected to the negative rail, the state of charge would cease at some point since the source potential, that is to say the potential of the positive rail 114, continues to increase. If the source potential is greater than the threshold voltage, the transistor is closed and the output voltage U SR no longer increases.
- the threshold voltage of the transistor 106 is selected such that an output voltage U SR then present at the output is already sufficiently high to allow the controller 111, which is supplied with the voltage U SR , to operate in a defined manner. so that it then separates the switch 109 from the negative rail 116 and connects to the positive rail 114, so that the transistor is opened again, so that the charging of the capacitor 102 can be continued until the controller 111 goes into normal operation and a Switch control due an actual desired output voltage U SR makes.
- the boot-up process in FIG. 3a is thus such that initially the switch T is conducting.
- the capacitor 102 is charged via the switch T and the inductor L until the voltage across the capacitor C s reaches the threshold voltage of the switch T (when the switch 109 is connected to the negative rail 116) was).
- the voltage at the output of the circuit U SR is already so large that a controlled operation of the regulator is guaranteed.
- the voltage continues to increase at C S until the desired output voltage is applied to C S.
- the switch T is turned on and off, whereby the output voltage U SR is controlled.
- the controller 111 or the threshold voltage or the threshold voltage and the Zener diode voltage are dimensioned such that the output voltage U SR , which is reached "automatically", is already slightly higher than the voltage at which the controller 111 operates defined,
- the controller 111 may also be configured to immediately, if it can work defined, so if the input voltage is sufficiently large, the switch 109 upwards, so put on the positive output rail.
- the switching time is not limited to the fact that always the maximum automatically achievable output voltage must be present in order to switch the switch. Instead, it is necessary that at some point in the startup process it is ensured that the changeover switch is connected to the positive output rail 114.
- the coil is not coupled, as in FIG. 4, to the cathode of the diode but to the anode.
- This has the advantage that, when the switch 109 is connected to the positive rail 114, the potential generated between the gate and source of the transistor is not affected by the transient characteristics of the coil.
- the coil may also be coupled to the diode on the cathode side such that the switching device 109, when connecting the positive rail to the transistor gate 107, effectively couples or short-circuits the coil to the gate of the transistor or via one Voltage drop device indirectly coupled.
- An arrangement of the coil on the anode side to the diode further has the advantage that then limits the input voltage of the circuit only by the dielectric strength of the three elements switch, diode and throttle.
- the switching regulator itself is self-powered and runs up in a defined manner. The jumping of the common mode potential of the output voltage between the positive and negative rails of the input voltage depending on the state of the switch T is not of primary importance to the load, since it does not notice this jumping because the load only the potential difference between the upper output rail and the lower output rail experiences, but not the "absolute" potential of the positive output rail or the negative output rail for themselves.
- the starting time itself is defined by the sizing of R Z and C Z , the inductance of the inductor L and the capacitance of the filter capacitor C s . An additional start-up delay to ensure the voltage supply of the regulator is not needed.
- the input voltage range which is usually limited to an input voltage ratio of U E, max / U E, min ⁇ 5: 1, can be increased to at least 50: 1, as long as possible the dielectric strength of the diode, the coil and the switch is carried accordingly, since these elements are acted upon by the input voltage.
- neither the capacitor nor the switch nor the controller are subjected to such high voltages, so that for these elements, the maximum input voltage need not be taken into account, which in turn leads to a cheaper and more flexible Druckreglerbuck according to the present invention.
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Description
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schaltregler und insbesondere auf Schaltregler mit einem Netzwerk aus einer Spule, einem Kondensator und einer Diode, die ringartig verschaltet sind.
- Fig. 4 zeigt einen bekannten Abwärts-Wandler mit einem einfachen Schalter, wie er beispielsweise in "Halbleiterschaltungstechnik" U. Tietze, C.H. Schenk, Springer-Verlag, 9. Auflage, 1989, Abbildung 18.37 auf Seite 564 gezeigt ist. Der Abwärts-Wandler in Fig. 4 umfasst eine ringartige Verschaltung mit einer Spule 400, einem Kondensator 402 und einer Diode 404. Der Abwärts-Wandler bzw. Schaltregler in Fig. 4 umfasst ferner einen Ladeschalter 406 sowie eine in Fig. 4 nicht gezeigte Steuerung, die ausgebildet ist, um den Ladeschalter 406 so zu steuern, dass die Ausgangsspannung des Schaltreglers, die in Fig. 4 mit USR bezeichnet ist, auf einem definierten Niveau zu halten bzw. in einem Bereich um das definierte Niveau herum zu halten.
- Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung umfasst eine bestimmte Anzahl von Knoten, die nachfolgend dargelegt werden. An einem ersten Eingangsknoten 410 der Schaltung wird ein Pol einer Eingangsspannungsquelle U0 angeschlossen, während an einem zweiten Eingangsknoten 412 ein anderes Potential der Eingangsquelle U0 angeschlossen wird. Der zweite Eingangsknoten 412 ist typischerweise der Masseknoten. Ein erster Ausgangsknoten 414 wird auch als erste Ausgangsschiene oder positive Ausgangsschiene bezeichnet, während ein zweiter Ausgangsknoten 416 auch als zweite Ausgangsschiene bzw. negative Ausgangsschiene bezeichnet wird, wenn die in Fig. 4 gezeigte Konvention für die Ausgangsspannung des Schaltreglers USR verwendet wird. Der Schalter 406 ist einerseits zwischen den ersten Eingangsknoten 410 und einen ersten Zwischenknoten 418 geschaltet. Ferner ist die Diode 404 so zwischen den ersten Zwischenknoten 418 und den zweiten Eingangsknoten 412 geschaltet, dass die Anode der Diode mit dem zweiten Eingangsknoten 412 verbunden ist, während die Kathode der Diode mit dem ersten Zwischenknoten 418 verbunden ist. Ferner ist, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, der Kondensator 402 zwischen den ersten Ausgangsknoten 414 und den zweiten Ausgangsknoten 416 geschaltet. Gemäß der in Fig. 4 gezeigten Konfiguration des Netzwerkes aus Diode, Spule und Kondensator ist die Spule zwischen den ersten Zwischenknoten 418 und den ersten Ausgangsknoten 414 geschaltet.
- Nachfolgend wird auf die Funktionalität der in Fig. 4 gezeigten Schaltung eingegangen. So lange der Schalter 406 geschlossen ist, wird UD gleich der negativen Eingangsspannung U0. Wenn er sich öffnet, behält der Drosselstrom IL seine Richtung bei, und UD sinkt betragsmäßig ab, bis die Diode leitend wird, also ungefähr auf 0-Potential. Der zeitliche Verlauf des Spulenstroms ergibt sich aus dem Induktionsgesetz, gemäß dem die Spannung an der Spule gleich dem Produkt aus der Induktivität L der Spule und der Ableitung des Spulenstroms nach der Zeit ist. Während der Einschaltzeit, also wenn die Eingangsspannung U0 an der Diode 404 anliegt, liegt an der Drossel die Spannung U0 - USR an. Während der Ausschaltzeit taus des Schalters 406 liegt an der Drossel die Spannung UL = -USR an. Daraus ergibt sich eine betragsmäßige Stromänderung ΔIL, die folgendermaßen gegeben ist:
-
- In der vorstehenden Gleichung ist T = tein + taus = 1/F die Schwingungsdauer, und p = tein/T ist das sogenannte Tastverhältnis. Es ist zu sehen, dass sich als Ausgangsspannung erwartungsgemäß der arithmetische Mittelwert von UD ergibt. Typischerweise wird die Induktivität L der Spule 400 so gewählt, dass ein Minimalstrom nicht unterschritten wird, wie es in der Technik bekannt ist. Ferner ist bekannt, dass mit Erhöhung der Taktfrequenz die Induktivität verkleinert werden kann. Ferner steigt bei zu hohen Frequenzen der Aufwand für den Schalttransistor und die Ansteuerschaltung. Außerdem nehmen dynamische Schaltverluste proportional zur Frequenz zu.
- Der Kondensator 402 und die Drossel 400 bestimmen die Welligkeit der Ausgangsspannung. Die Erzeugung des Schaltsignals zum Schalten des Lade-Transistors 406 erfolgt üblicherweise durch einen Impulsbreitenmodulator und einen Regler mit Spannungsreferenz. Im einzelnen wird eine Referenzspannung, die einen Sollwert liefert, einem Subtrahierer zugeführt, dem auch die aktuelle Ausgangsspannung USR als Ist-Wert zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Subtrahierers wird einem Regelverstärker zugeführt, der einen Komparator speist, in den andererseits ein von einem Sägezahngenerator erzeugtes Signal zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Komparators ist das Steuersignal für den Schalter 406 in Fig. 4. Typischerweise ist der Regelverstärker ein PI-Regelverstärker. Er erhöht sein Ausgangssignal so lange, bis die Differenz am Ausgang des Subtrahierers zu 0 wird, bis also die Ausgangsspannung USR gleich der Soll-Ausgangsspannung ist. Typische Größenordnungen für die Dimensionierung der Spule sind im Milli-Henry-Bereich (z. B. 2,7 mH), während typische Werte für Kondensatoren im dreistelligen Mikro-Farad-Bereich (z. B. 100 µF) liegen, wenn Schaltfrequenzen im Bereich von 50 kHz verwendet werden.
- In Fig. 4 gezeigte Schaltregler sollen eine geeignete Spannungsversorgung an eine nachfolgend angeschlossene Schaltung, wie beispielsweise einen ASIC, liefern. Die Spannungsversorgung besteht in der Regel aus einer oder mehreren konstanten Gleichspannungen von beispielsweise +5 V oder ±15 V. Oft steht diese nicht von vorneherein in der gewünschten Form zur Verfügung und muss erst durch beispielsweise einen in Fig. 4 gezeigten Schaltregler, der durch einen nachgeschalteten Linearregler ergänzt werden kann, um die Welligkeit der Ausgangsspannung zu beseitigen, erzeugt werden. Eingangsseitig an dem in Fig. 4 gezeigten Schaltregler liegt üblicherweise ein Gleichrichter vor, der aus dem Wechsel- bzw. Drehstromnetz (230 V bzw. 400 V) der E-lektrizitätswerke die Eingangsspannung U0 erzeugt.
- So existieren abweichend von dem in Fig. 4 gezeigten Schaltregler auch andere Regler mit einem Transformator, einem Gleichrichter, einem Glättungs-Kondensator und eventuell einem Linearregler zur Spannungs-Stabilisierung. Allerdings ist der Transformator aufwendig herzustellen und damit teuer. Ferner benötigt er viel Platz. Ein weiterer Nachteil des Transformators besteht in seinem frequenzabhängigen Arbeitsbereich. Dieser ist z. B. auf die Netzfrequenz von 50 Hz bzw. 60 Hz eingeschränkt. Weicht die Frequenz ab, dann hat dies auch eine Abweichung der Ausgangsspannung des Transformators zur Folge. Bei einer Gleichspannung am Eingang funktioniert die Spannungs-Übertragung nicht.
- Läßt man den Transformator weg und verwendet nur Gleichrichter, Glättungskondensator und einen Linearregler, dann geht viel Energie in Form von Wärme verloren. Außerdem muss dann für eine ausreichende Kühlung des Linearreglers gesorgt werden, die wiederum sehr aufwendig ist und Platz braucht. Dies alles wird dadurch umgangen, wenn man, wie es anhand von Fig. 4 dargestellt worden ist, anstelle des Linearreglers einen Schaltregler verwendet. Durch den deutlich besseren Wirkungsgrad geht wenig Energie in Form von Wärme verloren und folglich ist der Aufwand für die Kühlung deutlich geringer. Der Schaltregler benötigt, wie es ausgeführt worden ist, eine Drossel (die Induktivität 400 in Fig. 4), die relativ aufwendig in der Herstellung ist. Diese hat jedoch nur eine Wicklung und ist damit einfacher herzustellen als ein Transformator, der zwei Wicklungen besitzt. Außerdem kann die Drossel durch Wahl einer höheren Arbeits-Frequenz verkleinert werden, was auch bei Transformatoren funktioniert.
- Viele bekannte Schalt-Netzteile, so auch das in Fig. 4 gezeigte Schaltnetzteil sind in bestimmter Hinsicht problematisch. Üblicherweise ist der Eingangsspannungs-Bereich auf ein Verhältnis von UE,max/UE,min ≤ 5 beschränkt, was aus den Katalogen verschiedener Hersteller zu sehen ist. Dieser Bereich ist für manche Anwendungen zu gering und sollte erhöht werden, und zwar auf ein Verhältnis von z. B. 20:1.
- Die Spannungsversorgung des Reglers selbst erfolgt entweder über eine separate Spannungsquelle oder wird aus der Eingangsspannung erzeugt, was einen zusätzlichen Spannungsregler und damit zusätzlichen Aufwand bedeutet.
- Ferner wird für einen flexiblen Einsatz angestrebt, die Eingangsspannung deutlich größer wählen zu können, als die maximale zulässige Betriebsspannung des Reglers selbst, ohne dass zusätzliche Spannungs-Regler für die Erzeugung dieser Betriebsspannung verwendet werden.
- Außerdem sollte bei Anlegen der Eingangsspannung ein möglichst schnelles, kontrolliertes Anlaufen des Schaltreglers gewährleistet sein. Insbesondere für zeitkritische Anwendungen sollte diese sogenannte Anlauf-Verzögerung so klein als möglich sein.
- Insbesondere nachteilig an dem in Fig. 4 gezeigten Schaltreglerkonzept ist, dass das Signal zum Steuern des Schalters 406 extern erzeugt werden muss. So wird einerseits das Timing des Signals durch Regelung der Ausgangsspannung USR durch einen fremd-versorgten Regler ermittelt. Des weiteren wird das dann tatsächlich an den Schalter, der beispielsweise ein Transistor sein kann, angelegte Signal, im Falle eines Transistors wird dies die Gate-Spannung des Transistors sein, wiederum extern in dem Schaltregler erzeugt, was wiederum einen Spannungs-Umsetzer zur Folge hat, um an den Schalter ein Steuersignal mit dem richtigen Potential anzulegen. Wie es ausgeführt worden ist, wird das direkt an den Schalter 406 angelegte Signal somit entweder extern bereitgestellt oder aus der Eingangsspannung U0 erzeugt.
- Die DE 199 46 025, die DE 197 00 100 C2, die DE 195 07 553 A1 oder die DE 197 06 491 A1 offenbaren Schaltregler, die auf der Basis des in Fig. 4 gezeigten Prinzipschaltbilds arbeiten, wobei je nach Ausführungsform die Spule 400 entweder zwischen dem ersten Zwischenknoten 418 und dem ersten Ausgangsknoten 414, wie in Fig. 4 gezeigt, angeordnet ist, oder alternativ zwischen dem zweiten Eingangsknoten 412 und dem zweiten Ausgangsknoten 416 angeordnet ist. Die Steuerspannung für den Schalter 406, der als Transistor ausgeführt sein kann, wird von dem Regler, der das Timing des Schalters 406 bestimmt, oder extern erzeugt. Dies führt zu zusätzlichem Schaltungsaufwand, der im Hinblick auf den Entwurf, das Testen und die Herstellung zusätzliche Kosten bedeutet. Zusätzliche Kosten sind insbesondere deswegen nachteilhaft, da Schaltregler insbesondere, wenn sie innerhalb von Leuchten vorgesehen sind oder aber auch voll integriert mit einer zu versorgenden integrierten Schaltung ausgeführt sind, den Preis des Endprodukts erhöhen und insbesondere bei Chipanwendungen, bei denen die Chipfläche ein Kriterium ist, aufgrund des erhöhten Chipflächen-Verbrauchs entstehen.
- Die DE 3925625 A1 offenbart eine getaktete Konstantleistungsquelle mit hohem Wirkungsgrad und großem Eingangsspannungsbereich, die einen Schaltregler mit einem elektronischen Schalter, einem nachgeschalteten LC-Siebglied mit Speicherdrossel und eine den elektronischen Schalter steuernde Steuereinheit aufweist. Die Steuereinheit hat zwei Komparatoren mit jeweils einem unteren und einem oberen vorgegebenen Schwellenwert und einen mit den Ausgängen der Komparatoren verbundenen bistabilen Schalter. Ein Kondensator ist mit den Komparatoren so verbunden, dass er sich über einen ersten an der Eingangsspannung liegenden Widerstand auflädt und über einen zweiten Widerstand entlädt, wobei die Dimensionierung des zweiten Widerstands so gewählt ist, dass sich während der Entladezeit des Kondensators ein lückender Betrieb der Speicherdrossel ergibt.
- Das US-Patent Nr. 5,402,056 offenbart eine Leistungsversorgung für ein mobiles Funkgerät, bei dem ein Schalter, dessen Eingang über eine Diode auf Masse gelegt ist, mit einer Schwingschaltung verbunden ist. Der Ausgang des Schalters ist mit einer Serieninduktivität verbunden, die mit einer Parallelkapazität verbunden ist, deren Ausgang das Ausgangssignal des Schaltreglers liefert, wobei der Ausgang über einen weiteren Schalter mit einer inneren Speicherbatterie verbunden ist.
- Das US-Patent Nr. 5,583,422 offenbart ein Schaltsteuersystem, das eine konstante Ausgangsspannung über einen breiten Eingangsspannungsbereich liefert. Die Eingangsspannung kann niedriger oder höher als die Ausgangsspannung sein. Dies wird durch eine Kombination eines Abwärtswandlers und eines Aufwärtswandlers erreicht, wobei eine Speicherspule als Flachspule in Mehrschichttechnologie konfiguriert ist und einen Spulenkern aufweist.
- Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Schaltreglerkonzept zu schaffen, das in der Herstellung preisgünstiger ist.
- Diese Aufgabe wird durch einen Schaltregler nach Patentanspruch 1 oder ein Verfahren zum Steuern eines Hochfahrens eines Schaltreglers nach Patentanspruch 18 gelöst.
- Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass das Signal zum Ansteuern des Schalters aus dem Ausgangssignal des Schaltreglers, also dem von dem Schaltregler erzeugten Nutzsignal abgeleitet wird. Hierzu wird erfindungsgemäß das Potential an einer Ausgangsschiene abgegriffen und entweder direkt oder beaufschlagt mit einem Spannungsabfall an den Schalter geliefert, um den Schalter beispielsweise zu schließen. Soll der Schalter geöffnet werden, so gelingt dies dadurch, dass das Potential an der anderen Ausgangsschiene, also beispielsweise der negativen Ausgangsschiene, entweder direkt oder mit einem Spannungsabfall beaufschlagt an den Steuereingang des Schalters angelegt wird. Das Umschalten von einer Ausgangsschiene zu der anderen Ausgangsschiene erfolgt erfindungsgemäß durch einen Umschalter mit einem Steuereingang, der durch das Timing-Signal der Steuerung zum Ermitteln der Öffnungs- und Schließzeiten des Ladeschalters angesteuert wird.
- Die vorliegende Erfindung ist dahingehend vorteilhaft, dass die Steuerung, die das Schalter-Timing bestimmt, keine spezielle Spannung mit einem bestimmten Spannungswert erzeugen muss, um den Schalter einerseits zu öffnen oder andererseits zu schließen. Ferner muss kein solches Potential extern erzeugt werden. Erfindungsgemäß wird statt dessen auf die ohnehin im Schaltregler vorhandenen Potentiale auf der ersten und der zweiten Ausgangsschiene zurückgegriffen, um mit dem einen Potential, das sich um die zu regelnde Ausgangsspannung von dem Potential an der anderen Ausgangsschiene unterscheidet, den Schalter entweder zu öffnen oder zu schließen. Nachdem der Potentialunterschied dieser beiden Potentiale typischerweise groß genug ist, muss insbesondere dann, wenn als Schalter ein Transistor verwendet wird, keine besonders aufwendige Dimensionierung des Transistors betrieben werden, da es ausreichend ist, wenn der Transistor derart ausgestaltet ist, dass er mit dem einen Potential an seinem Steuereingang schließt und mit dem anderen Potential an seinem Steuereingang geöffnet ist. Nachdem, wie es ausgeführt worden ist, der Potentialunterschied zwischen den Potentialen an den beiden Ausgangsschienen typischerweise im Bereich von einigen Volt liegen wird, muss ein Transistorschalter nicht extra dimensioniert werden, da sehr viele Transistoren existieren, die bei dem einen Potential am Steuereingang leiten und beim anderen Potential am Steuereingang sperren.
- Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass keine externe Schaltung, die wieder einen Stromverbrauch nach sich zieht, benötigt wird, da die Energie zum Steuern des Schalters direkt aus der Schaltregler-Ausgangsspannung gezogen wird. Im Vergleich zu dem bekannten Fall, bei dem die Energie zum Steuern des Schalters aus der Eingangsspannung gezogen wird, ist die erfindungsgemäße Variante dahingehend vorteilhaft, dass die Schaltregler-Ausgangsspannung nahezu immer kleiner als die Eingangsspannung ist, wobei kleinere Spannungen insgesamt mit preisgünstigeren Elementen gehandhabt werden können als größere Spannungen, was insbesondere für den Umschalter zwischen der einen und der anderen Ausgangsschiene zutrifft.
- Die vorliegende Erfindung ist ferner dahingehend vorteilhaft, dass sie das innere Konzept des Schaltreglers, also das Zusammenwirken der Diode, der Spule und des Ladekondensators bzw. Siebkondensators nicht dahingehend beeinflusst, dass die Funktionalität abgeändert werden müsste, um ein bekanntes Schaltreglerprinzip mit dem erfindungsgemäßen Umschalter auszustatten. Statt dessen ist das erfindungsgemäße Konzept zum Erzeugen des Schaltsignals für den Ladeschalter mit bekannten Schaltreglerkonzepten kompatibel, was wiederum Zeit und Kosten spart, da auf bekannte Konzepte zurückgegriffen werden kann.
- Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass das erfindungsgemäße Konzept mit einer selbstversorgten Steuerung kombinierbar ist, da es keine eigene Versorgung benötigt. So ist es beim Hochfahren des Schaltreglers, also wenn die Eingangsspannung eingeschaltet wird, zunächst für den Hochlaufvorgang selbst bis zu einer gewissen Schwelle, die von dem Ladeschalter bestimmt wird, unerheblich in welcher Stellung der Umschalter ist. Der erfindungsgemäße Schaltregler wird immer hochlaufen, unabhängig davon, ob der Umschalter zum Zeitpunkt des Anlegens der Eingangsspannung mit der positiven oder der negativen Ausgangsschiene verbunden ist. Damit müssen für das Hochfahren bezüglich des Umschalters zum Anlegen des Potentials einer Ausgangsschiene an den Steuereingang des Schalters keine Maßnahmen getroffen werden. Statt dessen läuft der erfindungsgemäße Schaltregler immer definiert hoch.
- Ein weiterer Vorteil, der aufgrund der sicheren Hochfahrbarkeit entsteht, ist darin zu sehen, dass ein schnelles Hochfahren gewährleistet wird, zumal keine Zeitverzögerung beispielsweise dadurch auftritt, dass der Umschalter vor dem Hochfahren bzw. unmittelbar zum Zeitpunkt des Hochfahrens in einen bestimmten Zustand gebracht werden muss.
- Insbesondere in der Variante, bei der die Spule mit der Anode der Diode verbunden ist, ist die vorliegende Erfindung auch dahingehend vorteilhaft, dass die Eingangsspannung der Schaltung nur durch die Spannungs-Festigkeit der drei Elemente Schalter, Freilauf-Diode und Spule begrenzt ist. Ferner versorgt sich der Schaltregler selbst und läuft definiert hoch, wie es ausgeführt worden ist.
- Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
- Fig. 1
- ein Prinzipblockschaltbild des erfindungsgemäßen Schaltreglers;
- Fig. 2a
- ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltreglers mit einem selbstsperrenden Transistor als Ladeschalter;
- Fig. 2b
- Alternativen für den Vorwiderstand, um den Spannungsabfall vor der Zenerdiode zu erzeugen;
- Fig. 3a
- ein alternatives bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit einem selbstleitenden Transistor als Ladeschalter;
- Fig. 3b
- ein alternatives Ausführungsbeispiel mit einem PMOS-Transistor als Schalter; und
- Fig. 4
- ein Blockschaltbild eines bekannten Schaltreglers, der auch als Buck-Converter bekannt ist.
- Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Schaltregler zum Erzeugen einer geregelten Ausgangsspannung USR unter Verwendung einer Eingangsspannung U0, die aus Übersichtlichkeitsgründen als Spannungsquelle U0 10, die in Serie zu einem Innenwiderstand Ri 12 geschaltet ist, gezeigt ist. Wenn ein Ein/Aus-Schalter 14 betätigt wird, liegt zwischen einem erersten Eingangsknoten 110 und einem zweiten Eingangsknoten 112 eine Spannung an. Zwischen den ersten Eingangsknoten 110 und den zweiten Eingangsknoten 112 sind gewissermaßen seriell zueinander ein steuerbarer Schalter 106 und ein Netzwerk 101 geschaltet, das ein typisches Schaltregler-Netzwerk mit einer Spule, einem Kondensator und einer Diode ist. Typischerweise haben solche Schaltregler-Netzwerke 101 auch noch einen Shunt-Widerstand, um einen Strompfad mit einem definierten Ohmschen Widerstand zu schaffen.
- Die Ausgangsspannung, die von dem in Fig. 1 gezeigten erfindungsgemäßen Schaltregler geregelt wird, liegt zwischen einer ersten Ausgangsschiene, die auch als positive Ausgangsschiene bezeichnet wird und mit dem ersten Ausgangsknoten 114 identisch ist, und einer zweiten Ausgangsschiene, die auch als negative Ausgangsschiene bezeichnet wird und mit dem zweiten Ausgangsknoten 116 identisch ist, an. Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die positive Ausgangsschiene 114 auf ein erstes (positives) Potential bringbar, während die negative Ausgangsschiene 116 auf ein zweites Potential bringbar ist, das kleiner als das erste Potential ist.
- Das Netzwerk 101, das eine Spule, einen Kondensator und eine Diode aufweist, hat die Diode insbesondere so geschaltet, dass sie mit der positiven Ausgangsschiene gekoppelt ist, wenn die Spule mit der negativen Ausgangsschiene gekoppelt ist, oder dass sie mit der negativen Ausgangsschiene gekoppelt ist, wenn die Spule mit der positiven Ausgangsschiene gekoppelt ist. Typischerweise wird die Diode also mit einer Ausgangsschiene, entweder der positiven Ausgangsschiene 114 oder der negativen Ausgangsschiene 116, gekoppelt sein.
- Der Schalter 106, der in Fig. 1 gezeigt ist, wird auch als Ladeschalter bezeichnet, da er zum Laden des Kondensators in dem Netzwerk 101 vorgesehen ist. Insbesondere ist er in Serie zu der Diode geschaltet. Der Ladeschalter umfasst ferner einen Steuereingang 107, über den der Ladeschalter 106 geschlossen werden kann, was bedeutet, dass die Eingangsspannung nicht an dem Ladeschalter abfällt, sondern an dem Netzwerk 101. Ist der Schalter dagegen geöffnet, so fällt die Eingangsspannung über dem Schalter ab, das Netzwerk 101 ist somit (abgesehen von transienten Zuständen) nicht mit der Eingangsspannung beaufschlagt.
- Über den Steuereingang 107 kann der Ladeschalter somit geöffnet oder geschlossen werden. Das Netzwerk 101 umfasst ferner einen Kondensator, der auch als Siebkondensator bezeichnet wird und derart geschaltet ist, dass an dem Kondensator die geregelte Ausgangsspannung abgreifbar ist. Ein wesentlicher Teil des Netzwerks 101 ist ferner die Induktivität, die nachfolgend auch als Spule bezeichnet wird, welche einerseits mit der Diode und andererseits mit dem Kondensator gekoppelt ist.
- Erfindungsgemäß umfasst der in Fig. 1 gezeigte Schaltregler ferner eine Umschalteinrichtung 109, die steuerbar ist, um abhängig von einem Umschaltsteuersignal, das von einer Steuerung 111 bereitgestellt wird, entweder die erste Ausgangsschiene 114 oder die zweite Ausgangsschiene 116 über eine Kopplungseinrichtung 113 mit dem Steuereingang 107 des Ladeschalters zu koppeln. Insbesondere ist der Ladeschalter 106 derart ausgebildet, dass er aufgrund eines Potentials an einer Ausgangsschiene geschlossen ist, und aufgrund eines Potentials an der anderen Ausgangsschiene geöffnet ist.
- Bei nachfolgend dargelegten Ausführungsbeispielen ist der Ladeschalter 106, wie später noch anhand der Fig. 2a und 3a dargestellt ist, als selbstleitender oder selbstsperrender NMOS-Transistor ausgeführt. In diesem Fall wird der Ladeschalter 106 durch das Potential an der positiven Ausgangsschiene geschlossen (leitend gemacht), während er durch das Potential an der negativen Ausgangsschiene geöffnet wird (in den Leerlauf gebracht wird).
- Wenn der Schalter 106 als PMOS-Transistor ausgeführt ist, werden die Spule 100 und gegebenenfalls der Shunt-Widerstand 101 zwischen die Knoten 118 und 114 geschaltet werden und die Knoten 112 und 116 kurzgeschlossen werden. und dass das Potential an der negativen Ausgangsschiene dafür verwendet wird, um den Schalter zu öffnen, während das Potential an der positiven Ausgangsschiene 114 verwendet wird, um den Schalter 106 zu schließen, also in den Leerlaufbetrieb zu bringen. Eine entsprechende Schaltung ist in Fig. 3b gezeigt.
- Üblicherweise wird die Steuerung 111 einen Regler umfassen, der beliebig ausgestaltet sein kann, so lange er ein Signal ausgibt, das dazu führt, dass durch Öffnen und Schließen des Ladeschalters 106 die Ausgangsspannung USR einen definierten erwünschten Zeitverlauf hat. Üblicherweise wird der Regler 111 derart arbeiten, dass er eine Ausgangsspannung mit einem Mittelwert am Ausgang 114, 116 des Netzwerks 101 sicherstellt, unabhängig davon, welche Last angeschaltet ist bzw. welchen Strom eine Last zieht. Der Zeitverlauf der Spannung USR wird typischerweise ein Spannungsverlauf mit einer gewissen Welligkeit um einen Mittelwert herum sein. Die Welligkeit kann durch Dimensionierung von Spule und Kondensator in vorbestimmte Toleranzbereiche gebracht werden, wobei in vielen Fällen ein Signal mit einer Welligkeit um einen Mittelwert herum bereits ausreichend ist, und zwar insbesondere dann, wenn die Anforderungen an das Schaltregler-Ausgangssignal, also die Spannung USR, nicht so hoch sind, wie beispielsweise für eine Lampe oder etwas ähnliches. Andererseits wird in dem Fall, in dem der Schaltregler, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, zusammen mit einer von ihm zu versorgenden integrierten Schaltung auf einem Substrat integriert ist, derselbe noch durch einen dem Ausgang 114, 116 des Schaltreglers nachgeschalteten Linearregler ergänzt sein, um Anforderungen an eine Spannung USR zu erfüllen, die die Möglichkeiten des in Fig. 1 gezeigten Schaltreglers übersteigen, um mit vernünftigem Aufwand ein Ausgangssignal USR mit entsprechender Spezifikation zu liefern.
- Die Einschalt/Ausschalt-Steuerung wird derart vorgenommen, dass dann, wenn die Steuerung 111 bestimmt, dass der Ladeschalter geöffnet werden soll, der Umschalter 109 an die dem Öffnen des Ladeschalters 106 zugeordnete Ausgangsschiene, in Fig. 1 beispielsweise 116, verbunden wird, während dann, wenn der Ladeschalter 106 geschlossen werden soll, weil der Kondensator im Netzwerk 101 wieder nachgeladen werden soll, die Steuerung 111 den Umschalter 109 aktiviert, um nunmehr das Potential der oberen Ausgangsschiene 114 an den Steuereingang 107 des Ladeschalters 106 zu koppeln.
- Fig. 2a zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei dem die Spule 100 mit der Diode 104 und dem Siebkondensator 102 verschaltet ist. Beim Vergleich von Fig. 2a und Fig. 4 wird ersichtlich, dass die Spule 100 nicht mehr, wie in Fig. 4, mit der Kathode der Diode 104 verbunden ist, sondern mit der Anode der Diode 104 verbunden ist. Ferner wird aus dem Vergleich von Fig. 2a und Fig. 4 ersichtlich, dass nunmehr die positive Ausgangsschiene 114 mit einem Zwischenknoten 118, über den der Ladeschalter 106 mit der Diode 104 verbunden ist, mit dem Ausgangsknoten 114, also der ersten Ausgangsschiene, zusammenfällt. Ferner ist in Fig. 2a ein Shunt-Widerstand RSh 101 eingezeichnet, der zwischen die Spule 100 und die negative Ausgangsschiene 116 geschaltet ist. Ein Knoten 103 zwischen dem Shunt-Widerstand 101 und der Spule 100 wird auch als unterer Zwischenknoten bezeichnet.
- Insbesondere ist der Ladeschalter 106 bei dem in Fig. 2a gezeigten Ausführungsbeispiel als selbstsperrender NMOS-Transistor ausgeführt, dessen Drain D mit dem ersten Eingangsknoten 110 verbunden ist, und dessen Source S zunächst mit einem Bulk-Anschluß B des Transistors kurzgeschlossen ist, und dessen Source S ferner direkt mit dem positiven Ausgangsknoten 114, also der positiven Ausgangsschiene gekoppelt ist. Die Kopplungseinrichtung 113 von Fig. 1 umfasst bei dem in Fig. 2a gezeigten Ausführungsbeispiel eine Zener-Diode DZ 113a, einen parallel geschalteten Kondensator CZ 113b sowie einen Vorschaltwiderstand RZ 113c. Der Vorschaltwiderstand dient dazu, um die eine Spannungsabfalleinrichtung bildende Parallelschaltung des Kondensators 113b und der Diode 113a über den ersten Eingangsknoten 110 mit Strom zu versorgen, wie es später noch dargelegt wird.
- Fig. 2b zeigt Alternativen für den Vorwiderstand, um den Spannungsabfall vor der Zenerdiode zu erzeugen. Insbesondere kann statt des Vorwiderstands eine Stromquelle, für die zwei Alternativen in der Mitte und rechts in Fig. 2b gezeigt sind, oder irgend eine andere Bias-Quelle verwendet werden.
- Für die Betriebsweise des in Fig. 2a gezeigten Schaltreglers bzw. überhaupt von Schaltreglern sind die transienten Charakteristika der Speicherelemente Spule L und Kondensator Cs wichtig, da der Schaltregler, wie er in Fig. 2a gezeigt ist, eine Regelung der Ausgangsspannung durch ständiges Ein/Aus-Schalten des Ladeschalters 106 erreicht.
- Eine Spule ist dadurch charakterisiert, dass die Spannung, die über der Spule abfällt, gleich der zeitlichen Ableitung des Stroms ist, der durch die Spule fließt. Entsprechend ist ein Kondensator dadurch gekennzeichnet, dass der Strom, der durch den Kondensator fließt, proportional zur zeitlichen Ableitung der an dem Kondensator liegenden Spannung ist.
- Bezüglich der Spule ist ferner von großer Bedeutung, dass die an der Spule anliegende Spannung springen kann, dass jedoch der Strom durch die Spule nicht springen kann. Wird daher eine Spule eingeschaltet, also wird eine Gleichspannung (über einen Quelleninnenwiderstand) an die Spule angelegt, so steigt die Spannung an der Spule schlagartig auf den Wert der angelegten Gleichspannung an und fällt dann exponentiell ab. Gleichzeitig beginnt der Strom durch die Spule von seinem Ursprungswert 0 an langsam anzusteigen, bis er dann irgendwann einen Wert erreicht hat, der gleich dem Quotienten aus der angelegten Spannung und dem Innenwiderstand der Quelle ist. Wenn dieser stationäre Zeitpunkt erreicht ist, ist auch die über der Spule abfallende Spannung zu 0 geworden.
- Entsprechend umgekehrt ist es beim Kondensator. Wird der Kondensator eingeschaltet, so steigt die Spannung an dem Kondensator langsam an, während der Strom durch den Kondensator springen kann.
- Die Elemente Spule und Kondensator unterscheiden sich somit dadurch, dass der Strom durch den Kondensator springen kann, während die Spannung an der Spule springen kann. Die Spannung an dem Kondensator kann dagegen nicht springen. Dasselbe gilt auch für den Strom durch die Spule, er kann ebenfalls nicht springen. Dies führt dazu, da zum Zeitpunkt des Einschaltens, also zum Zeitpunkt t = 0, wenn beim Zeitpunkt t = 0 das Einschalten stattfindet, die Spule als Leerlauf wirkt, während der Kondensator als Kurzschluß wirkt.
- Nachfolgend wird auf das Ausschalten der Elemente Bezug genommen. Wird ein auf eine Gleichspannung aufgeladener Kondensator von der Gleichspannungsquelle abgetrennt, so passiert nichts. Er hält die Ladung, wenn er sich nicht über einen Widerstand entladen kann. Findet das Ausschalten des Kondensators jedoch über einen Kurzschluß statt, so führt dies dazu, dass ein sehr hoher Strom fließt, wobei zu diesem Zeitpunkt der Strom- und der Spannungs-Pfeil an dem Kondensator in entgegengesetzte Richtung zeigen. Der Kondensator arbeitet also, wenn er ausgeschaltet wird, als Generator.
- Wird eine von einem Strom durchflossene Spule ausgeschaltet, so ist wieder von Bedeutung, wie die Spule ausgeschaltet wird. Wird eine Spule von einem Strom durchflossen, so existiert ein Magnetfeld, in dem Energie gespeichert wird. Wird eine Spule von der Quelle dadurch abgetrennt, dass zwischen Quelle und Spule ein Leerlauf ist, so würde der Strom durch die Spule eigentlich schlagartig auf 0 gebracht. Die in dem Magnetfeld der Spule gespeicherte Energie muss jedoch abfließen können. Daher führt ein Abschalten einer Spule durch Erzeugen eines Leerlaufs zwischen der Quelle und der Spule zu einer hohen Spannungsspitze, die dazu führt, dass sich an dem Schalter ein Lichtbogen bildet, über den die im Magnetfeld gespeicherte Energie zur Quelle abfließen kann. Aus diesem Grund wird eine Spule, um die theoretisch unendlich hohen Spannungsspitzen, die zerstörerisch wirken würden, zu vermeiden, über einen Widerstand, eine Diode oder einen Kondensator entladen. Dies führt zu einer Spannungsspitze mit reduzierter Höhe. Wird eine Spule ausgeschaltet, so zeigen wieder der Spannungs-pfeil und der Strompfeil in unterschiedliche Richtungen. Die Spule arbeitet somit als Generator.
- Ist, wie es in Fig. 2a (oder Fig. 3a) gezeigt ist, die Spule in Serie zu einem Kondensator geschaltet, so ist zum Einschaltzeitpunkt, also wenn eine Spannung von 0 in eine Spannung mit einem bestimmten Gleichspannungswert umgeändert wird, der Kondensator ein Kurzschluß und die Spule ein Leerlauf. Somit liegt die gesamte eingeschaltete Spannung zunächst an der Spule an und sinkt dann mit zunehmendem Strom durch den Serienschwingkreis aus Spule und Kondensator ab. Zum Zeitpunkt des Ausschaltens einer Spannung an der Spule erzeugt die Spule noch einen Strom, der noch eine gewisse Zeit lang fließt, bis die in der Spule gespeicherte Energie (bzw. die in den Kondensator gespeicherte Energie) abgeflossen ist.
- Die Funktionalität des Schaltreglers im stationären Zustand wird nachfolgend Bezug nehmend auf Fig. 2 beschrieben. Zum Zeitpunkt, zu dem der Schalter 106 geschlossen wird, liegt die volle Spannung UG1 10, 12 an der Diode 104 an. Über den Schalter 106 und die Spule 100 fließt ein Strom, der den Kondensator 102 lädt. Das Potential der positiven Ausgangsschiene 114 steigt somit relativ zur negativen Schiene an.
- Im Mittel ist der Strom durch die Spule 100 gleich dem Strom, der an die Last, die zwischen die positive Ausgangsschiene 114 und die negative Ausgangsschiene 116 angeschaltet ist, abgegeben wird.
- Zum Einschaltzeitpunkt wird der Knoten 118 auf das Potential des Knotens 110 gezogen. An der Diode 104 liegt folglich die volle Eingangsspannung UGL. Da die Spannung USR über die Kapazität Cs nicht springen kann, wohl aber die Spannung über der Spule L, wird der Knoten 116 ebenfalls mit hoch gezogen, so dass die Spannung USR konstant bleibt. An der Drossel L liegt in der Folge die Spannung UGL - USR an, so dass der Strom durch die Drossel entsprechend der Gleichung dIL/dt = (UGL - USR) /L zunimmt. Hierbei wurde der Spannungsabfall an Rsh vernachlässigt. Hierbei wurde der Spannungsabfall an Rsh vernachlässigt. Da nach dem Abschalten des Schalters 106 der Strom der Drossel nicht mehr durch die Quelle UGL und den Schalter 106 fließen kann, und die Drossel einen Sprung ihres Stromes verhindert, muss dieser Strom über die Freilaufdiode 104 weiterfließen. Dies führt jedoch dazu, dass das Potential des Knotens 118 entsprechend der Kenlinie dieser Diode auf ein Potential springt, da etwa 0,7 V unter dem Potential des Knotens 112 liegt. Der Kondensator Cs verhindert wiederum einen Sprung der Spannung USR. Somit springt das Potential des Knotens 116 zum Ausschaltzeitpunkt auf - (0,7 V + USR). Folglich liegt an der Drossel (Knoten 103 - Knoten 112) eine negative Spannung an, so dass der Strom durch die Drossel 100 entsprechend der Gleichung dIL/dt = -(USR + 0,7 V)/L abnimmt.
- Nachdem - in anderen Worten ausgedrückt - zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalters 106 die volle Spannung an der Diode 104 liegt, und nachdem, wie es vorstehend ausgeführt worden ist, die Spannung an dem Kondensator nicht springen kann, jedoch an der Spule springen kann, wird gleichzeitig zum Einschaltzeitpunkt auch das Potential der positiven und der negativen Ausgangsschiene 116 angehoben.
- Solange der Schalter aus ist, speist die Drossel über die Freilaufdiode den Kondensator. Solange der Drosselstrom größer ist als der Laststrom steigt die Spannung am Kondensator. Je mehr Energie nun von der Drossel auf den Kondensator übergeht, desto kleiner wird der Drosselstrom. Irgendwann wird der Drosselstrom kleiner als der Laststrom und ab diesem Zeitpunkt sinkt die Spannung am Kondensator.
- Um ein zu weites Absinken der Spannung zu vermeiden, muss der Schalter wieder eingeschaltet werden., so dass der Drosselstrom wieder ansteigt. Allerdings ist der Drosselstrom zum Zeitpunkt des Einschaltens immer noch geringer als der Laststrom, so dass die Spannung am Kondensator zunächst weiter abnimmt. Bei leitendem Schalter nimmt der Drosselstrom nun jedoch wieder zu und wird irgendwann wieder größer als der Laststrom. Ab diesem Zeitpunkt nimmt die Spannung am Kondensator wieder zu. Wird nun der Strom durch die Drossel zu groß, dann wird der Schalter wieder gesperrt, und der Strom durch die Drossel wird wieder geringer. Der Zyklus beginnt nun wieder von vorne.
- Dadurch liegt an der Drossel 100 die volle Eingangsspannung an, wodurch ein Strom anfängt durch die Drossel 100 zu fließen, der somit auch den Kondensator 102 lädt. Ist die resultierende Spannung am Kondensator 102 hoch genug, dann wird die Steuerung 111 den Umschalter 109 betätigen, derart, dass er nicht mehr mit der positiven Ausgangsschiene 114 sondern mit der negativen Ausgangsschiene 116 verbunden ist. Dies führt dazu, dass der Transistor 106 sperrt, und dass kein Strom mehr von der Quelle 10, 12 in das Netzwerk aus Spule, Diode und Kondensator fließt. Dies führt dazu, dass die Spule als Generator wirkt, dahingehend, dass das Potential am Knoten 103 abfällt und die Spule einen Strom abgibt, der über die Diode 104 den Kondensator 102 weiter lädt, so dass nach dem Ausschalten des Schalters die Spannung USR noch etwas weiter ansteigt. Dieser Anstieg wird durch den Strom, der über die Last fließt, gebremst und wird dann, wenn der durch die Last gezogene Strom kleiner wird als der Strom, den die Spule 100 an den Knoten 114 liefert, zu einem Spannungsabfall. Dieser Spannungsabfall wird immer größer, da die Spule irgendwann nicht mehr genug Strom nachliefert. Bevor die Spannung zu klein wird, greift die Steuerung wieder ein und verbindet den Umschalter 109 wieder mit der positiven Ausgangsschiene, was dazu führt, dass der Schalter 106 wieder geschlossen wird und Strom liefert. Aufgrund der vorstehend ausgeführten Zusammenhänge nimmt die Ausgangsspannung USR nach dem Einschalten noch etwas weiter ab, bis der positive Knoten 114 des Kondensators "nachgezogen" hat und die Spannung USR wieder ansteigt. Irgendwann wird die Steuerung wieder den Umschalter 109 betätigen, dass er mit der negativen Ausgangsschiene 116 verbunden ist, so dass der Transistor 107 gesperrt wird, was wiederum dazu führt, dass die Spannung noch etwas weiter ansteigt, und zwar aufgrund der in der Spule (und dem Kondensator) gespeicherten Energie, die zu einem Strom über die Diode 104 und in den positiven Knoten 114 führt.
- Der in Fig. 2a gezeigte Schalter 106 ist bei diesem Ausführungsbeispiel als selbstsperrender NMOS-Transistor ausgeführt. NMOS-Transistoren leiten dann, wenn die Spannung zwischen dem Gate, also dem Steueranschluß 107 und der Source größer als eine eventuell vorhandene Schwellenspannung ist. NMOS-Transistoren, die selbstleitend sind, leiten bereits bei einer Spannung UGS > 0. Bei dem in Fig. 2a gezeigten selbstsperrenden NMOS-Transistor muss dagegen die Spannung zwischen dem Gate 107 und der Source (Knoten 118 in Fig. 2a) größer als das Negative des Betrags der Schwellenspannung Uth des Transistors 106 sein. Aus diesem Grund umfasst die Kopplungseinrichtung 113 von Fig. 1 die in Fig. 2a gezeigten Elemente Vorschaltwiderstand 113c, Parallelkondensator 113b und Zener-Diode 113a.
- Die Zener-Diode 113a ist derart konfiguriert, dass sie ab einer gewissen Durchbruchspannung, die fest konfiguriert ist, als Spannungsquelle wirkt, was anders ausgedrückt bedeutet, dass an der Parallelschaltung aus Kondensator 113b und Diode 113a immer die durch die Zener-Diode bestimmte Durchbruchspannung Uz abfällt. Ist der Umschalter 109 mit der positiven Schiene 114 verbunden, so liegt die an der Zener-Diode abfallende Spannung Uz direkt zwischen dem Gate und der Source des Transistors an. Der Steuereingang 107 des Transistors wird somit mit der positiven Ausgangsschiene über die Parallelschaltung aus Kondensator und Zener-Diode gekoppelt, dahingehend, dass der Transistor leitend wird.
- Die einzige Randbedingung hierfür ist, dass die durch die Zener-Diode bestimmte Durchbruchspannung größer als die Schwellenspannung des Transistors ist. Diese Voraussetzung ist jedoch ohne weiteres zu erfüllen, da typischerweise Schwellenspannungen von Transistoren nicht besonders groß sind und Zener-Dioden mit verschiedenen definierten Durchbruchspannungen vorhanden sind. Ferner muss die Zener-Diode nur sehr lose auf den Transistor abgestimmt sein, da der Wert der Durchbruchspannung der Zener-Diode nur größer als die Schwellenspannung Uth des Transistors sein muss.
- Nachdem die Anforderungen an den Zusammenhang zwischen Schwellenspannung des Transistors und Durchbruchspannung der Diode jedoch sehr lose sind, können Abweichungen verfügbarer Transistoren in Kauf genommen werden, ohne dass eine Schaltung zum Ausschuss wird. Das erfindungsgemäße Konzept ist somit dahingehend besonders vorteilhaft, dass die Ausschussrate und damit die Kosten des Endprodukts gering gehalten werden können.
- Stellt die Steuerung fest, dass der Schalter 105 wieder ausgeschaltet werden soll, so steuert sie den Wechselschalter 109 derart an, dass er mit der negativen Ausgangsschiene verbunden wird. Dies führt dazu, dass das Potential am Gate 107 des Transistors um USR kleiner wird als im eingeschalteten Zustand. Dadurch wird der Transistor gesperrt.
- Ein besonderer Vorteil der in Fig. 2a gezeigten erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, dass ein definiertes Anlaufen der Schaltung sichergestellt wird. Für das definierte Anlaufen ist es insbesondere zunächst gleichgültig, ob der Wechselschalter 109 zum Zeitpunkt des Einschaltens mit der positiven Ausgangsschiene 114 oder der negativen Ausgangsschiene 116 verbunden ist. Wenn der Umschalter 109 insbesondere als Multiplexer aus Transistoren oder als Inverter realisiert wird, ist es undefiniert, ob der Umschalter 109 mit der oberen Schiene 114 oder der unteren Schiene 116 verbunden ist, wenn davon ausgegangen wird, dass vor dem Einschalten die gesamte in Fig. 2a gezeigte Schaltung in spannungslosem Zustand war, dass also alle Potentiale in der Schaltung auf dem Wert 0 sind.
- Von diesem Ausgangs-Zustand, bei dem alle Potentiale gleich 0 sind, wird nachfolgend ausgegangen, um einen Anlaufvorgang der Schaltung in Fig. 2a darzustellen. Nachdem alle Potentiale gleich 0 sind, ist auch das Potential zwischen dem Gate 107 und der Source 118 des Schalters gleich 0. Da der Transistor ein selbstsperrender Transistor ist, ist der Schalter zunächst gesperrt. Wird eine positive Spannung 10, 12 zwischen den ersten Eingangsknoten 110 und den zweiten Eingangsknoten 112, der typischerweise der Masseknoten sein wird, angelegt, so wird zunächst der Kondensator CZ 113b über den Vorwiderstand RZ aufgeladen, bis die Spannung an dem Kondensator CZ 113b und der dazu parallelen Z-Diode DZ die Schwellenspannung Uth des Transistorschalters 106 erreicht. Hierfür ist es, wie es ausgeführt worden ist, unerheblich, ob der Umschalter 109 mit dem Knoten 114 oder dem Knoten 116 verbunden ist.
- Ist der Umschalter 109 mit dem Knoten 114 verbunden, so fällt die Spannung Uz an dem Kondensator 113b ohnehin direkt zwischen dem Gate 107 und der Source 118 des Transistors ab.
- Ist dagegen der Umschalter 109 mit der negativen Schiene 116 verbunden, so lädt sich der Kondensator 113b ebenfalls über den Vorwiderstand RZ auf. Das Potential am Knoten 118, das das Source-Potential des Transistors bestimmt, wird jedoch zunächst nicht aus seinem 0-Wert gebracht, da noch keine Ladung des Kondensators 102, durch die das Potential 118 angehoben werden könnte, stattfindet, da der Umschalter 109 mit der negativen Schiene 116 verbunden ist.
- In beiden Fällen des Schalters 109 steigt somit die Gate-Source-Spannung von einem Wert von 0 zum Zeitpunkt des Einschaltens der Quelle 10, 12 durch Betätigen des Schalters 14 in Fig. 1 auf einen Wert an, der gleich der Schwellenspannung des Transistors ist. Sobald dies der Fall ist, wird die Drain-Source-Strecke dieses Schalters 106 leitfähig, und der Kondensator CS wird (unabhängig von der Stellung des Schalters 109) aufgeladen. Der Ladestrom für den Kondensator 102 (CS) fließt gleichzeitig über die Spule 100 zur Masse 112. Dies führt unmittelbar dazu, dass die Ausgangsspannung USR aufgrund der Zunahme des Potentials an der positiven Ausgangsschiene 114 gegenüber dem Potential an der negativen Ausgangsschiene 116 zunimmt. Dieser Aufladevorgang setzt sich fort, bis die Spannung am Kondensator CS die Spannung an der Z-Diode minus der Schwellenspannung des Schalters 106 erreicht.
- Würde der Umschalter 109 mit der positiven Ausgangsschiene 114 verbunden sein, so würde der Ladevorgang immer weiter fortgesetzt, da der Transistor 106 geöffnet ist. Ist der Umschalter 109 dagegen mit der negativen Schiene 116 verbunden, so wird der Schalter dann wieder geschlossen, wenn das Potential zwischen Gate und Source gleich der Schwellenspannung ist. Wenn angenommen wird, dass das Potential an der Source gleich USR ist, und wenn angenommen wird, dass das Potential am Gate des Transistors gleich dem Spannungsabfall an der Zener-Diode UZ ist, so ergibt sich ein Wert USR am Ausgang des Schaltreglers, bei dem der Transistor wieder sperrt, als Differenz zwischen der Spannung an der Zener-Diode und der Schwellspannung. Würde nichts weiter unternommen, so würde der Transistor wieder schließen und die Ausgangsspannung würde auf USR = UZ - Uth verharren.
- Durch Dimensionierung der Zener-Diode 113a ist dieser "Verharrungswert" der Ausgangsspannung USR relativ frei wählbar. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Zener-Diode so dimensioniert, dass USR so groß wird, (wenn im "ungünstigen Fall" der Wechselschalter 109 zum Hochfahren mit der negativen Schiene 116 verbunden ist), dass die Steuerung 111, die vorzugsweise von USR versorgt wird, bereits arbeiten kann. Die Spannung USR wird somit durch Dimensionierung der Zener-Diode (und der Schwellenspannung) so groß gemacht, dass bei Anliegen dieser Spannung an der Steuerung die Zustände an den Knoten in der Steuerung bereits definiert sind.
- Die Steuerung wird daher einen Wert USR erfassen und mit einem Grenzwert vergleichen. Sobald die Steuerung feststellt, dass USR beim Hochfahren den vorbestimmten Zustand erreicht hat, ist die Steuerung 111 wirksam, um sicherzustellen, dass der Umschalter 109 mit der positiven Schiene 114 verbunden ist. War dies bereits beim Anlauf der Fall, so führt die Steuerung 111 hier keine Veränderung des Umschalters 109 durch. War dies jedoch nicht der Fall, also war zum Zeitpunkt des Hochfahrens der Umschalter 109, wie in Fig. 2a gezeigt, mit der negativen Schiene 116 verbunden, so wird die Steuerung den Umschalter 109 derart ansteuern, dass nunmehr nicht mehr die negative Schiene 116 an den Steueranschluß 107 gekoppelt ist, sondern dass die positive Schiene 114 an den Steuereingang 107 gekoppelt ist. Damit liegt an der Anode der Z-Diode das Potential der positiven Ausgangsschiene. Hierdurch steigt die Spannung an dem Sieb-Kondensator CS 102 aufgrund des durch den Ladeschalter 106 fließenden Ladestroms weiter an, bis eine gewünschte Ausgangsspannung an CS anliegt. Nun folgt die eigentliche Spannungsregelung, indem der Wechselschalter 109 durch die Steuerung 111 hin- und hergeschaltet wird, um den Schalter T ein- bzw. auszuschalten, und um dadurch die Ausgangsspannung USR nach Spannungs- und Strom-Bedarf einer Last (in Fig. 2a nicht gezeigt) zu regeln.
- Die in Fig. 2a gezeigte Schaltung ist somit insbesondere dahingehend vorteilhaft, dass sie definiert hochfährt, wobei es zum Zeitpunkt des Hochfahrens unerheblich ist, in welcher Stellung der Schalter 109 steht. Ferner wird es bevorzugt, die Steuerung 111 derart zu dimensionieren, dass sie bereits dann definiert arbeitet, wenn die Ausgangsspannung gleich der Zener-Dioden-Spannung UZ minus der Schwellenspannung des Transistors 107 ist. Damit kann ohne eigene Versorgung für die Steuerung 111 der Hochfahrvorgang definiert fortgesetzt werden. Dies führt insbesondere zu einer preisgünstigen Schaltung, da keine speziellen Hochfahr-Maßnahmen getroffen werden müssen, außer der Sicherstellung, dass der Wechselschalter 109 mit der positiven Schiene 114 verbunden ist. Nachdem keine speziellen Maßnahmen erforderlich sind und insbesondere Spannungsüberprüfungen im Hinblick auf die Steuerung 111 etc. durchgeführt werden müssen, findet der Hochfahrvorgang sehr schnell statt.
- Des weiteren sei darauf hingewiesen, dass der Spannungsanstieg durch entsprechende Dimensionierung des Widerstands 113c und des Kondensators 113b sehr schnell dimensioniert werden kann. So wird es ohnehin bevorzugt, den Widerstand 113c relativ groß zu dimensionieren, damit die durch ihn erzeugte Verlustleistung nicht in erhebliche Größenordnungen kommt. Ferner wird es bevorzugt, den Kondensator CZ, der ohnehin nur zur Stabilisierung der Zener-Diode 113a bzw. zu deren (kleiner) Sperrschichtkapazität dient, ebenfalls klein zu dimensionieren, damit er schnell auf die Spannung UZ aufgeladen wird. Das Hochfahren findet somit derart statt, dass keine Zeitkonstanten berücksichtigt werden müssten, die das Hochfahren des Schaltreglers deutlich abbremsen würden.
- Fig. 3a zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel, das sich von Fig. 2a dahingehend unterscheidet, dass der Transistor T 106 nunmehr ein selbstleitender NMOS-Transistor ist, und dass die Kopplungseinrichtung 113 von Fig. 1, die in Fig. 2a durch die Elemente 113a, 113b, 113c realisiert war, in Fig. 3a durch eine einfache Kopplung 113d realisiert ist. Während in Fig. 2a das Potential an der ersten Ausgangsschiene oder der zweiten Ausgangsschiene über die Kopplungseinrichtung 113 mit einem Spannungsabfall beaufschlagt worden ist, wird in Fig. 3a das Potential an der ersten Ausgangsschiene 114 oder der zweiten Ausgangsschiene 116 durch eine einfache Verbindung unmittelbar mit dem Steueranschluß 107 des Schalters 106 gekoppelt. Der Transistor 106 ist als selbstleitender n-Kanal-MOS-FET oder n-Kanal-JFET ausgeführt. Die Beschaltung des Transistors, der den Ladeschalter 106 bildet, bezüglich Drain und Source ist identisch zu dem Fall von Fig. 2a.
- Die Spannungsquelle bzw. Spannungsabfalleinrichtung aus der Z-Diode mit dem Vorwiderstand und dem parallelen Kondensator von Fig. 2a entfällt dagegen bei Fig. 3a, um eine unmittelbare Potentialkopplung von einer Ausgangsschiene an den Steueranschluß 107 und des Schalters zu erreichen. Vorzugsweise wird die Schwellen-Spannung des Transistors UTh so dimensioniert, dass sie gleich der Z-Spannung der Z-Diode minus der Schwellen-Spannung des selbstsperrenden MOS-FETs im ersten Fall ist, damit die Ausgangsspannung USR im Hochfahrvorgang einen solchen Wert erreicht, durch den die Steuerung 111 bereits betreibbar ist, um zu einem bestimmten Zeitpunkt des Hochfahrvorgangs den Umschalter 109 derart ansteuern zu können, dass er definiert mit der positiven Schiene 114 verbunden ist.
- Schwellenspannungen bei selbstleitenden NMOS-Transistoren oder N-JFET-Transistoren sind dahingehend definiert, dass sie eine negative Spannung zwischen Gate und Source des Transistors definieren, bei der der Transistor 106 gerade sperrt. Spannungen, die höher als die negative Schwellenspannung sind, führen dann dazu, dass der Transistor leitet, während Spannungen, die noch negativer als die Schwellenspannung sind, dazu führen, dass der Transistor sperrt.
- Im nachfolgenden wird der Hochfahrvorgang der in Fig. 3a gezeigten Schaltung erläutert. Wieder wird davon ausgegangen, dass im Ausgangszustand alle Potentiale gleich 0 sind. Damit leitet der Schalter (er ist selbstleitend ausgeführt), was dazu führt, dass das Potential an der Ausgangsschiene 114 angehoben wird. Es sei darauf hingewiesen, dass zum Zeitpunkt des Einschaltens zunächst sowohl der Knoten 114 als auch der Knoten 116 auf das Gleichspannungspotential angehoben werden, dass jedoch die Potentialdifferenz zwischen den Knoten gleich 0 ist. Die beiden Knoten 114 und 116 werden schlagartig angehoben, da der Kondensator, wie es ausgeführt worden ist, zum Zeitpunkt des Einschaltens einer Gleichspannung als Kurzschluß wirkt. Erst dann, wenn Ladung auf den Knoten 114 über den Ladeschalter 106 geliefert wird, entsteht eine Potentialdifferenz zwischen dem Knoten 114 und dem Knoten 116, die dazu führt, dass die Ausgangsspannung USR von 0 V auf Werte größer als 0 V ansteigt. Nach dem Einschalten der Spannung wird somit der Kondensator 102 über den Transistor, der selbstleitend ist, aufgeladen.
- Würde der Wechselschalter 109, der wieder derart ausgeführt sein kann, dass sein Anfangszustand undefiniert ist, mit der positiven Schiene 114 verbunden sein, so würde der Ladevorgang immer weiter fortgesetzt werden, da Gate und Source des Transistors kurzgeschlossen sind, derart, dass UGS gleich 0 V ist, was beim selbstleitenden Transistor immer einen leitfähigen Zustand zwischen Drain und Source bedeutet. Würde dagegen der Umschalter 109 mit der negativen Schiene verbunden sein, so würde der Ladezustand irgendwann aufhören, da das Source-Potential, also das Potential der positiven Schiene 114 immer weiter zunimmt. Wenn das Source-Potential größer als die Schwellenspannung ist, wird der Transistor geschlossen und die Ausgangsspannung USR steigt nicht mehr weiter an. Daher wird, wie es ausgeführt worden ist, die Schwellenspannung des Transistors 106 derart gewählt, dass eine dann am Ausgang anliegende Ausgangsspannung USR bereits ausreichend hoch ist, um die Steuerung 111, die mit der Spannung USR versorgt wird, definiert arbeiten zu lassen, damit dieselbe dann den Umschalter 109 von der negativen Schiene 116 trennt und mit der positiven Schiene 114 verbindet, damit der Transistor wieder geöffnet ist, so dass der Ladevorgang des Kondensators 102 weiter fortgesetzt werden kann, bis die Steuerung 111 in den normalen Betrieb übergeht und eine Schaltersteuerung aufgrund einer tatsächlichen gewünschten Ausgangsspannung USR vornimmt.
- Zusammenfassend ist der Hochfahrvorgang in Fig. 3a somit derart, dass zunächst der Schalter T leitet. Nach Anlegen einer positiven Eingangsspannung UG1 an den Eingang der Schaltung wird der Kondensator 102 über den Schalter T und die Drossel L aufgeladen, bis die Spannung am Kondensator Cs die Schwellenspannung des Schalters T erreicht (wenn der Umschalter 109 mit der negativen Schiene 116 verbunden war). Dann ist die Spannung am Ausgang der Schaltung USR bereits so groß, dass ein kontrolliertes Arbeiten des Reglers gewährleistet ist. Dieser schaltet nun den Wechselschalter sW so, dass am Gateanschluß des Schalters die positive Schiene der Ausgangsspannung USR anliegt. Dadurch steigt die Spannung an CS weiter an, bis die gewünschte Ausgangsspannung an CS anliegt. Nun folgt die eigentliche Spannungsregelung. Durch Umschalten des Wechselschalters sW durch die Regelschaltung 111 wird der Schalter T ein- und ausgeschaltet, wodurch die Ausgangsspannung USR geregelt wird.
- Bezüglich der Dimensionierung der Schwellenspannung des Transistors 106 im Fall von Fig. 3a bzw. der Schwellenspannung des Transistors 106 und der Zener-Diodenspannung UZ von Fig. 2a sei darauf hingewiesen, dass diese Wert so dimensioniert werden, dass die Steuerung 111 bei der automatisch ohne Eingriff in die Schaltung und bei vorausgesetzter Stellung des Wechselschalters 109 auf der negativen Schiene 116 erreichte maximale Ausgangsspannungswert USR, der sich ohne irgendeine Intervention von selbst ergibt, bereits so groß ist, dass die Steuerung mit USR versorgt werden kann.
- Wird die Steuerung 111 bzw. werden die Schwellenspannung bzw. die Schwellenspannung und die Zener-Diodenspannung derart dimensioniert, dass die Ausgangsspannung USR, die "automatisch" erreicht wird, bereits etwas höher ist als die Spannung, bei der die Steuerung 111 definiert arbeitet, so kann die Steuerung 111 auch derart ausgestaltet sein, um sofort, wenn sie definiert arbeiten kann, also wenn die Eingangsspannung ausreichend groß ist, den Umschalter 109 nach oben, also auf die positive Ausgangsschiene zu legen. So ist der Umschaltzeitpunkt nicht darauf begrenzt, dass immer die maximale automatisch erreichbare Ausgangsspannung vorliegen muss, um den Schalter umzuschalten. Statt dessen ist es erforderlich, dass irgendwann im Hochfahrvorgang sichergestellt wird, dass der Umschalter mit der positiven Ausgangsschiene 114 verbunden ist.
- Würde dagegen eine Steuerung verwendet werden, die unabhängig von USR arbeitet, so könnte von vornherein, also bereits z. B. zum Zeitpunkt des Einschaltens der Gleichspannung UG1 sichergestellt werden, dass der Schalter 109 mit der positiven Schiene 114 verbunden ist. Aufgrund der Einfachheit der Schaltung wird es jedoch bevorzugt, dass die Steuerung 111 von der Ausgangsspannung USR versorgt wird, wobei in diesem Fall bei der Dimensionierung des Transistors und gegebenenfalls der Diode eher an die Grenze gegangen wird, dahingehend, dass z. B. 90% der sich maximal einstellenden Ausgangsspannung USR bis zum Umlegen des Wechselschalters 109 verwendet werden, damit auch die Anforderungen an die Steuerung möglichst gering werden, da typischerweise Schaltungen, die mit geringeren Spannungen bereits einsatzfähig sind, mit den sonstigen Spannungsniveaus der in Fig. 2a und 3a gezeigten Schaltungen eher nicht kompatibel sind, so dass eine möglichst hohe automatisch sich einstellende Ausgangsspannung USR bevorzugt wird.
- Bei den in den Fig. 2a und 3a gezeigten Ausführungsbeispielen wird die Spule nicht, wie in Fig. 4, mit der Kathode der Diode gekoppelt, sondern mit der Anode. Dies hat den Vorteil, dass dann, wenn der Umschalter 109 mit der positiven Schiene 114 verbunden ist, das Potential, das zwischen Gate und Source des Transistors erzeugt wird, nicht durch die transienten Charakteristika der Spule beeinträchtigt wird. Die Spule kann bei einem anderen Ausführungsbeispiel auch mit der Diode kathodenseitig gekoppelt sein, derart, dass dann die Umschalteinrichtung 109, wenn sie die positive Schiene mit dem Transistorgate 107 verbindet, gewissermaßen die Spule mit dem Gate des Transistors entweder direkt koppelt oder kurzschließt oder über eine Spannungsabfalleinrichtung indirekt koppelt.
- Ein Anordnen der Spule anodenseitig zur Diode hat ferner den Vorteil, dass dann die Eingangsspannung der Schaltung nur durch die Spannungsfestigkeit der drei Elemente Schalter, Diode und Drossel begrenzt. Ferner versorgt sich der Schaltregler selbst und läuft definiert hoch. Das Springen des Gleichtaktpotentials der Ausgangsspannung zwischen der positiven und der negativen Schiene der Eingangsspannung je nach Zustand des Schalters T ist für die Last nicht von primärer Bedeutung, da sie von diesem Springen nichts merkt, da die Last lediglich die Potentialdifferenz zwischen der oberen Ausgangsschiene und der unteren Ausgangsschiene erfährt, jedoch nicht das "absolute" Potential der positiven Ausgangsschiene bzw. der negativen Ausgangsschiene für sich.
- Wie es bereits ausgeführt worden ist, ist die Anlaufzeit selbst durch die Dimensionierung von RZ und CZ, die Induktivität der Drossel L und die Kapazität des SiebKondensators CS definiert. Eine zusätzliche Anlauf-Verzögerung zur Sicherstellung der Spannungs-Versorgung des Reglers wird nicht benötigt.
- Ferner sei darauf hingewiesen, dass durch das erfindungsgemäße Konzept der Eingangsspannungs-Bereich, der üblicherweise auf ein Eingangsspannungs-Verhältnis von UE,max/UE,min ≤ 5:1 beschränkt ist, erfindungsgemäß auf mindestens 50:1 erhöhbar ist, so lange die Spannungsfestigkeit der Diode, der Spule und des Schalters entsprechend mitgeführt wird, da diese Elemente durch die Eingangsspannung beaufschlagt werden. Dagegen werden weder der Kondensator noch der Umschalter noch die Steuerung mit derart hohen Spannungen beaufschlagt, so dass für diese Elemente die maximale Eingangsspannung nicht berücksichtigt werden muss, was wiederum zu einem preisgünstigeren und gleichzeitig flexibleren Schaltreglerkonzept gemäß der vorliegenden Erfindung führt.
Claims (18)
- Schaltregler zum Erzeugen einer geregelten Ausgangsspannung, mit folgenden Merkmalen:einer ersten Ausgangsschiene (114);einer zweiten Ausgangsschiene (116), wobei eine Ausgangsschiene auf ein negatives Potential und die andere Ausgangsschiene auf ein positives Potential bringbar sind;einer Diode (104); die mit einer Ausgangsschiene (114, 116) verbunden ist;einem Ladeschalter (106), der in Serie zu der Diode (104) geschaltet ist, wobei der Ladeschalter einen Steuereingang (107) aufweist, durch den der Ladeschalter geöffnet oder geschlossen werden kann;einem Kondensator (102), wobei an dem Kondensator die geregelte Ausgangsspannung (USR) abgreifbar ist;einer Induktivität (100), die mit der Diode (104) gekoppelt ist; undeiner Steuerung (111) zum Liefern eines Umschaltsteuersignals, um den Ladeschalter (106) zu schließen, damit der Kondensator (102) geladen wird, und um den Ladeschalter zu öffnen, damit der Kondensator entleden wird, so dass die Ausgangsspannung (USR) regelbar ist;gekennzeichnet durch:
einer Umschalteinrichtung (109), die steuerbar ist, um abhängig von dem Umschaltsteuersignal die erste Ausgangsschiene oder die zweite Ausgangsschiene mit dem Steuereingang (107) des Ladeschalters zu Koppeln, wobei der Ladeschalter ausgebildet ist, um aufgrund eines Potentials an einer Ausgangsschiene geschlossen zu sein, und aufgrund eines Potentials an der anderen Ausgangsschiene geöffnet zu sein. - Schaltregler nach Anspruch 1, bei dem der Ladeschalter (106) als Transistor ausgebildet ist, wobei ein Steuereingang des Transistors den Steuereingang des Ladeschalters darstellt.
- Schaltregler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Ladeschalter als selbstleitender Transistor ausgebildet ist, der ab einer Schwellenspannung zwischen einem Gateanschluß und einem Sourceanschluß sperrbar ist, wobei die Schwellenspannung derart eingestellt ist, dass ein Potential einer der beiden Ausgangsschienen in einem Betriebszustand des Schaltreglers größer als die Schwellenspannung ist, um den Transistor leitend zu schalten, und dass ein Potential der anderen der beiden Ausgangsschienen kleiner als die Schwellenspannung ist, um den Transistor zu sperren.
- Schaltregler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Transistor ein selbstsperrender Transistor mit einer Schwellenspannung ist, und bei dem die Umschalteinrichtung (109) eine Einrichtung (113) zum Erzeugen eines Spannungsabfalls aufweist, die einerseits mit dem Gateanschluß des selbstsperrenden Transistors gekoppelt ist, und die andererseits abhängig von dem Umschaltsteuersignal mit der ersten oder der zweiten Ausgangsschiene koppelbar ist,
wobei die Einrichtung (113) zum Erzeugen eines Spannungsabfalls (UZ) so dimensioniert ist, dass der Spannungsabfall betragsmäßig so viel größer als die Schwellenspannung ist, dass der Transistor leitend wird, wenn die Umschalteinrichtung mit einer Ausgangsschiene gekoppelt ist, und um den Transistor zu sperren, wenn die Umschalteinrichtung mit der anderen Ausgangsschiene gekoppelt ist. - Schaltregler nach Anspruch 4, bei dem die Einrichtung (113) zum Erzeugen eines Spannungsabfalls eine Diode (113a) aufweist, deren Durchbruchspannung den Spannungsabfall (UZ) definiert.
- Schaltregler nach Anspruch 5, bei dem die Diode (113a) eine Zener-Diode ist.
- Schaltregler nach Anspruch 5 oder 6, bei der der Diode ein Stabilisierungskondensator (113b) parallel geschaltet ist.
- Schaltregler nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei dem die Einrichtung (113) zum Erzeugen eines Spannungsabfalls (UZ) einen Vorwiderstand (113c) aufweist, der zwischen einem Drain-Anschluß des Transistors und dem Steuereingang des Transistors geschaltet ist, eine Stromquelle aus einem Transistor und einem Widerstand oder eine andere Biasquelle ist.
- Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem eine Eingangsspannung zwischen einem Anschluß des Ladeschalters (110), der nicht mit der Diode verbunden ist, und einem Anschluß der Diode, der nicht mit dem Ladeschalter (106) verbunden ist, anlegbar ist.
- Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei dem eine Ausgangsschiene (116), die mit einer Kathode der Diode (104) verbunden ist, eine positive Ausgangsschiene ist,
bei dem eine Ausgangsschiene (116), die über die Induktivität (100) mit einer Anode der Diode (104) gekoppelt ist, eine negative Ausgangsschiene ist, so dass die Ausgangsspannung (USR) ein Gleichtaktpotential hat, das sich von einem Gleichtaktpotential einer Eingangsspannung (10, 12) unterscheidet. - Schaltregler nach Anspruch 10, bei dem die Induktivität (100) über einen Shunt-Widerstand (101) mit der negativen Ausgangsschiene (116) gekoppelt ist.
- Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die positive Ausgangsschiene ohmsch mit dem Anschluß des Ladeschalters gekoppelt ist, der mit der Diode (104) verbunden ist.
- Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Steuerung (111) ausgebildet ist, um durch die Ausgangsspannung mit Spannung versorgt zu werden.
- Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Steuerung (111) eine Anlaufsteuereinrichtung aufweist, die ausgebildet ist, um die Umschalteinrichtung (109) so anzusteuern, dass spätestens dann, wenn eine Spannung (USR) an dem Kondensator (102) einen vorbestimmten Wert erreicht, die Umschalteinrichtung (109) definiert angesteuert wird, um mit einer Ausgangsschiene (114, 116) verbunden zu werden.
- Schaltregler nach Anspruch 14, bei dem die Umschalteinrichtung eine Einrichtung zum Erzeugen eines Spannungsabfalls (UZ) aufweist,
bei dem die Steuerung (111) ausgebildet ist, um von der Ausgangsspannung versorgt zu werden,
bei der der Schalter (106) ein selbstsperrender Transistor mit einer Schwellenspannung ist, und
bei der der Spannungsabfall (UZ) und die Schwellenspannung so dimensioniert sind, dass eine Differenz zwischen dem Spannungsabfall (UZ) und der Schwellenspannung (Uth) ausreichend ist, damit die Steuerung (111) determiniert den Umschalter (109) betätigen kann. - Schaltregler nach Anspruch 1, bei dem die Umschalteinrichtung eine direkte Kopplung (113d) zwischen dem Umschalter (109) und dem Steueranschluß (107) des Ladeschalters umfasst,
bei dem der Ladeschalter (106) ein selbstleitender Transistor mit einer Schwellenspannung ist,
bei dem die Steuerung (111) durch die Ausgangsspannung (USR) versorgt wird, und
bei dem die Schwellenspannung des Transistors (106) so dimensioniert ist, dass die Steuerung bei einer Schwellenspannung des Transistors als Versorgungsspannung den Umschalter (109) definiert mit der Ausgangsschiene (114) verbinden kann, die mit einer Kathode der Diode (104) gekoppelt ist. - Schaltregler nach Anspruch 1, bei dem die Steuerung (111) ausgebildet ist, um durch die Ausgangsspannung (USR) versorgt zu werden, und bei dem die Steuerung (111) ausgebildet ist, um dann, wenn die Ausgangsspannung (USR) einen Pegel erreicht, bei dem die Steuerung (111) den Umschalter (109) determiniert ansteuern kann, den Umschalter (109) anzusteuern, damit der Steuereingang (107) des Ladeschalters (106) mit der Ausgangsschiene (114) gekoppelt ist, die mit einer Kathode der Diode (104) gekoppelt ist.
- Verfahren zum Steuern eines Hochfahrens eines Schaltreglers mit einer ersten Ausgangsschiene (114); einer zweiten Ausgangsschiene (116), wobei eine Ausgangsschiene auf ein negatives Potential und die andere Ausgangsschiene auf ein positives Potential bringbar sind; einer Diode (104), die mit einer Ausgangsschiene (114, 116) verbunden ist; einem Ladeschalter (106), der in Serie zu der Diode (104) geschaltet ist, wobei der Ladeschalter einen Steuereingang (107) aufweist, durch den der Ladeschalter geöffnet oder geschlossen werden kann; einem Kondensator (102), wobei an dem Kondensator die geregelte Ausgangsspannung (USR) abgreifbar ist; einer Induktivität (100), die mit der Diode (104) gekoppelt ist; und einer Steuerung (111) zum Liefern eines Umschaltsteuersignals, um den Ladeschalter (106) zu schließen, damit der Kondensator (102) geladen wird, und um den Ladeschalter zu öffnen, damit der Kondensator zu entladen ist, mit folgenden Schritten:Anlegen einer Gleichspannung (10, 12) zwischen eine Anode der Diode (104) und einen Anschluß (110) des Ladeschalters (106), der nicht mit einer Kathode der Diode (104) verbunden ist;Versorgen der Steuerung (111) mit der Ausgangsspannung (USR) zwischen der ersten Ausgangsschiene (114) und der zweiten Ausgangsschiene (116);gekennzeichnet durch:
Bereitstellen einer Umschalteinrichtung (109), die steuerbar ist, um abhängig von dem Umschaltsteuersignal die erste Ausgangsschiene oder die zweite Ausgangsschiene mit dem Steuereingang (107) des Ladeschalters zu koppeln, wobei der Ladeschalter ausgebildet ist, um aufgrund eines Potentials an einer Ausgangsschiene geschlossen zu sein, und aufgrund eines Potentials an der anderen Ausgangsschiene geöffnet zu sein; und
Ansteuern des Umschalters (109) durch die Steuerungseinrichtung (111), wenn die Ausgangsspannung (USR) einen Wert erreicht hat, bei dem die Steuerung (111) determiniert arbeiten kann, um den Umschalter (109) mit der Ausgangsschiene (114) zu verbinden, die mit der Kathode der Diode (104) gekoppelt ist.
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