DE102005051087A1

DE102005051087A1 - Stromrichtervorrichtung

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Publication number: DE102005051087A1
Application number: DE102005051087A
Authority: DE
Inventors: Yukihiro Yokosuka Nishikawa; Kesanobu Kuwabara
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-10-26
Filing date: 2005-10-25
Publication date: 2006-05-04
Also published as: JP2006129548A; JP4632023B2; US7245087B2; US20060119281A1; KR20060049384A

Abstract

Die Stromrichtervorrichtung weist eine Reihenschaltung aus Schaltelementen (2, 3) zwischen den beiden Enden einer Gleichstromquelle (1), einen Trenntransformator (4A) und Steuerschaltungen (14, 16) auf, wobei ein Hauptschaltelement (2) und ein Nebenschaltelement (3) durch jeweilige Steuerschaltungen (14, 16) abwechselnd an- und ausgeschaltet werden, derart, dass eine in einer Wicklung (4b) erzeugte Spannung nach Gleichrichten und Glätten einer Last (7) zugeführt wird. Der Trenntransformator (4A) weist eine primäre Wicklung (4d) auf, deren Spannung zum An- und Ausschalten des Hauptschaltelementes (2) verwendet wird, derart, dass eine der Last (7) zugeführte Gleichspannung konstant ist. Die Nebensteuerschaltung (16) schaltet das Nebenschaltelement (3) an, wenn die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes (3) niedriger wird als eine Referenzspannung. Als Speisespannung der Hauptsteuerschaltung (14) dient eine Spannung genommen, die durch Gleichrichten und Glätten der Spannung der Wicklung (4d) gewonnen wird, während die Speisespannung der Nebensteuerschaltung (16) durch einen Anschaltvorgang des Hauptschaltelementes (2) erzielt wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromrichtervorrichtung, wie beispielsweise ein Schaltnetzteil, mit dem ein von der Gleichstromversorgung isolierter Gleichstromausgang erzielt wird.

13 zeigt eine erste herkömmliche Technik dieses Typs von Stromrichtervorrichtung und zeigt eine Schaltungskonfiguration, die im Wesentlichen die gleiche ist wie beim Schaltnetzteil, das in dem später noch beschriebenen japanischen Patent Nr. 3387456 (Absätze [0024] bis [0037], 1, 2) beschrieben ist. Bei dieser Schaltung kommt eine Schaltung zum Einsatz, die als "Sperrwandler" bezeichnet wird, bei dem ein Hauptschaltelement 2 und ein Nebenschaltelement 3 wiederholt abwechselnd an- und ausgeschaltet werden, und die Erregungsenergie, die in einem Transformator 4 akkumuliert wird, wenn das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, wird abgegeben, wenn das Hauptschaltelement 2 ausgeschaltet ist, um einer Last einen Gleichstrom zuzuführen.

In 13 ist 1 eine Gleichstromquelle, bestehend etwa aus einer Wechselstromquelle, einem Gleichrichter und einer diesem nachgeschalteten Glättungseinrichtung, 2 ist das Hauptschaltelement, wie beispielsweise ein MOSFET oder dergleichen, 3 ist das Nebenschaltelement, bei dem es sich ebenfalls um einen MOSFET oder dergleichen handeln kann, 4 ist ein Trenntransformator, welcher Wicklungen 4a bis 4e aufweist, 5a und 5b sind Dioden, und 6 und 10 sind Kondensatoren.

30 eine Hauptsteuerschaltung, welche das Hauptschaltelement 2 einer An/Aus-Steuerung unterzieht, um so die Ausgangsspannung der Vorrichtung (Spannung des Kondensators 6) auf einem konstanten Wert zu halten. 40 ist eine Nebensteuerschaltung, welche das Nebenschaltelement 3 mittels einer zum Hauptschaltelement 2 entgegengesetzten Logik einer An/Aus-Steuerung unterzieht.

Die Nebensteuerschaltung 40 weist auf: die Wicklung 4e des Transformators 4, Kondensatoren 41, 45, Widerstände 42, 44 und einen Bead-Induktor 43 als eine Art Induktivität, und einen Transistor 46, wobei jedes Ende der Kondensatoren 41, 45 mit beiden Enden der Wicklung 4e verbunden ist.

Um die Funktionsweise dieser herkömmlichen Technik grob zu beschreiben, wird während des Anlaufvorganges über einen (nicht dargestellten) Anlaufwiderstand im Inneren der Hauptsteuerschaltung 30 eine Spannung an den Gate-Anschluss des Hauptschaltelementes 2 angelegt, wodurch das Hauptschaltelement 2 angeschaltet wird. Demgemäß wird eine Spannung von gleicher Polarität in den Wicklungen 4a und 4d des Transformators erzeugt, das Hauptschaltelement 2 befindet sich in einem Anschaltzustand und Erregungsenergie wird in der Wicklung 4a akkumuliert. Gleichzeitig wird eine in der Wicklung 4c erzeugte Spannung einem durch die Diode 5b und den Glättungskondensator 6 gleichgerichtet und geglättet und dann einer Last zugeführt.

Außerdem wird, wenn das Hauptschaltelement 2 durch die Hauptsteuerschaltung 30 ausgeschaltet wird, die in der Wicklung 4a akkumulierte Erregungsenergie als elektrische Energie über die Wicklung 4b abgegeben, durch die Diode 5a und den Glättungskondensator 6 gleichgerichtet und geglättet und dann einer Last zugeführt.

Wenn die gesamte in der Wicklung 4a akkumulierte Erregungsenergie über die Wicklung 4b abgegeben wird, wird eine Spannung von gleicher Polarität wie die während eines Anlaufprozesses erzeugte Spannung in der Wicklung 4d erzeugt, und das Hauptschaltelement 2 wird durch die Hauptsteuerschaltung 30 abgeschaltet. Auf diese Weise wird die elektrische Energie gemäß der An/Aus-Operation des Hauptschaltelementes 2 zugeführt.

Nachfolgend wird die Funktionsweise des Nebenschaltelementes 3 beschrieben.

Wenn das Hauptschaltelement 2 abgeschaltet ist, wird eine Spannung, deren Polarität entgegengesetzt zu der Spannung ist, die erzeugt wird, wenn das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, in der in der Nebensteuerschaltung 40 befindlichen Wicklung 4e erzeugt, und diese Spannung wird dem Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 3 über den Kondensator 41, den Widerstand 42 und den Bead-Induktor 43 zugeführt, wodurch das Nebenschaltelement 3 angeschaltet wird. Demgemäß nimmt der Kondensator 10 die in der Streuinduktivität des Transformators 4 akkumulierte Energie auf, wodurch verhindert wird, dass an das Hauptschaltelement 2 ein Spannungsstoß angelegt wird.

Außerdem bilden die Streuinduktivität des Transformators 4 der des Kondensator 10 einen Reihenschwingkreis, wodurch die vom Kondensator 10 aufgenommene Energie über den Transformator 4, die Diode 5a und den Glättungskondensator 6 an die Last abgegeben wird.

Die in der Wicklung 4e erzeugte Spannung wird an eine Reihenschaltung aus Widerstand 44 und Kondensator 45 angelegt, die eine Zeitkonstantenschaltung bilden, und der Kondensator 45 wird geladen. Wenn die Spannung des Kondensators 45 den Schwellenwert des Transistors 46 erreicht, wird der Transistor 46 angeschaltet.

Nach Anschalten des Transistors 46 besteht kein Potenzialunterschied mehr zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss des Nebenschaltelementes 3, die an den Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 3 angelegte Spannung verschwindet von der Wicklung 4e, und das Nebenschaltelement 3 wird schnell angeschaltet. Hierbei ist die Zeit zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung in der Wicklung 4e erzeugt wird, und dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung des Kondensators 45 die Schwellenspannung des Transistors 46 erreicht, die Zeitkonstante der aus dem Widerstand 44 und dem Kondensator 45 bestehenden Zeitkonstantenschaltung.

14 ist eine Ansicht, welche die periodische Wellenform des durch die Diode 5a fließenden Stromes bei der in 13 dargestellten herkömmlichen Technik zeigt.

Als Nächstes zeigt 15 eine zweite herkömmliche Technik und zeigt eine Schaltungskonfiguration, welche die gleiche ist wie bei dem Schaltnetzteil, das in der später noch beschriebenen offengelegten japanischen Patentanmeldung Nr. H11-285248 (Absätze [034] bis [047], 1, 3) beschrieben ist.

In 15 ist 4' ein Transformator, welcher Wicklungen 4a, 4b und 4e aufweist, und 60 ist eine Nebensteuerschaltung. Die Nebensteuerschaltung 60 weist die Wicklung 4e, die Widerstände 61, 63, einen Kondensator 62, eine Diode 64, einen Transistor 65 und eine Zenerdiode 66 auf. Die Kathode der Zenerdiode 66 ist mit dem Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 3 verbunden. 50 ist eine Diodenbrücke, um aus einer Wechselspannung eine Gleichspannung zu gewinnen, und 11 ist ein Glättungskondensator.

Es sei angemerkt, dass die Steuerschaltung (Hauptsteuerschaltung) des Hauptschaltelementes 2 in der Figur weggelassen wurde.

Die Funktionsweise dieser herkömmlichen Technik wird mit Bezug auf 16 beschrieben. In 16 ist I_D2 der Drain-Strom des Hauptschaltelementes 2, V_DS2 ist die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelementes 2.

V_a ist die Spannung der Wicklung 4e des Transformators 4', und ihre Polarität ist, wie in der Figur angedeutet, d.h. so, dass die positive Elektrode in der Richtung liegt, in welcher die Spannung vom Windungsanfang zum Windungsende erzeugt wird. V_GS3 ist die Gate-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 3, und I_D ₃ ist der Drain-Strom des Nebenschaltelementes 3. I_D0 ist der Strom der Diode 5a. Mit gestrichelten Linien dargestellt ist I_m, der Erregungsstrom des Transformators 4'.

Als Erstes ist ein Zeitraum t = t₁ – t₂ in 16 ein Zeitraum, während dessen das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, und die Erregungsenergie in der Wicklung 4a des Transformators 4' akkumuliert wird. Gleichzeitig wird die in Gleichung 1 ausgedrückte negative Spannung V_a in der Wicklung 4e erzeugt. Va = – (Spannung an beiden Enden des Glättungskondensators 11) × (Windungsanzahl der Wicklung 4e)/(Windungsanzahl der Wicklung 4a) (1)

Während dieses Zeitraums erhält die Gate-Source-Spannung V_GS3 des Nebenschaltelementes 3 eine Sperr-Vorspannung durch eine Durchlassspannung der Zenerdiode 66, und das Nebenschaltelement 3 wird abgeschaltet.

Zum Zeitpunkt t₂ wird das Hauptschaltelement 2 abgeschaltet und befindet sich während des Zeitraums t = t₂ – t₃ im Ausschaltzustand, wodurch der Strom, der in der Wicklung 4a des Transformators 4' geflossen ist, auf den Pfad der Körperdiode des Nebenschaltelementes 3 → Kondensator 10 → Wicklung 4a umgeleitet wird. Während dieses Zeitraums ist die Spannung V_a der Wicklung 4e vom Negativen ins Positive invertiert. Der Wert der Spannung V_a zu diesem Zeitpunkt ist im Wesentlichen durch Gleichung 2 ausgedrückt. Va = + (Spannung an beiden Enden des Glättungskondensators 6) × (Windungsanzahl der Wicklung 4e)/(Windungsanzahl der Wicklung 4b) (2)

Als Ergebnis wird die Gate-Source-Kapazität des Nebenschaltelementes 3 über den Widerstand 63 geladen, und wenn die Spannung V_GS3 die Ansteuer-Schwellenspannung des Nebenschaltelementes 3 überschreitet, wird das Nebenschaltelement 3 angeschaltet. Außerdem wird die Energie, die in der Streuinduktivität des Transformators 4' während des Zeitraums akkumuliert wird, während dessen der Drain-Strom I_D3 des Nebenschaltelementes 3 negativ ist, durch den Kondensator 10 aufgenommen, so dass kein Spannungsstoß der Drain-Source-Spannung V_DS2 des Hauptschaltelementes 2 erzeugt wird.

Außerdem bilden die Streuinduktivität des Transformators 4' und der Kondensator 10 einen Reihenschwingkreis, wodurch die Energie, die durch den Kondensator 10 während des Zeitraums aufgenommen wird, während dessen der Drain-Strom I_D3 des Nebenschaltelementes 3 positiv ist, über den Transformator 4', die Diode 5a und den Glättungskondensator 6 an die Last abgegeben wird. Die Zeitkonstante einer Zeitkonstantenschaltung, die aus dem Widerstand 61 und dem Kondensator 62 besteht, ist derart, dass zum Zeitpunkt, zu dem diese Energie vollständig entladen ist, der Transistor 65 abgeschaltet wird und das Nebenschaltelement 3 abgeschaltet wird.

Während eines Zeitraums t = t₃ – t₄ ist der Transistor 64 weiterhin angeschaltet und das Nebenschaltelement 3 ist abgeschaltet. Während dieses Zeitraums wird die Energie, die während des zuvor erwähnten Zeitraumes t₁ – t₂ im Transformator 4' akkumuliert wird, über den Glättungskondensator 6 an die Diode 5a abgegeben.

Das Hauptschaltelement 2 wird zum Zeitpunkt t = t₄ angeschaltet, und die beschriebenen Vorgänge wiederholen sich.

Bei der zuvor beschriebenen ersten und zweiten herkömmlichen Technik besteht das Problem, dass, falls sich die Versorgungsgleichspannung (Spannung der Gleichstromquelle 1 in 13 oder die durch die Diodenbrücke 50 in 15 gleichgerichtete Spannung (Spannung an beiden Enden des Glättungskondensators 11)) signifikant ändert, der Verlust in der Schaltung zunimmt und die Wandlerwirkungsgrad der Vorrichtung abnimmt.

Beispielsweise unterscheidet sich bei der in 15 dargestellten zweiten herkömmlichen Technik die Eingangswechselspannung je nach Land, und wenn sich die über die Diodenbrücke 50 an die beiden Enden des Glättungskondensators 22 angelegte Spannung signifikant ändert, erfolgt ebenfalls eine signifikante Änderung des Wertes der in der Wicklung 4e des Transformators 4' erzeugten negativen Spannung, wie aus Gleichung 1 ersichtlich. Dabei muss der Wert des Widerstands 63, der die Gate-Source-Kapazität des Nebenschaltelementes 3 lädt, derart festgelegt sein, dass die Gate-Source-Spannung die Ansteuer-Schwellenspannung während eines Zeitraums überschreitet, während dessen der Drain-Strom des Nebenschaltelementes 3 negativ ist, und der Einstellwert beträgt im Allgemeinen einige zehn bis hundert Ohm.

Daher traten die folgenden Probleme auf. Insbesondere, wenn die Spannung an beiden Enden des Glättungskondensators 11 hoch ist, nimmt der durch den Widerstand 63 und die Zenerdiode 66 fließende Strom im Zeitraum t = t₁ – t₂ zu, ein von diesen Teilen erzeugter Verlust nimmt zu, und der Wandlerwirkungsgrad der Vorrichtung nimmt ab. Außerdem wird während des Zeitraums t = t₃ – t₄ die in der Wicklung 4e des Transformators 4' erzeugte positive Spannung über den Widerstand 63 durch den Transistor 65 verringert, wodurch ein Verlust im Widerstand 63 und im Transistor 65 erzeugt wird, und der Wandlerwirkungsgrad der Vorrichtung weiter verringert wird.

Ein weiteres Problem bestand darin, dass, falls die Drain-Source-Spannung nicht den Wert Null erreicht hat, wenn das Hauptschaltelement 2 angeschaltet wird, ein Stromstoß erzeugt wird, wie in der Drain-Strom-Wellenform I_D2 in 16 dargestellt, wodurch ein Rauschen (Störungen) oder ein Schaltverlust vergrößert wird.

Diese Probleme gelten für die in 13 dargestellte erste herkömmliche Technik praktisch in gleicher Weise.

Außerdem ändert sich, wenn sich die in der Wicklung 4e erzeugte Spannung gemäß der Versorgungsgleichspannung ändert, die Schaltfrequenz eines jeden der Schaltelemente 2, 3, d.h. es ändert sich das Tastverhältnis, was zur Vergrößerung der Verluste beiträgt und den Wirkungsgrad der Vorrichtung verschlechtert. Außerdem besteht ein weiteres Problem darin, dass es bei der ersten herkömmlichen Technik eine große Anzahl von Wicklungen im Transformator 4 gibt, und daher wird der Transformators 4 entsprechend groß, so dass die wünschenswerte Verringerung von Größe und Gewicht der gesamten Vorrichtung nicht möglich ist.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Stromrichtervorrichtung bereitzustellen, die über einen großen Bereich von Eingangsgleichspannungen geringe Verluste und einen hohen Wirkungsgrad aufweist, zur Verringerung von Rauschen (Störungen) in der Lage ist, und deren Gewicht und Größe verringert werden kann.

Diese Aufgabe wird mit einer Stromrichtervorrichtung gemäß den Patentansprüchen 1, 4 und 5 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei einem Aufbau des Stromrichters gemäß Anspruch 1 bis 3 sowie 5 wird die Wicklungsspannung des Trenntransformators nicht zum Ansteuern des Nebenschaltelementes verwendet, und daher kann die Anzahl der Wicklungen des Transformators verringert werden, was zu einer Verringerung von Größe und Gewicht der Vorrichtung und einer Kostenverringerung beiträgt. Außerdem können die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis konstant gemacht werden, ungeachtet einer Änderung der Eingangsgleichspannung, und somit kann eine Stromrichtervorrichtung mit großem Wandlungswirkungsgrad realisiert werden.

Gemäß Anspruch 4 wird die Wicklungsspannung des Trenntransformators als Signal erfasst, und die Vorrichtung ist mit einer Nebensteuerschaltung versehen, die das Nebenschaltelement mittels dieses Signals indirekt ansteuert. Die Speisespannung der Nebensteuerschaltung wird von einer stabilisierten Stromversorgung auf Seiten der Hauptsteuerschaltung erzeugt, wodurch ein mit der Ansteuerung des Schaltelementes in Zusammenhang stehender Verlust im Vergleich zu den herkömmlichen Techniken verringert und der Wandlerwirkungsgrad der Vorrichtung kann verbessert werden kann.

Außerdem kann, wenn die Periode der Reihenresonanz der Induktivität, die mit der Primärwicklung des Trenntransformators seriell verbunden ist, und des Kondensators, der mit der positiven Elektrode der Gleichstromquelle verbunden ist, länger gemacht wird als der Anschalt-Zeitraum eines Hochpotenzial-Schaltelementes (Nebenschaltelement), ein Nullspannungsschalten eines Niedrigpotenzial-Schaltelementes (Hauptschaltelement) durchgeführt werden, und eine Stromrichtervorrichtung mit verringertem Stromstoß und Rauschen kann bereitgestellt werden.

Außerdem ist gemäß Anspruch 6 die Erregerinduktivität des Trenntransformators auf einen relativ großen Wert festgelegt und der Erregungsstrom ist so festgelegt, dass er nicht den Nullpunkt durchläuft, wenn die Last, welcher der ausgegebene Gleichstrom zugeführt wird, groß ist, wodurch eine Stromrichtervorrichtung von größerem Wirkungsgrad realisiert werden kann.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
1 ein Schaltungsdiagramm, welches eine erste Ausführungsform der Erfindung darstellt;
2 ein Konfigurationsdiagramm der Nebensteuerschaltung von 1;
3 eine Figur, die die Wellenform des Stroms zeigt, der durch die Diode 5a der ersten Ausführungsform fließt;
4 ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der Erfindung darstellt;
5 ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise der zweiten Ausführungsform zeigt;
6 eine Figur, welche die Beziehung eines Ansteuer-Schwellenwertes zur Schaltfrequenz und zur Drain-Source-Spitzenspannung des Nebenschaltelementes der zweiten Ausführungsform zeigt;
7 eine Figur, welche die Beziehung des Ansteuer-Schwellenwertes zum Spitzenwert des Drain-Stroms eines jeden Schaltelementes der zweiten Ausführungsform zeigt;
8 eine Figur, welche die Beziehung des Ansteuer-Schwellenwertes zu einem Effektivwert des Drain-Stroms eines jeden Schaltelementes der zweiten Ausführungsform zeigt;
9 ein Schaltungsdiagramm, das einen Hauptteil einer dritten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
10 ein Schaltungsdiagramm, das einen Hauptteil einer vierten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
11 ein Schaltungsdiagramm, das eine fünfte Ausführungsform der Erfindung darstellt;
12 ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise einer sechsten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
13 ein Schaltungsdiagramm, das die erste herkömmliche Technik darstellt;
14 eine Figur, die eine Wellenform des durch die Diode 5a von 13 fließenden Stromes darstellt;
15 ein Schaltungsdiagramm, das die zweite herkömmliche Technik darstellt; und
16 ein Wellenformdiagramm, das die Funktionsweise von 15 darstellt.
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine erste Ausführungsform der Erfindung darstellt, die den Ansprüchen 1 bis 3 entspricht. In 13 und 15 werden die gleichen Bezugszeichen für gleiche Teile verwendet und nicht noch einmal erläutert. Die nachfolgenden Erläuterungen konzentrieren sich also auf die Unterschiede.
In 1 ist 1 eine Gleichstromquelle, implementiert mittels Gleichrichten und Glätten einer Versorgungswechselspannung, A4 ist ein Trenntransformator (nachfolgend einfach als "Transformator" bezeichnet), der primärseitig eine erste Wicklung 4a und eine dritte Wicklung 4d aufweist und sekundärseitig eine zweite Wicklung 4b und eine fünfte Wicklung 4c aufweist (die Wicklung 4c ist eine fünfte Wicklung bezogen auf eine vierte Wicklung 4e bei einer zweiten Ausführungsform gemäß 4, die später noch beschrieben wird). 7 ist eine Last.
Eine Spannungsabsenk-Steuerschaltung 12 ist über eine Diode 17 zum Gleichrichten und einen Glättungskondensator 11 mit beiden Enden der Wicklung 4d des Transformators 4A verbunden, und ihre Ausgangsspannung wird über einen Glättungskondensator 13 einer Hauptsteuerschaltung 14 als Speisespannung zugeführt.
Es sei angemerkt, dass die Spannungsabsenk-Steuerschaltung 12 und der Kondensator 13 weggelassen werden können, sofern unter den gesamten Betriebsbedingungen der Vorrichtung die Spannung des Kondensators 11 den Eingangsspannungsbereich der Hauptsteuerschaltung 14 nicht überschreitet.
Ein Messwert der Ausgangsspannung (Spannung eines Kondensators 6) der Vorrichtung wird über eine Spannungsmessschaltung 8 der Hauptsteuerschaltung 14 zugeführt, und die in der Wicklung 4d des Transformators 4A erzeugte Spannung wird ebenfalls der Hauptsteuerschaltung 14 zugeführt. Die Hauptsteuerschaltung 14 wird derart betrieben, dass sie die umgekehrte Polarität der Spannung der Wicklung 4d erfasst, um das Hauptschaltelement 2 anzuschalten, und steuert die Anschaltdauer des Hauptschaltelementes 2 so, dass die Ausgangsspannung konstant wird, und zwar auf Basis eines Rückkopplungssignals von der Spannungsmessschaltung 8.
9 ist eine Anlaufschaltung zum Anfahren der Hauptsteuerschaltung 14 und ist als eine Schaltung konfiguriert, die eine Funktion zum Blockieren des Anlaufstromes nach Anfahren eines Widerstandes oder der Hauptsteuerschaltung 14 hat. 19 ist eine Induktivität, 20 ein Kondensator, und diese liegen seriell zwischen der positiven Elektrode der Gleichstromquelle 1 und dem einen Ende des Transformators 4A, um eine Reihenresonanzschaltung zu bilden. Die Induktivität 19 kann durch eine Streuinduktivität des Transformators 4A ersetzt werden. Es sei angemerkt, dass der Induktivitätswert der Induktivität 19 derart festgelegt ist, dass die Reihenresonanzperiode, der durch die Kapazität des Kondensators 20 bestimmt wird, größer ist als die Anschaltdauer des Nebenschaltelementes 3.
16 ist eine Nebensteuerschaltung, der über eine Diode 15 und einen Kondensator 18 eine Speisespannung zugeführt wird, und zwar von dem Glättungskondensator 13. Dabei ist die Diode 15 leitend, wenn das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, wird veranlasst, den Pfad von Kondensator 13 – Diode 15 – Kondensator 18 – Hauptschaltelement 2 – Kondensator 13 durchzuschalten, um den Kondensator 18 zu laden, und führt der Nebensteuerschaltung 16 die Spannung des Kondensators 18 als Speisespannung zu.
2 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Nebensteuerschaltung 16 zeigt. In 2 ist 160 eine Konstantstromquelle, 161 und 162 sind Spannungsteilerwiderstände, 164 und 167 sind Referenzspannungsquellen, 163 und 166 sind Komparatoren, 168 ist eine Gate-Ansteuereinrichtung und 165 ist ein Kondensator. Das eine Ende des Spannungsteilerwiderstandes 161 ist mit der Gleichstromquelle 1 von 1 verbunden, das eine Ende des Kondensators 18 ist mit der Kathode der Diode 15 verbunden und der Ausgang der Gate-Ansteuereinrichtung 168 wird dem Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 3 zugeführt.
Als Nächstes wird die Funktionsweise dieser Ausführungsform beschrieben.
Das Hauptschaltelement 2 wird durch die Hauptsteuerschaltung 14 angeschaltet, wodurch die Erregungsenergie in der Induktivität 19 und der Wicklung 4a akkumuliert wird. Bevor das Hauptschaltelement 2 abgeschaltet wird, ist die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes 3 gleich groß wie eine Zwischenspannung. Wenn das Hauptschaltelement 2 abgeschaltet ist, wird die in der Wicklung 4a akkumulierte Erregungsenergie als elektrische Energie über die Wicklung 4b, die Diode 5a und den Glättungskondensator 6 der Last 7 zugeführt.
Beim Ausschalten des Hauptschaltelementes 2 wird die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes 2 zum halben Wert der Zwischenspannung. Wenn die Spannung der Referenzspannungsquelle 164 des in der Nebensteuerschaltung 16 befindlichen Komparators 163 auf einen Zwischenwert zwischen der zuvor erwähnten Zwischenspannung und dem halben Spannungswert der Zwischenspannung eingestellt ist und die Referenzspannung mit einem Spannungsteilerwert verglichen wird, der durch die Spannungsteilerwiderstände 161, 162 erzielt wird, um eine Ausgangsgröße des Komparators 163 zu erhalten, befindet sich die Ausgangsgröße des Komparators 163 auf einem Low-Pegel, wenn das Hauptschaltelement 2 ausgeschaltet ist.
Der Kondensator 165 der Nebensteuerschaltung 16 wird entladen, wenn die Ausgangsgröße des Komparators 163 auf dem Low-Pegel ist, und wird durch die Konstantstromquelle 160 geladen, wenn die Ausgangsgröße des Komparators 163 auf einem High-Pegel ist. Solange die Spannung des Kondensators 165 die Spannung der Referenzspannungsquelle 167 nicht erreicht hat, ist die Ausgangsgröße des Komparators 166 auf dem High-Pegel, und das Nebenschaltelement 3 wird über die Gate-Ansteuereinrichtung 168 angeschaltet (die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes 3 wird auf eine Spannung verringert, die durch den Widerstand des Nebenschaltelementes 3 bestimmt ist). Demgemäß wird die in der Induktivität 19 akkumulierte Erregungsenergie von dem Kondensator 20 aufgenommen, so dass kein Spannungsstoß in der Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelementes 2 auftritt. Außerdem treten die Induktivität 19 und der Kondensator 20 in serielle Resonanz und die im Kondensator 20 akkumulierte Energie wird über den Transformator 4A, die Dioden 5a, 5b und den Glättungskondensator 6 der Last 7 zugeführt.
Wenn die Spannung des Kondensators 165 die Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 167 erreicht, wird die Ausgangsgröße des Komparators 166 auf den Low-Pegel gebracht und das Nebenschaltelement 3 wird über die Gate-Ansteuereinrichtung 168 abgeschaltet.
Weiter wird, wenn das Nebenschaltelement 3 abgeschaltet wird, eine Spannung in positiver Richtung in der Wicklung 4d des Transformators 4A erzeugt und das Hauptschaltelement 2 wird durch die Hauptsteuerschaltung 14 angeschaltet. Das Hauptschaltelement 2 wird nach dem Verstreichen einer Zeit abgeschaltet, die durch eine Pulsweiten-Modulations-(PWM)-Steuerung der Hauptsteuerschaltung 14 berechnet wird.
Bei dieser Ausführungsform wird, dadurch, dass eine Stromrichteroperation unter Wiederholen der zuvor beschriebenen Operationen ausgeführt wird, eine Wellenform des durch die Diode 5a fließenden Stromes erzielt, wie sie in 3 dargestellt ist.
Wenn der Anschaltdauer des Nebenschaltelementes 3, die durch die Spannung des im Inneren der Nebensteuerschaltung 16 befindlichen Kondensators 165 und die Spannung der Referenzspannungsquelle 167 des Komparators 166 bestimmt ist, auf den halben Wert des Resonanzschwingungsperiode des Kondensators 20 und der Induktivität 19 festgelegt ist, ergibt ein bestimmtes Tastverhältnis der Ausgangsstromwellenform, wie in 3 dargestellt ist.
Außerdem können, ungeachtet dessen, dass eine Last eine in Gleichung 3 gezeigte Lastleistung P₀ übersteigt (die von der Zwischenspannung E_d, der Kapazität C_r des Kondensators 20 und dem Induktivitätswert L_r der Induktivität 19 bestimmt wird), und ungeachtet der Eingangsgleichspannung, die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis konstant bleiben. P0 =(E2 d/2π) × √(C r /L r ) (3)
Es sei angemerkt, dass, wenn Anschaltdauer des Nebenschaltelementes 3 unabhängig von der Resonanzperiode festgelegt wird, die gleiche Operation wie im herkömmlichen Fall ausgeführt wird.
Bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform ist das eine Ende des in der Nebensteuerschaltung 16 befindlichen Spannungsteilerwiderstandes 161 mit der positiven Elektrode der Gleichstromquelle 1 verbunden. Jedoch kann eine (nicht dargestellte) zusätzliche Diode mit der Diode 15 von 1 in Durchlassrichtung verbunden sein, und die Kathode der Diode 15 kann mit dem Ende des Spannungsteilerwiderstandes 161 von 2 verbunden sein, wodurch der Zeitpunkt des Anschaltens des Nebenschaltelementes 3 aus der Speisespannung der Hauptsteuerschaltung 14 über die Diode erfasst wird.
Als Nächstes wird die zweite Ausführungsform der Erfindung gemäß Anspruch 4 beschrieben.
4 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Schaltung der zweiten Ausführungsform. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche Elemente wie in 1 und nicht noch einmal erläutert. Die nachfolgenden Erläuterungen konzentrieren sich also auf die Unterschiede.
4B ist ein Transformator, welcher primärseitig eine erste Wicklung 4a, eine dritte Wicklung 4d und eine vierte Wicklung 4e und sekundärseitig eine zweite Wicklung 4b aufweist. Ein Strombegrenzungswiderstand 169 und eine Zenerdiode 170 in einer Nebensteuerschaltung 16A sind mit beiden Enden der Wicklung 4e seriell verbunden. Die Kathode der Zenerdiode 170 ist mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 163 verbunden und ihre Anode ist über die Referenzspannungsquelle 164 mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 163 verbunden. Außerdem ist der Ausgangsanschluss des Komparators 163 über die Gate-Ansteuereinrichtung 168 mit dem Gate-Anschluss des Nebenschaltelementes 3 verbunden.
Bei der zuvor beschriebenen Nebensteuerschaltung 16A vergleicht der Komparator 163 die Spannung der Wicklung 4e des Transformators 4B mit der Spannung der Referenzspannungsquelle 164, und das Nebenschaltelement 3 wird durch die Gate-Ansteuereinrichtung 168 angesteuert, wobei der Zeitraum, während dessen die Spannung der Wicklung 4e die Referenzspannung überschreitet, als Anschaltdauer des Nebenschaltelementes 3 genommen wird. Die Zenerdiode 170 dient dazu, eine positive und eine negative Spannungsspitze zu begrenzen, die in der Wicklung 4e erzeugt werden, so dass diese die zulässige Eingangsspannung des Komparators 163 nicht überschreiten.
Außerdem ist, wie bei der ersten Ausführungsform, die Diode 15 leitend, wenn das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, und wird veranlasst, den Pfad von Kondensator 13 – Diode 15 – Kondensator 18 – Hauptschaltelement 2 – Kondensator 13 durchzuschalten, um den Kondensator 18 zu laden, und der Nebensteuerschaltung 16A die Spannung des Kondensators 18 als Speisespannung zuzu führen. Insbesondere wird die Speisespannung der Nebensteuerschaltung 16A im Wesentlichen gleich groß wie die Speisespannung der Hauptsteuerschaltung 14.
Die Funktionsweise dieser Ausführungsform wird nachfolgend mit Bezug auf das Wellenformdiagramm von 5 beschrieben.
Ein Zeitraum t = t₁ – t₂ ist der Zeitraum, während dessen das Hauptschaltelement 2 angeschaltet ist, und die Erregungsenergie in der Induktivität 19 und der Wicklung 4a des Transformators 4B akkumuliert wird. Gleichzeitig wird eine negative Spannung V_a in der Wicklung 4e erzeugt. Die Spannung des positiven Eingangsanschlusses des im Inneren der Nebensteuerschaltung 16A befindlichen Komparators 163 ist niedriger als die Spannung der Referenzspannungsquelle 164, da die Spannung der Zenerdiode 170 zu einer Durchlassspannung wird, und dadurch wird die Ausgangsgröße des Komparators 163 auf einen Low-Pegel gebracht. Aus diesem Grund befindet sich eine Ausgangsgröße der Gate-Ansteuereinrichtung 168 auf einem Low-Pegel und das Nebenschaltelement 3 ist abgeschaltet.
Zum Zeitpunkt t₂ wird das Hauptschaltelement 2 abgeschaltet und befindet sich während des Zeitraums t = t₂ – t₃ im Ausschaltzustand, wodurch der Strom, der in der Wicklung 4a des Transformators 4' geflossen ist, auf den Pfad der Körperdiode des Nebenschaltelementes 3 → Kondensator 10 → Wicklung 4a umgeleitet wird. Außerdem wird die Spannung V_a der Wicklung 4e vom Negativen zum Positiven invertiert. Wenn diese Spannung V_a die Spannung (Ansteuerschwellenwert) V_th der Referenzspannungsquelle 164 überschreitet, wird die Ausgangsgröße der Gate-Ansteuereinrichtung 168 auf einen High-Pegel gebracht, und das Nebenschaltelement 3 wird angeschaltet.
Außerdem wird die in der Induktivität 19 akkumulierte Energie von dem Kondensator 10 aufgenommen, und daher wird kein Spannungsstoß in der Drain-Source-Spannung V_DS des Hauptschaltelementes 2 erzeugt. Weiter treten die Induktivität 19 und der Kondensator 10 in serielle Resonanz, wodurch die vom Kondensator 10 aufgenommene Energie über die Wicklungen 4a und 4b des Transformators 4B, die Diode 5a und den Glättungskondensator 6 an die Last 7 abgegeben wird.
Die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelementes 2 ergibt sich dadurch, dass die Spannung der Gleichstromquelle 1 zur Spannung des Kondensators 10 hinzuaddiert wird, wobei die Induktivität 19 einen Induktivitätswert aufweist, der relativ größer ist als der Streuinduktivitätswert des mit diesem verbundenen Transformators 4B, wodurch die Spannung an den beiden Enden des Kondensators 10 sinusförmig pulsiert und eine Bogenform annimmt. Das Gleiche gilt für die in der Wicklung 4e erzeugte positive Spannung V_a, wie dargestellt in 5.
Nachdem der Kondensator 10 vollständig entladen ist, wird der durch die Diode 5a fließende Strom I_D0 null und die Diode 5a wird abgeschaltet.
Während eines Zeitraums t = t₃ – t₄ wird der Erregungsstrom I_m zu einem negativen Wert invertiert und fließt über den Pfad von Wicklung 4a – Induktivität 19 – Kondensator 10 – Nebenschaltelement 3 – Wicklung 4a. Wenn die Spannung V_a der Wicklung 4e niedriger wird als der Ansteuer-Schwellen wert V_th, werden die Ausgangsgrößen des Komparators 163 und der Gate-Ansteuereinrichtung 168 auf einen Low-Pegel gebracht, und das Nebenschaltelement 3 wird abgeschaltet.
Die Drain-Source-Spannung des Nebenschaltelementes 3 steigt an, und gleichzeitig nimmt die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelementes 2 ab. Wenn die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelementes null wird, wird die Körperdiode des Hauptschaltelementes 2 leitend, und der Erregungsstrom I_m wird auf den Pfad von Wicklung 4a – Induktivität 19 – Gleichstromquelle 1 – Hauptschaltelement 2 – Wicklung 4a umgeleitet. Wenn das Hauptschaltelement 2 zu diesem Zeitpunkt angeschaltet wird, wird ein Nullspannungs-Schalten erzielt, und es fließt kein Stromstoß durch das Hauptschaltelement 2, wodurch ein Schalten bei niedrigem Rauschen realisiert werden kann. Danach werden die zuvor erwähnten Operationen von t₁ bis t₄ wiederholt.
Es sei angemerkt, dass bei der in 4 dargestellten Schaltung das Nebenschaltelement 3 nicht direkt durch die Wicklung 4e angesteuert wird, sondern indirekt angesteuert wird, nachdem die Spannung V_a der Wicklung 4e als Signalspannung erfasst wurde. Außerdem ist die Ansteuerspannung der Nebensteuerschaltung 16A im Wesentlichen gleich groß wie die stabilisierte Speisespannung der Hauptsteuerschaltung 14. Der Widerstandswert des Strombegrenzungswiderstandes 169 liegt in der Größenordnung von einigen kΩ bis einigen 100 kΩ. Daher ist, selbst wenn die Spannung der Gleichstromquelle 1 sich in signifikanter Weise ändert, der Stromverbrauch des Widerstands 169 und der Zenerdiode 170 gering, und eine Verringerung des Wirkungsgrades der Vorrichtung kann verhindert werden. Außerdem schaltet, wie zuvor beschrieben, das Hauptschaltelement 2 im Nulldurchgang der Spannung, so dass es keinem Stromstoß ausgesetzt wird, und eine Vorrichtung mit geringem Rauschen bereitgestellt werden kann.
Bei der in 15 dargestellten herkömmlichen Technik wird das Nebenschaltelement 3 direkt durch die Spannung der Wicklung 4e angesteuert, und daher muss der in der Wicklung 4e erzeugte Spannungspegel auf mindestens 10 V festgelegt werden, hingegen ist der Wert des Durchlasswiderstandes des Nebenschaltelementes 3 im Wesentlichen gesättigt. Jedoch kann bei der vorliegenden Ausführungsform ein derartiger Wert ein niedriger Wert sein, da die Spannung der Wicklung 4e als Signalspannung verwendet wird. Demzufolge kann die Windungsanzahl der Wicklung 4e verringert werden, um den Transformator 4B zu miniaturisieren.
Außerdem wird der Ansteuer-Schwellenwert V_th des Komparators 163 angepasst, wodurch der Anschaltdauer des Nebenschaltelementes 3 eingestellt werden kann. Demgemäß können die Schaltfrequenz und der Drain-Source-Spannungsspitzenwert des Nebenschaltelementes 3, der Drain-Strom-Spitzenwert und der Effektivwert des Drain-Stroms eines jeden der Schaltelemente 2 und 3 und dergleichen angepasst werden. Daher weist die Vorrichtung den Vorteil auf, dass Bedingungen, bei denen der größte Wirkungsgrad erzielt werden kann, leicht eingestellt werden können.
Im Zusammenhang mit dem Vorbeschriebenen zeigt 6 den Zusammenhang von Ansteuer-Schwellenwert V_th und Schaltfrequenz sowie Drain-Source-Spitzenspannung des Nebenschaltelementes 3, wenn der Ansteuer-Schwellenwertes V_th angepasst wird. Außerdem zeigt 7 den Zusammenhang von Ansteuer-Schwellenwert V_th und den Spitzenwerten des Drain-Stroms I_D ₂, I_D ₃ eines jeden Schaltelementes 2, 3. 8 zeigt den Zusammenhang von Ansteuer-Schwellenwert V_th und Effektivwert des Drain-Stroms I_D2, I_D3 eines jeden Schaltelementes 2, 3.
9 ist ein Schaltungsdiagramm, welches einen Hauptteil einer dritten Ausführungsform der Erfindung darstellt, und ist ein modifiziertes Beispiel der Nebensteuerschaltung bei der zuvor beschriebenen zweiten Ausführungsform. In 9 ist 16B eine Nebensteuerschaltung, 169, 172 und 173 sind Widerstände, 171 ist eine Diode, 175 ist ein NPN-Transistor und 176 ist eine Negativ-Logik-Gate-Ansteuereinrichtung.
Bei der in 9 dargestellten Schaltung wird, wenn die Spannung, die durch Teilen der Spannung einer Hilfswicklung 4e mittels der Widerstände 169 und 172 erzielt wird, die Basis-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors 175 überschreitet, das Nebenschaltelement 3 durch die Negativ-Logik-Gate-Ansteuereinrichtung 176 angeschaltet.
10 ist ein Schaltungsdiagramm, welches einen Hauptteil einer vierten Ausführungsform der Erfindung darstellt, und ist ein Beispiel, bei dem die Negativ-Logik-Gate-Ansteuereinrichtung 176 in der Nebensteuerschaltung 16B als Transistorschaltung konfiguriert ist. Insbesondere ist 16C eine Nebensteuerschaltung, 174, 178, 180 und 181 sind Widerstände, 179 ist eine Diode, 177, 182, 183 und 184 sind PNP-Transistoren, und eine Negativ-Logik-Gate-Ansteuereinrichtung ist durch diese Teile konfiguriert.
11 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine fünfte Ausführungsform der Erfindung darstellt, und ist ein Beispiel, bei welchem anstelle des Kondensators 10 der Kondensator 20 zwischen die positive Elektrode der Gleichstromquelle 1 und die Induktivität 19 geschaltet ist. Die Funktionsweise dieser Ausführungsform ist die gleiche wie die der zweiten Ausführungsform. Es sei angemerkt, dass das Nebenschaltelement 3 durch die zuvor beschriebene Nebensteuerschaltung 16A, 168 oder 16C angesteuert werden kann.
12 ist ein Wellenformdiagramm, welches die Funktionsweise einer sechsten Ausführungsform der Erfindung darstellt, und entspricht der Ausführungsform gemäß Anspruch 6.
Die Ausführungsform gemäß Anspruch 5 ist dadurch gekennzeichnet, dass der Erregerinduktivitätswert des Transformators 4B auf einen relativ großen Wert festgelegt ist, wodurch der Erregungsstrom I_m weiterhin positiv fließt und, wenn die Last groß ist, nicht Null durchläuft, anders als in 5 dargestellt. Insbesondere besteht der Unterschied zur Wellenform der in 5 dargestellten Funktionsweise darin, dass die Vorrichtung derart betrieben wird, dass das Nebenschaltelement 3 abgeschaltet wird, bevor der durch die Diode 5a fließende Strom I_D0 Null wird.
Die in 12 dargestellte Funktionsweise ist die gleiche wie die Funktionsweise, bei welcher der herkömmliche Sperrwandler im kontinuierlichen Modus betrieben wird. Ein Vorteil einer derartigen Funktionsweise besteht darin, dass der Spitzenwert des Drain-Stroms und der Effektivwert des Stroms des Hauptschaltelementes 2 und der Effektivwert des durch die Diode 5a fließenden Stroms verringert sind und die Verluste im Hauptschaltelement 2 und die Verluste in der Diode 5 verringert werden können, wodurch der Wandlerwirkungsgrad der Vorrichtung weiter verbessert werden kann.
In einer Ausführungsform gemäß Anspruch 5 kann, auch wenn dies nicht in den Figuren dargestellt ist, bei den in 4 und 11 dargestellten Ausführungsformen die Nebensteuerschaltung 16 bei der Ausführungsform von 1 und 2 anstelle der Nebensteuerschaltung 16A (16B, 16C) verwendet werden und die vierte Wicklung 4e des Trenntransformators entfallen. Damit kann die Struktur des Transformators weiter vereinfacht werden.

Claims

Stromrichtervorrichtung, aufweisend: eine Gleichstromquelle (1); eine Reihenschaltung aus einem Hauptschaltelement (2) und einem Nebenschaltelement (3) zwischen der positiven Elektrode und der negativen Elektrode der Gleichstromquelle (1); einen Trenntransformator (4A), der eine primäre erste Wicklung (4a), die über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator (20) und einer Induktivität (19) zwischen die positive Elektrode der Gleichstromquelle (1) und den Verbindungspunkt zwischen dem Hauptschaltelement (2) und dem Nebenschaltelement (3) geschaltet ist, und eine sekundäre zweite Wicklung (4b) aufweist, die über eine Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) mit einer Last (7) verbunden ist; eine Hauptsteuerschaltung (14), die das Hauptschaltelement (2) einer An/Aus-Steuerung unterzieht; und eine Nebensteuerschaltung (16), die das Nebenschaltelement (3) einer An/Aus-Steuerung unterzieht, wobei die Stromrichtervorrichtung eine Spannung, die in der zweiten Wicklung (4b) durch abwechselndes An- und Ausschalten des Hauptschaltelementes (2) und des Nebenschaltelementes (3) mittels der Hauptsteuerschaltung (14) und der Nebensteuerschaltung (16) erzeugt wird, mittels der Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) in eine Gleichspannung umwandelt, um diese einer Last (7) zuzuführen, wobei der Trenntransformator (4A) eine primäre dritte Wicklung (4d) aufweist, die Hauptsteuerschaltung (14) das Hauptschaltelement (2) derart an- und ausschaltet, dass die der Last (7) zugeführte Gleichspannung konstant wird, wobei die Spannung der dritten Wicklung (4d) als eine Signalspannung dient, die Nebensteuerschaltung (16) das Nebenschaltelement (3) anschaltet, wenn die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes (3) niedriger ist als eine Referenzspannung, und als Speisespannung der Hauptsteuerschaltung (14) eine Spannung genommen wird, die dadurch gewonnen wird, dass die in der dritten Wicklung (4d) erzeugte Spannung gleichgerichtet und geglättet wird, und die Speisespannung der Nebensteuerschaltung (16) mittels eines Anschaltvorgangs des Hauptschaltelementes (2) erzielt wird.
Stromrichtervorrichtung nach Anspruch 1, bei der ein Anschaltdauer des durch die Nebensteuerschaltung (16) gesteuerten Nebenschaltelementes (3) auf ungefähr die Hälfe der Resonanzschwingungsperiode des Kondensators (20) und der Induktivität (19) festgelegt ist.
Stromrichtervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher der Zeitpunkt, zu dem das Nebenschaltelement (3) durch die Nebensteuerschaltung (16) angeschaltet wird, auf Basis der Speisespannung der Hauptsteuerschaltung (14) bestimmt wird, die der Nebensteuerschaltung (16) zugeführt wird.
Stromrichtervorrichtung, aufweisend: eine Gleichstromquelle (1); eine Reihenschaltung aus zumindest einem Hauptschaltelement (2) und einem Nebenschaltelement (3) zwischen der positiven Elektrode und der negativen Elektrode der Gleichstromquelle (1 ); einen Trenntransformator (4A), der eine primäre erste Wicklung (4a), die über zumindest eine Induktivität (19) zwischen die positive Elektrode der Gleichstromquelle (1) und den Verbindungspunkt zwischen dem Hauptschaltelement (2) und dem Nebenschaltelement (3) geschaltet ist, und eine sekundäre zweite Wicklung (4b) aufweist, die über eine Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) mit einer Last (7) verbunden ist; eine Hauptsteuerschaltung (14), die das Hauptschaltelement (2) einer An/Aus-Steuerung unterzieht; und eine Nebensteuerschaltung (16), die das Nebenschaltelement (3) einer An/Aus-Steuerung unterzieht, wobei die Stromrichtervorrichtung eine Spannung, die in der zweiten Wicklung (4b) durch abwechselndes An- und Ausschalten des Hauptschaltelementes (2) und des Nebenschaltelementes (3) mittels der Hauptsteuerschaltung (14) und der Nebensteuerschaltung (16) erzeugt wird, mittels der Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) in eine Gleichspannung umwandelt, um diese einer Last (7) zuzuführen, wobei der Trenntransformator (4A) eine primäre dritte Wicklung (4d) und vierte Wicklung (4e) aufweist, die Hauptsteuerschaltung (14) das Hauptschaltelement (2) derart an- und ausschaltet, dass eine der Last (7) zugeführte Gleichspannung konstant wird, wobei die Spannung der dritten Wicklung (4c) als eine Signalspannung dient, die Nebensteuerschaltung (16) das Nebenschaltelement (3) während eines Zeitraums anschaltet, während dessen der Wert einer Spannung der vierten Wicklung (4e) einen vorbestimmten Wert überschreitet, wobei die Spannung der vierten Wicklung (4e) als Signalspannung dient, und als Speisespannung der Hauptsteuerschaltung (14) eine Spannung genommen wird, die dadurch gewonnen wird, dass eine in der dritten Wicklung (4d) erzeugte Spannung gleichgerichtet und geglättet wird und die Speisespannung der Nebensteuerschaltung (16) mittels eines Anschaltvorgangs des Hauptschaltelementes (2) erzielt wird.
Stromrichtervorrichtung, aufweisend: eine Gleichstromquelle (1); eine Reihenschaltung aus zumindest einem Hauptschaltelement (2) und einem Nebenschaltelement (3) zwischen der positiven Elektrode und der negativen Elektrode der Gleichstromquelle (1); einen Trenntransformator (4A), der eine primäre erste Wicklung (4a), die über zumindest eine Induktivität (19) zwischen die positive Elektrode der Gleichstromquelle (1) und den Verbindungspunkt dem Hauptschaltelement (2) zwischen dem Nebenschaltelement (3) geschaltet ist, und eine sekundäre zweite Wicklung (4b) aufweist, die über eine Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) mit einer Last (7) verbunden ist; eine Hauptsteuerschaltung (14), die das Hauptschaltelement (2) einer An/Aus-Steuerung unterzieht; und eine Nebensteuerschaltung (16), die das Nebenschaltelement (3) einer An/Aus-Steuerung unterzieht, wobei die Stromrichtervorrichtung eine Spannung, die in der zweiten Wicklung (4b) durch abwechselndes An- und Ausschalten des Hauptschaltelementes (2) und des Nebenschaltelementes (3) mittels der Hauptsteuerschaltung (14) und der Nebensteuerschaltung (16) erzeugt wird, mittels der Gleichricht- und Glättungsschaltung (5a, 6) in eine Gleichspannung umwandelt, um diese einer Last (7) zuzuführen, wobei der Trenntransformator (4A) eine primäre dritte Wicklung (4d) aufweist, die Hauptsteuerschaltung (14) das Hauptschaltelement (2) derart an- und ausschaltet, dass eine der Last (7) zugeführte Gleichspannung konstant wird, wobei die Spannung der dritten Wicklung (4c) als eine Signalspannung dient, die Nebensteuerschaltung (16) das Nebenschaltelement (3) anschaltet, wenn die Spannung an beiden Enden des Nebenschaltelementes (3) niedriger ist als eine Referenzspannung, und als Speisespannung der Hauptsteuerschaltung (14) eine Spannung genommen wird, die dadurch gewonnen wird, dass eine in der dritten Wicklung (4d) erzeugte Spannung gleichgerichtet und geglättet wird, und die Speisespannung der Nebensteuerschaltung (16) mittels eines Anschaltvorgangs des Hauptschaltelementes (2) erzielt wird.
Stromrichtervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Erregerinduktivität des Transformators (4A; 4B) auf einen großen Wert festgelegt ist und der Erregungsstrom des Transformators (4A) so festgelegt ist, dass er bei großer Last (7) nicht durch den Nullpunkt hindurch verläuft.