JPH0678528A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH0678528A JPH0678528A JP4227595A JP22759592A JPH0678528A JP H0678528 A JPH0678528 A JP H0678528A JP 4227595 A JP4227595 A JP 4227595A JP 22759592 A JP22759592 A JP 22759592A JP H0678528 A JPH0678528 A JP H0678528A
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- Japan
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- chopper
- inductor
- transistor
- power supply
- input
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Abstract
(57)【要約】
【目的】チョッパー用のインダクタに流れる電流が無く
なるのを検出して、チョッパー用のスイッチング素子を
オンさせる自励制御方式のチョッパー回路を用いた電源
装置において、入力電源電圧が瞬時ゼロ近傍になったと
きにもスイッチング動作が停止することなく、確実に安
定した動作を行えるようにする。 【構成】入力電源ＡＣの谷の部分（０〔Ｖ〕近傍）で
は、チョッパー用のトランジスタＱ1 のオン時に抵抗Ｒ
1 又はスイッチ素子ＳＷ、チョッパー用のインダクタＬ
1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 の電荷を放電させる経
路を形成する。 【効果】入力電源ＡＣの瞬時値が零近傍になったとき
に、平滑コンデンサＣ1 の放電電流をインダクタＬ1 に
流す経路を設けたので、チョッパー用のトランジスタＱ
1 が停止することなく、確実に安定した動作を維持でき
る。
なるのを検出して、チョッパー用のスイッチング素子を
オンさせる自励制御方式のチョッパー回路を用いた電源
装置において、入力電源電圧が瞬時ゼロ近傍になったと
きにもスイッチング動作が停止することなく、確実に安
定した動作を行えるようにする。 【構成】入力電源ＡＣの谷の部分（０〔Ｖ〕近傍）で
は、チョッパー用のトランジスタＱ1 のオン時に抵抗Ｒ
1 又はスイッチ素子ＳＷ、チョッパー用のインダクタＬ
1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 の電荷を放電させる経
路を形成する。 【効果】入力電源ＡＣの瞬時値が零近傍になったとき
に、平滑コンデンサＣ1 の放電電流をインダクタＬ1 に
流す経路を設けたので、チョッパー用のトランジスタＱ
1 が停止することなく、確実に安定した動作を維持でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、チョッパー回路を用い
た電源装置に関するものであり、交流電源からの入力電
流を休止区間の無い正弦波にしながら直流電圧の出力を
得るような用途に利用されるものである。
た電源装置に関するものであり、交流電源からの入力電
流を休止区間の無い正弦波にしながら直流電圧の出力を
得るような用途に利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧を整流平滑し
た直流電圧をインバータに入力し、インバータによって
高周波に変換して放電灯に供給し、放電灯を高周波点灯
させる放電灯点灯装置が広く用いられている。この種の
点灯装置において、商用交流電圧の整流出力を平滑して
いるのは、放電灯に供給される高周波電流の包絡線が商
用交流周期で変動しないようにすることにより、放電灯
の再点弧現象を実質的に無くし、放電灯の発光効率を向
上させて装置の消費電力を少なくし、また光のちらつき
も無くして、照明装置としての性能を向上させるためで
ある。
た直流電圧をインバータに入力し、インバータによって
高周波に変換して放電灯に供給し、放電灯を高周波点灯
させる放電灯点灯装置が広く用いられている。この種の
点灯装置において、商用交流電圧の整流出力を平滑して
いるのは、放電灯に供給される高周波電流の包絡線が商
用交流周期で変動しないようにすることにより、放電灯
の再点弧現象を実質的に無くし、放電灯の発光効率を向
上させて装置の消費電力を少なくし、また光のちらつき
も無くして、照明装置としての性能を向上させるためで
ある。
【０００３】しかしながら、商用交流電圧を整流平滑す
ると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商
用交流電圧のピーク値付近でのみ流れることになり、商
用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の
高い電流となるため、入力力率が悪く、また、交流基本
周波数に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に継がれる他の機器への高周波ノ
イズの混入等の悪影響があった。そのため、入力電流の
力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且つ可能
な限り平坦な直流平滑電圧をインバータに供給するため
に、以下に述べるような工夫がなされている。
ると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商
用交流電圧のピーク値付近でのみ流れることになり、商
用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の
高い電流となるため、入力力率が悪く、また、交流基本
周波数に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に継がれる他の機器への高周波ノ
イズの混入等の悪影響があった。そのため、入力電流の
力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且つ可能
な限り平坦な直流平滑電圧をインバータに供給するため
に、以下に述べるような工夫がなされている。
【０００４】図８は従来例の回路図である。この回路に
あっては、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器ＤＢ
1 と平滑コンデンサＣ1 の間に、昇圧型チョッパーＣＨ
Ｐを挿入したものである。昇圧型チョッパーＣＨＰは、
全波整流器ＤＢ1 の整流出力端に、スイッチング用のト
ランジスタＱ1 を介してインダクタＬ1 を接続し、トラ
ンジスタＱ1 の両端に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介
して平滑コンデンサＣ 1 を接続して成るものであり、駆
動回路Ｋによりスイッチング用のトランジスタＱ1 を高
周波でスイッチングすることにより、全波整流器ＤＢ1
の整流出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平
滑コンデンサＣ1 に得られる。すなわち、トランジスタ
Ｑ1 のオン期間でインダクタＬ1 にエネルギーを蓄え
て、トランジスタＱ1 のオフ期間でインダクタＬ1 の自
己誘導起電力を全波整流器ＤＢ1 の整流出力電圧に重畳
して平滑コンデンサＣ1 に充電するものであり、商用電
源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎには休止期間がほとんど発
生しないという利点があり、入力力率が高く、しかも入
力電流の高調波成分を低く抑えることが可能である。こ
のチョッパー用のトランジスタＱ1 は、次のような制御
方式でスイッチングされる。
あっては、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器ＤＢ
1 と平滑コンデンサＣ1 の間に、昇圧型チョッパーＣＨ
Ｐを挿入したものである。昇圧型チョッパーＣＨＰは、
全波整流器ＤＢ1 の整流出力端に、スイッチング用のト
ランジスタＱ1 を介してインダクタＬ1 を接続し、トラ
ンジスタＱ1 の両端に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介
して平滑コンデンサＣ 1 を接続して成るものであり、駆
動回路Ｋによりスイッチング用のトランジスタＱ1 を高
周波でスイッチングすることにより、全波整流器ＤＢ1
の整流出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平
滑コンデンサＣ1 に得られる。すなわち、トランジスタ
Ｑ1 のオン期間でインダクタＬ1 にエネルギーを蓄え
て、トランジスタＱ1 のオフ期間でインダクタＬ1 の自
己誘導起電力を全波整流器ＤＢ1 の整流出力電圧に重畳
して平滑コンデンサＣ1 に充電するものであり、商用電
源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎには休止期間がほとんど発
生しないという利点があり、入力力率が高く、しかも入
力電流の高調波成分を低く抑えることが可能である。こ
のチョッパー用のトランジスタＱ1 は、次のような制御
方式でスイッチングされる。
【０００５】図９はデューティ制御方式の説明図であ
る。この方式では、トランジスタＱ1の動作周波数を固
定して、オン・オフデューティを制御することにより、
平滑コンデンサＣ1 の電圧を制御するものである。この
場合、チョッパー回路の入力電圧がＶｏのとき、トラン
ジスタＱ1 に所定時間ｔ0 の間ＯＮ信号が入ったとする
と、図１０に示すように、トランジスタＱ1 に流れる電
流のピーク値は（Ｖｏ／Ｌ1 ）・ｔ0 となる。つまり、
入力電圧Ｖｏの大きさに応じて、トランジスタＱ 1 がオ
フするときに流れている電流の大きさが異なる。従っ
て、入力電圧Ｖｏの高いときや低いときに、トランジス
タＱ1 に与えられるＯＮ信号、トランジスタＱ1 に流れ
る電流、インダクタＬ1 に流れる電流、トランジスタＱ
1 の両端電圧は、図１１、図１２に示すようになる。図
１１は入力電圧が高い場合の動作波形図であり、図１２
は入力電圧が低い場合の動作波形図である。このように
スイッチング周波数を固定してトランジスタＱ1 を制御
する場合には、チョッパー回路のインダクタＬ1 に流れ
る電流に休止期間が生じ、その長さは入力電圧の大きさ
に応じて変化する。なお、休止期間が無くなり、インダ
クタＬ1 に電流が流れているときにトランジスタＱ1 を
ＯＮさせると、トランジスタＱ1 に急峻な電流が流れ、
ストレスも大きくなる。従って、インダクタＬ1 に流れ
る電流が無くなった後に、トランジスタＱ1 をＯＮさせ
ることが必要である。このような使い方では、インダク
タＬ1 の使い方が効率的ではなく、また、トランジスタ
Ｑ1 の休止期間には浮遊容量等の影響でトランジスタＱ
1 の両端に共振電圧が発生して、ノイズ面でも良くな
い。
る。この方式では、トランジスタＱ1の動作周波数を固
定して、オン・オフデューティを制御することにより、
平滑コンデンサＣ1 の電圧を制御するものである。この
場合、チョッパー回路の入力電圧がＶｏのとき、トラン
ジスタＱ1 に所定時間ｔ0 の間ＯＮ信号が入ったとする
と、図１０に示すように、トランジスタＱ1 に流れる電
流のピーク値は（Ｖｏ／Ｌ1 ）・ｔ0 となる。つまり、
入力電圧Ｖｏの大きさに応じて、トランジスタＱ 1 がオ
フするときに流れている電流の大きさが異なる。従っ
て、入力電圧Ｖｏの高いときや低いときに、トランジス
タＱ1 に与えられるＯＮ信号、トランジスタＱ1 に流れ
る電流、インダクタＬ1 に流れる電流、トランジスタＱ
1 の両端電圧は、図１１、図１２に示すようになる。図
１１は入力電圧が高い場合の動作波形図であり、図１２
は入力電圧が低い場合の動作波形図である。このように
スイッチング周波数を固定してトランジスタＱ1 を制御
する場合には、チョッパー回路のインダクタＬ1 に流れ
る電流に休止期間が生じ、その長さは入力電圧の大きさ
に応じて変化する。なお、休止期間が無くなり、インダ
クタＬ1 に電流が流れているときにトランジスタＱ1 を
ＯＮさせると、トランジスタＱ1 に急峻な電流が流れ、
ストレスも大きくなる。従って、インダクタＬ1 に流れ
る電流が無くなった後に、トランジスタＱ1 をＯＮさせ
ることが必要である。このような使い方では、インダク
タＬ1 の使い方が効率的ではなく、また、トランジスタ
Ｑ1 の休止期間には浮遊容量等の影響でトランジスタＱ
1 の両端に共振電圧が発生して、ノイズ面でも良くな
い。
【０００６】そこで、チョッパー回路のインダクタＬ1
に流れる電流が無くなるのを検出して、スイッチング用
のトランジスタＱ1 をオンさせる自励式の制御方式があ
る。図１３の回路は、その一例であり、チョッパー回路
のインダクタＬ1 の２次巻線Ｌ2 よりダイオードＤ2 を
通して駆動回路Ｋに、インダクタＬ1 の電流が０になっ
たことを知らせる信号を与えている。つまり、インダク
タＬ1 を流れる電流が図１４のｔ1 の時点で０になる
と、２次巻線Ｌ2 よりＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル
に立ち下がる信号を受けて、駆動回路Ｋからトランジス
タＱ1 へ一定期間のオン信号が与えられる。このような
制御のもとで動作させたときのトランジスタＱ1 やイン
ダクタＬ1 の電圧／電流波形は図１５、図１６に示すよ
うになる。入力電圧Ｖ0 の高いときや低いときに、トラ
ンジスタＱ1 に与えられるＯＮ信号、トランジスタＱ1
に流れる電流、インダクタＬ1 に流れる電流、トランジ
スタＱ1 の両端電圧は、図１５、図１６に示すようにな
る。図１５は入力電圧が高い場合の動作波形図であり、
図１６は入力電圧が低い場合の動作波形図である。この
制御方式の場合には、インダクタＬ1 は効率的な使い方
をされており、トランジスタＱ1 の両端には、異常な共
振電圧が発生することもなく、ノイズ面での問題もな
い。
に流れる電流が無くなるのを検出して、スイッチング用
のトランジスタＱ1 をオンさせる自励式の制御方式があ
る。図１３の回路は、その一例であり、チョッパー回路
のインダクタＬ1 の２次巻線Ｌ2 よりダイオードＤ2 を
通して駆動回路Ｋに、インダクタＬ1 の電流が０になっ
たことを知らせる信号を与えている。つまり、インダク
タＬ1 を流れる電流が図１４のｔ1 の時点で０になる
と、２次巻線Ｌ2 よりＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル
に立ち下がる信号を受けて、駆動回路Ｋからトランジス
タＱ1 へ一定期間のオン信号が与えられる。このような
制御のもとで動作させたときのトランジスタＱ1 やイン
ダクタＬ1 の電圧／電流波形は図１５、図１６に示すよ
うになる。入力電圧Ｖ0 の高いときや低いときに、トラ
ンジスタＱ1 に与えられるＯＮ信号、トランジスタＱ1
に流れる電流、インダクタＬ1 に流れる電流、トランジ
スタＱ1 の両端電圧は、図１５、図１６に示すようにな
る。図１５は入力電圧が高い場合の動作波形図であり、
図１６は入力電圧が低い場合の動作波形図である。この
制御方式の場合には、インダクタＬ1 は効率的な使い方
をされており、トランジスタＱ1 の両端には、異常な共
振電圧が発生することもなく、ノイズ面での問題もな
い。
【０００７】しかしながら、このような制御方式では、
入力電源が正弦波の場合、各半サイクルごとに必ず０
〔Ｖ〕近傍になるので、このとき、トランジスタＱ1 に
オン信号が与えられていても、チョッパー回路のインダ
クタＬ1 には電流がほとんど流れない。従って、次にト
ランジスタＱ1 がオフすると、インダクタＬ1 に電流が
流れていない為、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立
ち下がる２次巻線Ｌ2 からのタイミング信号が得られ
ず、以後、チョッパー回路の動作が停止してしまうとい
う問題がある。
入力電源が正弦波の場合、各半サイクルごとに必ず０
〔Ｖ〕近傍になるので、このとき、トランジスタＱ1 に
オン信号が与えられていても、チョッパー回路のインダ
クタＬ1 には電流がほとんど流れない。従って、次にト
ランジスタＱ1 がオフすると、インダクタＬ1 に電流が
流れていない為、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立
ち下がる２次巻線Ｌ2 からのタイミング信号が得られ
ず、以後、チョッパー回路の動作が停止してしまうとい
う問題がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、チョッパー用のインダクタに流れる電流が無くなる
のを検出して、チョッパー用のスイッチング素子をオン
させる自励制御方式のチョッパー回路を用いた電源装置
において、入力電源電圧が瞬時ゼロ近傍になったときに
もスイッチング動作が停止することなく、確実に安定し
た動作を行えるようにすることにある。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、チョッパー用のインダクタに流れる電流が無くなる
のを検出して、チョッパー用のスイッチング素子をオン
させる自励制御方式のチョッパー回路を用いた電源装置
において、入力電源電圧が瞬時ゼロ近傍になったときに
もスイッチング動作が停止することなく、確実に安定し
た動作を行えるようにすることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、チョッパ
ー用のインダクタＬ1 及び逆流阻止用のダイオードＤ1
の直列回路に対して並列に、抵抗Ｒ1 又はトランジスタ
Ｑ1 に同期してオン／オフ動作するスイッチ素子ＳＷを
接続して、入力電源ＡＣの谷の部分（０〔Ｖ〕近傍）で
は、チョッパー用のトランジスタＱ1 がオンのときに抵
抗Ｒ1 又はスイッチ素子ＳＷ、チョッパー用のインダク
タＬ1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 の電荷を放電させ
る経路を形成することにより、チョッパー回路が停止す
ることなく、確実に動作できるようにしたものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、チョッパ
ー用のインダクタＬ1 及び逆流阻止用のダイオードＤ1
の直列回路に対して並列に、抵抗Ｒ1 又はトランジスタ
Ｑ1 に同期してオン／オフ動作するスイッチ素子ＳＷを
接続して、入力電源ＡＣの谷の部分（０〔Ｖ〕近傍）で
は、チョッパー用のトランジスタＱ1 がオンのときに抵
抗Ｒ1 又はスイッチ素子ＳＷ、チョッパー用のインダク
タＬ1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 の電荷を放電させ
る経路を形成することにより、チョッパー回路が停止す
ることなく、確実に動作できるようにしたものである。
【００１０】
【作用】図２に示すような回路において、トランジスタ
Ｑ1 の動作周波数ｆ〔Ｈｚ〕、抵抗Ｒ1 の抵抗値Ｒ
〔Ω〕、インダクタＬ1 のインダクタンス値Ｌ〔Ｈ〕、
出力電圧をＶｏｕｔ〔Ｖ〕とすると、スイッチ素子Ｓ1
がオフ、トランジスタＱ1 がオンのときのｄ点とグラン
ド間の電圧Ｖｄは、平滑コンデンサＣ1 の電圧Ｖｏｕｔ
を抵抗Ｒ1 とインダクタＬ1 のインピーダンスで分圧し
た値であるので、次式のようになる。
Ｑ1 の動作周波数ｆ〔Ｈｚ〕、抵抗Ｒ1 の抵抗値Ｒ
〔Ω〕、インダクタＬ1 のインダクタンス値Ｌ〔Ｈ〕、
出力電圧をＶｏｕｔ〔Ｖ〕とすると、スイッチ素子Ｓ1
がオフ、トランジスタＱ1 がオンのときのｄ点とグラン
ド間の電圧Ｖｄは、平滑コンデンサＣ1 の電圧Ｖｏｕｔ
を抵抗Ｒ1 とインダクタＬ1 のインピーダンスで分圧し
た値であるので、次式のようになる。
【００１１】 Ｖｄ＝２πｆ・Ｌ・Ｖｏｕｔ／（２πｆ・Ｌ＋Ｒ） 従って、スイッチ素子ＳＷをオンしたとき、図３に示す
ように、入力電圧が前記電圧Ｖｄ以下の部分では、入力
電源ＡＣ側から電流が流れない為、この期間は休止期間
となり、この休止期間幅が長くなるにつれて、力率も低
下していく。
ように、入力電圧が前記電圧Ｖｄ以下の部分では、入力
電源ＡＣ側から電流が流れない為、この期間は休止期間
となり、この休止期間幅が長くなるにつれて、力率も低
下していく。
【００１２】次に、休止期間と力率の関係を求める。図
４に示すように、入力電流が０〜θ 0 、π−θ0 〜π＋
θ0 、２π−θ0 〜２πの区間、入力電流に休止が生じ
た時の力率を求める。入力電圧、入力電流のピーク値を
それぞれＶ0 、Ｉ0 とすると、実効電力Ｐｒｍｓ、実効
電流Ｉｒｍｓ、実効電圧Ｖｒｍｓ及び力率ψは、次のよ
うに計算される。
４に示すように、入力電流が０〜θ 0 、π−θ0 〜π＋
θ0 、２π−θ0 〜２πの区間、入力電流に休止が生じ
た時の力率を求める。入力電圧、入力電流のピーク値を
それぞれＶ0 、Ｉ0 とすると、実効電力Ｐｒｍｓ、実効
電流Ｉｒｍｓ、実効電圧Ｖｒｍｓ及び力率ψは、次のよ
うに計算される。
【００１３】
【数１】
【００１４】
【数２】
【００１５】
【数３】
【００１６】
【数４】
【００１７】一般に、０．８５以上を高力率と呼んでい
るが、特性のばらつき等で１０％の余裕を考慮して、
０．８５×１．１＝０．９３５となる。よって、ψ≧
０．９３５であれば入力電流に休止角が生じても十分に
高力率と言える。したがって、次式が成り立つ。
るが、特性のばらつき等で１０％の余裕を考慮して、
０．８５×１．１＝０．９３５となる。よって、ψ≧
０．９３５であれば入力電流に休止角が生じても十分に
高力率と言える。したがって、次式が成り立つ。
【００１８】
【数５】
【００１９】故に、θ0 ≦０．３８、つまりＶ0 ・ｓｉ
ｎθ0 ＝０．３７・Ｖ0 の電圧以下に関しては入力電流
を流さなくとも特性ばらつきを含めても高力率として取
り扱うことができる。よって、 Ｖａ＝２πｆ・Ｌ・Ｖｏｕｔ／（２πｆ・Ｌ＋Ｒ）≦０．３７・Ｖ0 ∴Ｒ≧２πｆ・Ｌ・（Ｖｏｕｔ−０．３７・Ｖ0 ）／０．３７・Ｖ0 したがって、抵抗Ｒ1 の値としては、入力力率を向上さ
せる為、上式を満たす抵抗値が望ましい。
ｎθ0 ＝０．３７・Ｖ0 の電圧以下に関しては入力電流
を流さなくとも特性ばらつきを含めても高力率として取
り扱うことができる。よって、 Ｖａ＝２πｆ・Ｌ・Ｖｏｕｔ／（２πｆ・Ｌ＋Ｒ）≦０．３７・Ｖ0 ∴Ｒ≧２πｆ・Ｌ・（Ｖｏｕｔ−０．３７・Ｖ0 ）／０．３７・Ｖ0 したがって、抵抗Ｒ1 の値としては、入力力率を向上さ
せる為、上式を満たす抵抗値が望ましい。
【００２０】
【実施例】図５は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは
ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢ1 の交流入
力端に接続されている。全波整流器ＤＢ1 の直流出力端
には、スイッチング用のＭＯＳトランジスタＱ1 を介し
てインダクタＬ1 を接続し、トランジスタＱ1 の両端に
は、逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平滑コンデン
サＣ1 を接続し、インダクタＬ1 、ダイオードＤ1 の直
列回路と並列に抵抗Ｒ1 を接続している。また、インダ
クタＬ1 の２次巻線Ｌ2 の一端は、全波整流器ＤＢ1 の
直流出力端の低圧側と接続し、２次巻線Ｌ2 の他端は、
ダイオードＤ3 、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介して、全波整流器
ＤＢ1 の直流出力端の低圧側と接続している。そして、
抵抗Ｒ 2 、Ｒ3 の接続点を駆動回路ＩＣ1 のトリガー端
子（２番ピン）に接続して、駆動回路ＩＣ1 を単安定マ
ルチバイブレータとして動作させている。この駆動回路
ＩＣ1 は汎用のタイマー回路（例えばμＰＣ１５５５）
よりなり、その出力パルス幅は、抵抗Ｒ6 とコンデンサ
Ｃ4 の時定数で決まる。コンデンサＣ3 はカップリング
用のコンデンサであり、周波数制御端子（５番ピン）を
交流的に接地している。電源端子（８番ピン）とアース
端子（１番ピン）の間には、コンデンサＣ 2 に得られる
直流定電圧が印加されている。コンデンサＣ2 は交流電
源ＡＣをダイオードＤ2 で整流し、抵抗Ｒ4 で限流し、
ツェナーダイオードＺＤ1 で電圧規制した直流電圧を充
電されている。なお、抵抗Ｒ5 、コンデンサＣ5 、ダイ
オードＤ4 、ダイオードＤ5 及びトリガー素子Ｑ2 はチ
ョッパーの起動回路を構成している。
以下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは
ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢ1 の交流入
力端に接続されている。全波整流器ＤＢ1 の直流出力端
には、スイッチング用のＭＯＳトランジスタＱ1 を介し
てインダクタＬ1 を接続し、トランジスタＱ1 の両端に
は、逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平滑コンデン
サＣ1 を接続し、インダクタＬ1 、ダイオードＤ1 の直
列回路と並列に抵抗Ｒ1 を接続している。また、インダ
クタＬ1 の２次巻線Ｌ2 の一端は、全波整流器ＤＢ1 の
直流出力端の低圧側と接続し、２次巻線Ｌ2 の他端は、
ダイオードＤ3 、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介して、全波整流器
ＤＢ1 の直流出力端の低圧側と接続している。そして、
抵抗Ｒ 2 、Ｒ3 の接続点を駆動回路ＩＣ1 のトリガー端
子（２番ピン）に接続して、駆動回路ＩＣ1 を単安定マ
ルチバイブレータとして動作させている。この駆動回路
ＩＣ1 は汎用のタイマー回路（例えばμＰＣ１５５５）
よりなり、その出力パルス幅は、抵抗Ｒ6 とコンデンサ
Ｃ4 の時定数で決まる。コンデンサＣ3 はカップリング
用のコンデンサであり、周波数制御端子（５番ピン）を
交流的に接地している。電源端子（８番ピン）とアース
端子（１番ピン）の間には、コンデンサＣ 2 に得られる
直流定電圧が印加されている。コンデンサＣ2 は交流電
源ＡＣをダイオードＤ2 で整流し、抵抗Ｒ4 で限流し、
ツェナーダイオードＺＤ1 で電圧規制した直流電圧を充
電されている。なお、抵抗Ｒ5 、コンデンサＣ5 、ダイ
オードＤ4 、ダイオードＤ5 及びトリガー素子Ｑ2 はチ
ョッパーの起動回路を構成している。
【００２１】次に、本実施例の動作について説明する。
入力電源ＡＣより全波整流器ＤＢ1、インダクタＬ1 、
ダイオードＤ1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 が充電さ
れ、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ5 が充電され、やが
て、トリガー素子Ｑ2 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Ｑ2 、ダイオードＤ5 を通じて、トラ
ンジスタＱ1 をオンさせる。以後、トランジスタＱ1 が
動作すると、コンデンサＣ5 の電荷は、ダイオードＤ4
を通じて放電するので、コンデンサＣ5 には電荷が溜ま
らない。このように、１度トランジスタＱ1 がオンする
と、交流電源ＡＣ、全波整流器ＤＢ1 、インダクタ
Ｌ1 、トランジスタＱ1 、全波整流器ＤＢ1の経路でイ
ンダクタＬ1 に電流が流れ、次にトランジスタＱ1 がＯ
ＦＦすると、交流電源ＡＣ、全波整流器ＤＢ1 、インダ
クタＬ1 、ダイオードＤ1 、平滑コンデンサＣ1 、全波
整流器ＤＢ1 の経路で平滑コンデンサＣ1 に蓄電しなが
ら、インダクタＬ1 を流れる電流が減少して行く。やが
て、インダクタＬ1 の電流が０になると、２次巻線Ｌ2
より、ダイオードＤ3 、抵抗Ｒ2 を通して、駆動回路Ｉ
Ｃ1 のトリガー端子（２番ピン）にＨｉｇｈレベルから
Ｌｏｗレベルへの立ち下がり信号が与えられる。これに
より、駆動回路ＩＣ1 の出力端子（３番ピン）より一定
時間のオン信号が出力され、バッファ回路ＩＣ2 を通じ
てトランジスタＱ 1 のゲートに駆動信号が送られ、再び
トランジスタＱ1 がオンして、上記の動作を繰り返す。
この場合、入力電源ＡＣからの入力電圧が正弦波状に変
化して、インダクタＬ1 に流れる電流値が変化しても、
それに応じて、トランジスタＱ1 のオフ期間が変化し、
結局、インダクタＬ1 には休止期間の無い電流が流れる
ことになる。
入力電源ＡＣより全波整流器ＤＢ1、インダクタＬ1 、
ダイオードＤ1 を通じて、平滑コンデンサＣ1 が充電さ
れ、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ5 が充電され、やが
て、トリガー素子Ｑ2 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Ｑ2 、ダイオードＤ5 を通じて、トラ
ンジスタＱ1 をオンさせる。以後、トランジスタＱ1 が
動作すると、コンデンサＣ5 の電荷は、ダイオードＤ4
を通じて放電するので、コンデンサＣ5 には電荷が溜ま
らない。このように、１度トランジスタＱ1 がオンする
と、交流電源ＡＣ、全波整流器ＤＢ1 、インダクタ
Ｌ1 、トランジスタＱ1 、全波整流器ＤＢ1の経路でイ
ンダクタＬ1 に電流が流れ、次にトランジスタＱ1 がＯ
ＦＦすると、交流電源ＡＣ、全波整流器ＤＢ1 、インダ
クタＬ1 、ダイオードＤ1 、平滑コンデンサＣ1 、全波
整流器ＤＢ1 の経路で平滑コンデンサＣ1 に蓄電しなが
ら、インダクタＬ1 を流れる電流が減少して行く。やが
て、インダクタＬ1 の電流が０になると、２次巻線Ｌ2
より、ダイオードＤ3 、抵抗Ｒ2 を通して、駆動回路Ｉ
Ｃ1 のトリガー端子（２番ピン）にＨｉｇｈレベルから
Ｌｏｗレベルへの立ち下がり信号が与えられる。これに
より、駆動回路ＩＣ1 の出力端子（３番ピン）より一定
時間のオン信号が出力され、バッファ回路ＩＣ2 を通じ
てトランジスタＱ 1 のゲートに駆動信号が送られ、再び
トランジスタＱ1 がオンして、上記の動作を繰り返す。
この場合、入力電源ＡＣからの入力電圧が正弦波状に変
化して、インダクタＬ1 に流れる電流値が変化しても、
それに応じて、トランジスタＱ1 のオフ期間が変化し、
結局、インダクタＬ1 には休止期間の無い電流が流れる
ことになる。
【００２２】また、入力電源が正弦波で谷の部分（０
〔Ｖ〕近傍）のときには、トランジスタＱ1 がＯＮした
とき、平滑コンデンサＣ1 より、抵抗Ｒ1 及びインダク
タＬ1、トランジスタＱ1 を通じて平滑コンデンサＣ1
の放電電流が流れる為、トランジスタＱ1 がＯＦＦした
後もインダクタＬ1 の電流が無くなると、再び２次巻線
Ｌ2 より駆動回路ＩＣ1 のトリガー端子（２番ピン）に
トリガー信号が与えられるので、再度、トランジスタＱ
1 がオンする。つまり、入力電圧が０〔Ｖ〕近傍のとき
には、平滑コンデンサＣ1 から放電電流をインダクタＬ
1 に流すことにより、入力電源の全周期にわたって、ト
ランジスタＱ1 がオンしたときには、確実にインダクタ
Ｌ1 に電流を流し、チョッパー動作が停止するような期
間を無くしたものである。
〔Ｖ〕近傍）のときには、トランジスタＱ1 がＯＮした
とき、平滑コンデンサＣ1 より、抵抗Ｒ1 及びインダク
タＬ1、トランジスタＱ1 を通じて平滑コンデンサＣ1
の放電電流が流れる為、トランジスタＱ1 がＯＦＦした
後もインダクタＬ1 の電流が無くなると、再び２次巻線
Ｌ2 より駆動回路ＩＣ1 のトリガー端子（２番ピン）に
トリガー信号が与えられるので、再度、トランジスタＱ
1 がオンする。つまり、入力電圧が０〔Ｖ〕近傍のとき
には、平滑コンデンサＣ1 から放電電流をインダクタＬ
1 に流すことにより、入力電源の全周期にわたって、ト
ランジスタＱ1 がオンしたときには、確実にインダクタ
Ｌ1 に電流を流し、チョッパー動作が停止するような期
間を無くしたものである。
【００２３】図６は本発明の第２実施例の回路図であ
る。この回路においては、トランジスタＱ1 の両端に分
圧用の抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を接続し、その分圧点ａを駆動回
路ＩＣ 1 のトリガー端子（２番ピン）に接続して、駆動
回路ＩＣ1 を単安定マルバイブレータとして、動作させ
ている。その他の構成については、図５の実施例と同様
である。
る。この回路においては、トランジスタＱ1 の両端に分
圧用の抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を接続し、その分圧点ａを駆動回
路ＩＣ 1 のトリガー端子（２番ピン）に接続して、駆動
回路ＩＣ1 を単安定マルバイブレータとして、動作させ
ている。その他の構成については、図５の実施例と同様
である。
【００２４】以下、本実施例の動作について、図７の波
形図を参照しながら説明する。今、起動回路により、動
作開始後、ある時刻ｔ1 でトランジスタＱ1 がオンする
と、インダクタＬ1 に流れる電流（図７（ａ）参照）が
徐々に増加し、時刻ｔ2 でトランジスタＱ1 がオフする
と、インダクタＬ1 の電流が減少して行く。そして、時
刻ｔ3 でインダクタＬ1 の電流が０になると、トランジ
スタＱ1 の両端電圧が無くなり、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 の分圧
点ａの電位が図７（ｂ）に示すように、Ｈｉｇｈレベル
からＬｏｗレベルに変化し、駆動回路ＩＣ1 のトリガー
端子（２番ピン）に立ち下がりトリガー信号が送られ
る。これにより、図７（ｃ）に示すように、駆動回路Ｉ
Ｃ1 の出力端子（３番ピン）より一定期間（時刻ｔ3 〜
ｔ4 ）のオン信号が出力され、バッファー回路ＩＣ2 を
通じてトランジスタＱ1 のゲートに駆動信号が送られ、
再びトランジスタＱ1 がオンして上記の動作を繰り返
す。そして、この回路においても、入力電源が０〔Ｖ〕
近傍のときには、トランジスタＱ1 がＯＮした時、平滑
コンデンサＣ1 、抵抗Ｒ1 、インダクタＬ1 、トランジ
スタＱ1 を通じての放電電流が流れる為、トランジスタ
Ｑ1 がＯＦＦした後、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 の分圧点ａには、
やはり、図７（ｂ）に示すような信号が発生して、チョ
ッパー回路の動作を継続できる。
形図を参照しながら説明する。今、起動回路により、動
作開始後、ある時刻ｔ1 でトランジスタＱ1 がオンする
と、インダクタＬ1 に流れる電流（図７（ａ）参照）が
徐々に増加し、時刻ｔ2 でトランジスタＱ1 がオフする
と、インダクタＬ1 の電流が減少して行く。そして、時
刻ｔ3 でインダクタＬ1 の電流が０になると、トランジ
スタＱ1 の両端電圧が無くなり、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 の分圧
点ａの電位が図７（ｂ）に示すように、Ｈｉｇｈレベル
からＬｏｗレベルに変化し、駆動回路ＩＣ1 のトリガー
端子（２番ピン）に立ち下がりトリガー信号が送られ
る。これにより、図７（ｃ）に示すように、駆動回路Ｉ
Ｃ1 の出力端子（３番ピン）より一定期間（時刻ｔ3 〜
ｔ4 ）のオン信号が出力され、バッファー回路ＩＣ2 を
通じてトランジスタＱ1 のゲートに駆動信号が送られ、
再びトランジスタＱ1 がオンして上記の動作を繰り返
す。そして、この回路においても、入力電源が０〔Ｖ〕
近傍のときには、トランジスタＱ1 がＯＮした時、平滑
コンデンサＣ1 、抵抗Ｒ1 、インダクタＬ1 、トランジ
スタＱ1 を通じての放電電流が流れる為、トランジスタ
Ｑ1 がＯＦＦした後、抵抗Ｒ2 、Ｒ3 の分圧点ａには、
やはり、図７（ｂ）に示すような信号が発生して、チョ
ッパー回路の動作を継続できる。
【００２５】
【発明の効果】本発明にあっては、上述のように、昇圧
型のチョッパー装置において、インダクタに流れる電流
が無くなるのを検出して、スイッチング素子をオンさ
せ、インダクタの電流の休止区間を無くして、各部品の
ストレスを低減できると共に、入力電流の高調波成分を
低減できるようにした電源装置において、入力電源の瞬
時値が零近傍になったときに、平滑コンデンサの放電電
流をインダクタに流す経路を設けたので、スイッチング
素子が停止することなく、確実な動作を維持できるとい
う効果がある。
型のチョッパー装置において、インダクタに流れる電流
が無くなるのを検出して、スイッチング素子をオンさ
せ、インダクタの電流の休止区間を無くして、各部品の
ストレスを低減できると共に、入力電流の高調波成分を
低減できるようにした電源装置において、入力電源の瞬
時値が零近傍になったときに、平滑コンデンサの放電電
流をインダクタに流す経路を設けたので、スイッチング
素子が停止することなく、確実な動作を維持できるとい
う効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の作用説明のための回路図である。
【図３】本発明における入力電圧の波形図である。
【図４】本発明における入力電流の波形図である。
【図５】本発明の第１実施例の回路図である。
【図６】本発明の第２実施例の回路図である。
【図７】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図８】従来の電源装置の回路図である。
【図９】従来の昇圧型チョッパーの動作説明のための回
路図である。
路図である。
【図１０】従来の昇圧型チョッパーの動作説明のための
波形図である。
波形図である。
【図１１】従来例の入力電圧が高い場合の動作波形図で
ある。
ある。
【図１２】従来例の入力電圧が低い場合の動作波形図で
ある。
ある。
【図１３】第２の従来例の回路図である。
【図１４】第２の従来例の動作波形図である。
【図１５】第２の従来例の入力電圧が高い場合の動作波
形図である。
形図である。
【図１６】第２の従来例の入力電圧が低い場合の動作波
形図である。
形図である。
ＡＣ 交流電源 ＤＢ1 全波整流器 Ｌ1 インダクタ Ｑ1 トランジスタ Ｃ1 平滑コンデンサ Ｄ1 ダイオード Ｒ1 抵抗 ＳＷ スイッチ素子 Ｋ 駆動回路
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電源を整流素子により整流し、そ
の整流出力端にインダクタ及びスイッチング素子を直列
に接続し、前記スイッチング素子の両端に逆流阻止用の
ダイオードを介して平滑コンデンサを接続し、インダク
タに流れる電流が無くなるのを検出して、スイッチング
素子をオンさせるチョッパー装置において、入力電源の
瞬時値が零近傍になったときに、平滑コンデンサをチョ
ッパー入力端側に接続する補助電源手段を設けたことを
特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記補助電源手段は、チョッパーのス
イッチング素子と同期してオン／オフ動作するスイッチ
素子で形成したことを特徴とする請求項１記載の電源装
置。 - 【請求項３】 前記補助電源手段は、抵抗値Ｒ〔Ω〕
の抵抗で構成し、チョッパーのインダクタのインダクタ
ンス値Ｌ〔Ｈ〕との関係は、入力電圧のピーク値をＶ0
〔Ｖ〕、動作周波数をｆ〔Ｈｚ〕、チョッパーの出力電
圧をＶｏｕｔ〔Ｖ〕とすると、 Ｒ／Ｌ≧２πｆ（Ｖｏｕｔ−０．３７・Ｖ0 ）／０．３７・Ｖｏ としたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4227595A JPH0678528A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4227595A JPH0678528A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678528A true JPH0678528A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16863392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4227595A Pending JPH0678528A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0678528A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002520991A (ja) * | 1998-07-13 | 2002-07-09 | グリーン、パワー、テクノロジーズ、リミテッド | 電力供給ラインから流れる電流の高調波を制御するモジュール装置 |
| KR100420931B1 (ko) * | 2002-02-05 | 2004-03-02 | 국방과학연구소 | 고전압 직류전원 공급기의 방전 제어회로 |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP4227595A patent/JPH0678528A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002520991A (ja) * | 1998-07-13 | 2002-07-09 | グリーン、パワー、テクノロジーズ、リミテッド | 電力供給ラインから流れる電流の高調波を制御するモジュール装置 |
| KR100420931B1 (ko) * | 2002-02-05 | 2004-03-02 | 국방과학연구소 | 고전압 직류전원 공급기의 방전 제어회로 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090910 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |