JP2000232789A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP2000232789A JP2000232789A JP3081299A JP3081299A JP2000232789A JP 2000232789 A JP2000232789 A JP 2000232789A JP 3081299 A JP3081299 A JP 3081299A JP 3081299 A JP3081299 A JP 3081299A JP 2000232789 A JP2000232789 A JP 2000232789A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 総合効率を向上した電源装置を提供するこ
と。 【解決手段】 平均電流型力率改善回路あるいはアクテ
ィブフィルタ方式スイッチング電源装置などとして知ら
れている、従来の電源装置の平均電流検出用の抵抗器8
に代えて、カレントトランス11をインダクタ3側の高
周波回路部分に設け、カレントトランスとその二次巻線
側に接続した平滑回路12の回路定数を整流回路2に帰
還する平均電流に相当する電圧となるように設定した。
これにより、力率は若干低下するものの、効率が向上
し、総合効率を飛躍的に向上させることができる。
と。 【解決手段】 平均電流型力率改善回路あるいはアクテ
ィブフィルタ方式スイッチング電源装置などとして知ら
れている、従来の電源装置の平均電流検出用の抵抗器8
に代えて、カレントトランス11をインダクタ3側の高
周波回路部分に設け、カレントトランスとその二次巻線
側に接続した平滑回路12の回路定数を整流回路2に帰
還する平均電流に相当する電圧となるように設定した。
これにより、力率は若干低下するものの、効率が向上
し、総合効率を飛躍的に向上させることができる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に係り、
特に総合効率を改善するようにした電源装置に関する。
特に総合効率を改善するようにした電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】図2は、平均電流型力率改善回路あるい
はアクティブフィルタ方式スイッチング電源装置などと
して知られている、従来の電源装置を示した回路図であ
る。この電源装置は、商用交流電源1を全波整流するダ
イオードブリッジで構成される整流回路2と、この整流
回路2の正の出力端側に直列に接続されたインダクタ3
と、このインダクタ3と出力端子4との間に順方向に直
列接続されたダイオード5と、このダイオード5の出力
側と接地ラインEとの間に接続されたコンデンサ6と、
前記インダクタ3と前記ダイオード5との接続中間部と
接地ラインEとの間に接続されたFETなどによるスイ
ッチング素子7と、前記整流回路2の負の出力端と接地
ラインEとの間に接続された電流検出用の抵抗器8と、
この抵抗器8によって検出された電圧波形と前記整流回
路2の出力電圧波形との位相が同じになり、かつ前記コ
ンデンサ6の充電電圧が一定値となるように、前記スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する制御回路
9とから構成されている。
はアクティブフィルタ方式スイッチング電源装置などと
して知られている、従来の電源装置を示した回路図であ
る。この電源装置は、商用交流電源1を全波整流するダ
イオードブリッジで構成される整流回路2と、この整流
回路2の正の出力端側に直列に接続されたインダクタ3
と、このインダクタ3と出力端子4との間に順方向に直
列接続されたダイオード5と、このダイオード5の出力
側と接地ラインEとの間に接続されたコンデンサ6と、
前記インダクタ3と前記ダイオード5との接続中間部と
接地ラインEとの間に接続されたFETなどによるスイ
ッチング素子7と、前記整流回路2の負の出力端と接地
ラインEとの間に接続された電流検出用の抵抗器8と、
この抵抗器8によって検出された電圧波形と前記整流回
路2の出力電圧波形との位相が同じになり、かつ前記コ
ンデンサ6の充電電圧が一定値となるように、前記スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する制御回路
9とから構成されている。
【0003】このように構成された従来の電源装置にお
いて、商用電源1は、ダイオードブリッジで構成された
整流回路2によって、全波整流された直流に変換され
る。次いで、制御回路9がスイッチング素子7をオンさ
せると、直流に基づくエネルギがインダクタ3に一旦蓄
積され、次に、制御回路9によってスイッチング素子7
をオフさせると、インダクタ3に蓄積されていたエネル
ギがダイオード5を介してコンデンサ6へ供給され、コ
ンデンサ6を充電する。このとき、制御回路9は、コン
デンサ6の充電電圧に応じてスイッチング信号のパルス
幅を変化させることにより、コンデンサ6の充電電圧が
一定値となるようにするとともに、抵抗器8に流れる直
流の電流波形と、整流回路2の出力電圧波形との位相が
同じ(ただし、極性は反対)になるように、スイッチン
グ素子7のスイッチング動作を制御する。
いて、商用電源1は、ダイオードブリッジで構成された
整流回路2によって、全波整流された直流に変換され
る。次いで、制御回路9がスイッチング素子7をオンさ
せると、直流に基づくエネルギがインダクタ3に一旦蓄
積され、次に、制御回路9によってスイッチング素子7
をオフさせると、インダクタ3に蓄積されていたエネル
ギがダイオード5を介してコンデンサ6へ供給され、コ
ンデンサ6を充電する。このとき、制御回路9は、コン
デンサ6の充電電圧に応じてスイッチング信号のパルス
幅を変化させることにより、コンデンサ6の充電電圧が
一定値となるようにするとともに、抵抗器8に流れる直
流の電流波形と、整流回路2の出力電圧波形との位相が
同じ(ただし、極性は反対)になるように、スイッチン
グ素子7のスイッチング動作を制御する。
【0004】すなわち、図2に示した電源装置は、平均
電流型力率改善回路あるいはアクティブフィルタ方式ス
イッチング電源装置などとして知られており、基本的に
は力率100%を目指したものであり、整流回路2に流
入する電流Iinが入力電圧Vinに比例するように、
スイッチング素子7のスイッチング動作を、制御回路9
で制御するものであり、これにより、図3(a)に示す
ように、高周波スイッチングされた入力電流Irの平均
値10が、整流電圧Viに比例するようにしている。な
お、制御回路9によるスイッチング周波数は、数10K
Hz以上に選定されるのが一般的である。また、図3
(b)は、整流回路2へ帰還する電流により抵抗器8に
生じた電圧Vrの波形を示したものである。
電流型力率改善回路あるいはアクティブフィルタ方式ス
イッチング電源装置などとして知られており、基本的に
は力率100%を目指したものであり、整流回路2に流
入する電流Iinが入力電圧Vinに比例するように、
スイッチング素子7のスイッチング動作を、制御回路9
で制御するものであり、これにより、図3(a)に示す
ように、高周波スイッチングされた入力電流Irの平均
値10が、整流電圧Viに比例するようにしている。な
お、制御回路9によるスイッチング周波数は、数10K
Hz以上に選定されるのが一般的である。また、図3
(b)は、整流回路2へ帰還する電流により抵抗器8に
生じた電圧Vrの波形を示したものである。
【0005】なお、整流回路2に商用電源1を供給する
に際して、電源装置側で発生した高周波電流などのノイ
ズが商用電源1側へ漏洩するのを阻止するために、コン
デンサとライントランスとから成るラインフィルタを、
整流回路2の入力側に設置する場合もある。さらに、出
力端子4側には、コンデンサ6に蓄積されているエネル
ギーに基づいて、所定の電圧に安定化された電流を負荷
へ供給するために、DC−DCコンバータが接続される
こともある。
に際して、電源装置側で発生した高周波電流などのノイ
ズが商用電源1側へ漏洩するのを阻止するために、コン
デンサとライントランスとから成るラインフィルタを、
整流回路2の入力側に設置する場合もある。さらに、出
力端子4側には、コンデンサ6に蓄積されているエネル
ギーに基づいて、所定の電圧に安定化された電流を負荷
へ供給するために、DC−DCコンバータが接続される
こともある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで上記の従来の
電源装置は、力率はほぼ100%とすることができるも
のの、スイッチング素子7のスイッチング動作を制御す
るために、制御回路9にて参照している電圧波形を、整
流回路2の負の出力端と接地ラインEとの間に接続され
た帰還電流を検出するための抵抗器8で得ているため、
抵抗器8での発熱量が大きく、消費電力が増加する。そ
のため、上記従来の電源装置の性能は、実測値によれ
ば、力率99.9%、効率92.7%、総合効率(=力
率×効率)92.6%であった。本発明は、消費電力を
軽減することにより、総合効率をより向上させた電源装
置を提供することを目的としてなされたものである。
電源装置は、力率はほぼ100%とすることができるも
のの、スイッチング素子7のスイッチング動作を制御す
るために、制御回路9にて参照している電圧波形を、整
流回路2の負の出力端と接地ラインEとの間に接続され
た帰還電流を検出するための抵抗器8で得ているため、
抵抗器8での発熱量が大きく、消費電力が増加する。そ
のため、上記従来の電源装置の性能は、実測値によれ
ば、力率99.9%、効率92.7%、総合効率(=力
率×効率)92.6%であった。本発明は、消費電力を
軽減することにより、総合効率をより向上させた電源装
置を提供することを目的としてなされたものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項1に記載の発明は、交流を全波整流する整流
回路と、この整流回路の正の出力端側に直列に接続され
たインダクタと、このインダクタと出力端子との間に順
方向に直列接続されたダイオードと、このダイオードの
出力側と接地ラインとの間に接続されたコンデンサと、
前記インダクタと前記ダイオードとの接続中間部と接地
ラインとの間に直列に接続されたカレントトランスおよ
びスイッチング素子と、前記カレントトランスの二次巻
線側に接続された平滑回路と、この平滑回路の出力電圧
と前記整流回路の出力電圧および前記コンデンサの充電
電圧とを参照することにより前記スイッチング素子のス
イッチング動作を制御する制御回路とを具備することを
特徴とするものである。
め、請求項1に記載の発明は、交流を全波整流する整流
回路と、この整流回路の正の出力端側に直列に接続され
たインダクタと、このインダクタと出力端子との間に順
方向に直列接続されたダイオードと、このダイオードの
出力側と接地ラインとの間に接続されたコンデンサと、
前記インダクタと前記ダイオードとの接続中間部と接地
ラインとの間に直列に接続されたカレントトランスおよ
びスイッチング素子と、前記カレントトランスの二次巻
線側に接続された平滑回路と、この平滑回路の出力電圧
と前記整流回路の出力電圧および前記コンデンサの充電
電圧とを参照することにより前記スイッチング素子のス
イッチング動作を制御する制御回路とを具備することを
特徴とするものである。
【0008】これにより、カレントトランスによる波形
歪みの影響により力率は若干下がるものの、抵抗器を使
用しないので電力損失が軽減されて効率を向上させるこ
とができるので、電源装置全体としての総合効率を従来
よりも飛躍的に向上させることができる。また、カレン
トトランスをインダクタ側の高周波回路部分に設けたの
で、カレントトランス自体を小形化することができる。
歪みの影響により力率は若干下がるものの、抵抗器を使
用しないので電力損失が軽減されて効率を向上させるこ
とができるので、電源装置全体としての総合効率を従来
よりも飛躍的に向上させることができる。また、カレン
トトランスをインダクタ側の高周波回路部分に設けたの
で、カレントトランス自体を小形化することができる。
【0009】また、請求項2に記載の発明は、請求項1
に記載の電源装置において、前記平滑回路の出力電圧
が、前記整流回路に帰還する平均電流に相当する電圧と
なるように、前記カレントトランスおよび前記平滑回路
の回路定数を設定したことを特徴とするものである。
に記載の電源装置において、前記平滑回路の出力電圧
が、前記整流回路に帰還する平均電流に相当する電圧と
なるように、前記カレントトランスおよび前記平滑回路
の回路定数を設定したことを特徴とするものである。
【0010】これにより、平均電流に相当する電圧波形
を制御回路で参照してスイッチング素子のスイッチング
動作を制御することができ、平均電流型力率改善回路と
同様の機能を奏することができる。
を制御回路で参照してスイッチング素子のスイッチング
動作を制御することができ、平均電流型力率改善回路と
同様の機能を奏することができる。
【0011】
【発明の実施の形態】以下、図1を参照して本発明に係
る電源装置の一実施の形態について説明する。なお、図
1において、図2と同一部分には同一符号を付して示し
てある。図1は、本発明に係る電源装置の一実施の形態
を示した回路図であり、商用交流電源1を全波整流する
ダイオードブリッジで構成される整流回路2と、この整
流回路2の正の出力端側に直列に接続されたインダクタ
3と、このインダクタ3と出力端子4との間に順方向に
直列接続されたダイオード5と、このダイオード5の出
力側と接地ラインEとの間に接続されたコンデンサ6
と、インダクタ3とダイオード5との接続中間部に1次
巻線の一端が接続され、他端がスイッチング素子7を介
して接地ラインEに接続されたカレントトランス11
(すなわち、カレントトランス11とスイッチング素子
7とは、インダクタ3とダイオード5との接続中間部と
接地ラインEとの間に直列に接続されている)と、カレ
ントトランス11の二次巻線側に接続された平滑回路1
2と、この平滑回路12の出力電圧と整流回路2の出力
電圧および前記コンデンサ6の充電電圧とから前記スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する制御回路
9とから構成されている。そして、カレントトランス1
1および平滑回路12の回路定数を、平滑回路12の出
力電圧が、従来の抵抗器8で検出していた整流回路2に
帰還する平均電流に相当する電圧となるように設定す
る。
る電源装置の一実施の形態について説明する。なお、図
1において、図2と同一部分には同一符号を付して示し
てある。図1は、本発明に係る電源装置の一実施の形態
を示した回路図であり、商用交流電源1を全波整流する
ダイオードブリッジで構成される整流回路2と、この整
流回路2の正の出力端側に直列に接続されたインダクタ
3と、このインダクタ3と出力端子4との間に順方向に
直列接続されたダイオード5と、このダイオード5の出
力側と接地ラインEとの間に接続されたコンデンサ6
と、インダクタ3とダイオード5との接続中間部に1次
巻線の一端が接続され、他端がスイッチング素子7を介
して接地ラインEに接続されたカレントトランス11
(すなわち、カレントトランス11とスイッチング素子
7とは、インダクタ3とダイオード5との接続中間部と
接地ラインEとの間に直列に接続されている)と、カレ
ントトランス11の二次巻線側に接続された平滑回路1
2と、この平滑回路12の出力電圧と整流回路2の出力
電圧および前記コンデンサ6の充電電圧とから前記スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する制御回路
9とから構成されている。そして、カレントトランス1
1および平滑回路12の回路定数を、平滑回路12の出
力電圧が、従来の抵抗器8で検出していた整流回路2に
帰還する平均電流に相当する電圧となるように設定す
る。
【0012】本発明の電源装置は、上記のように構成さ
れており、商用電源1は、ダイオードブリッジで構成さ
れた整流回路2によって、全波整流された直流に変換さ
れる。次いで、制御回路9がスイッチング素子7をオン
させると、直流に基づくエネルギがインダクタ3に一旦
蓄積され、次に、制御回路9によってスイッチング素子
7をオフさせると、インダクタ3に蓄積されていたエネ
ルギがダイオード5を介してコンデンサ6へ供給され、
コンデンサ6を充電する。このとき制御回路9は、カレ
ントトランス11に流れる電流の波形(平滑回路12に
よって検出された電圧波形)と、整流回路2の出力電圧
波形との位相が同じ(ただし、極性は反対)になり、か
つコンデンサ6の充電電圧が一定値となるように、スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する。
れており、商用電源1は、ダイオードブリッジで構成さ
れた整流回路2によって、全波整流された直流に変換さ
れる。次いで、制御回路9がスイッチング素子7をオン
させると、直流に基づくエネルギがインダクタ3に一旦
蓄積され、次に、制御回路9によってスイッチング素子
7をオフさせると、インダクタ3に蓄積されていたエネ
ルギがダイオード5を介してコンデンサ6へ供給され、
コンデンサ6を充電する。このとき制御回路9は、カレ
ントトランス11に流れる電流の波形(平滑回路12に
よって検出された電圧波形)と、整流回路2の出力電圧
波形との位相が同じ(ただし、極性は反対)になり、か
つコンデンサ6の充電電圧が一定値となるように、スイ
ッチング素子7のスイッチング動作を制御する。
【0013】すなわち、整流回路2に流入する電流Ii
nが入力電圧Vinに比例するように、スイッチング素
子7のスイッチング動作を、制御回路9で制御するもの
であり、これにより、図3(a)に示したように、高周
波スイッチングされた入力電流Irの平均値10が、整
流電圧Viに比例するようになる。なお、本発明におい
ても、制御回路9によるスイッチング周波数は、数10
KHz以上に選定される。また、カレントトランス11
および平滑回路12の回路定数を、平滑回路12の出力
電圧が、従来の抵抗器8で検出していた整流回路2に帰
還する平均電流に相当する電圧となるように設定するの
で、平滑回路12の出力電圧波形は、図3(b)に示し
たものと同様になる。
nが入力電圧Vinに比例するように、スイッチング素
子7のスイッチング動作を、制御回路9で制御するもの
であり、これにより、図3(a)に示したように、高周
波スイッチングされた入力電流Irの平均値10が、整
流電圧Viに比例するようになる。なお、本発明におい
ても、制御回路9によるスイッチング周波数は、数10
KHz以上に選定される。また、カレントトランス11
および平滑回路12の回路定数を、平滑回路12の出力
電圧が、従来の抵抗器8で検出していた整流回路2に帰
還する平均電流に相当する電圧となるように設定するの
で、平滑回路12の出力電圧波形は、図3(b)に示し
たものと同様になる。
【0014】このように本発明の電源装置は、制御回路
9で参照する電圧波形を、従来、整流回路2へ帰還する
平均電流にもとづき抵抗器8で検出していたものを、イ
ンダクタ3側の高周波回路部分にカレントトランス11
設け、その二次側の平滑回路12の出力として検出する
ようにしたものである。よって、抵抗器8による電力損
失がなくなり、電源装置の性能を実測すると、カレント
トランス11の特性により参照電圧波形が歪むため、力
率は99.3%と従来よりも若干低下するものの、効率
は94.6%に向上し、結果として総合効率(=力率×
効率)は93.9%と飛躍的に向上した。電源装置にお
いて、総合効率が90%以上の場合にそれを1%改善す
るということは、極めて大きな改善を意味するものであ
る。
9で参照する電圧波形を、従来、整流回路2へ帰還する
平均電流にもとづき抵抗器8で検出していたものを、イ
ンダクタ3側の高周波回路部分にカレントトランス11
設け、その二次側の平滑回路12の出力として検出する
ようにしたものである。よって、抵抗器8による電力損
失がなくなり、電源装置の性能を実測すると、カレント
トランス11の特性により参照電圧波形が歪むため、力
率は99.3%と従来よりも若干低下するものの、効率
は94.6%に向上し、結果として総合効率(=力率×
効率)は93.9%と飛躍的に向上した。電源装置にお
いて、総合効率が90%以上の場合にそれを1%改善す
るということは、極めて大きな改善を意味するものであ
る。
【0015】また、カレントトランス11を従来の抵抗
器8を設けていた位置に設置することも考えられるが、
その場所は低周波回路部分(商用電源周波数の2倍の周
波数の電流が流れている部分)のためカレントトランス
が大形化することになる。そこで本発明では、カレント
トランス11をインダクタ3側の高周波回路部分(スイ
ッチング素子7にスイッチング周波数による電流が流れ
ている部分)に設けることにより、カレントトランス1
1自体の小形化を図り、電源装置全体を小形化すること
ができる。
器8を設けていた位置に設置することも考えられるが、
その場所は低周波回路部分(商用電源周波数の2倍の周
波数の電流が流れている部分)のためカレントトランス
が大形化することになる。そこで本発明では、カレント
トランス11をインダクタ3側の高周波回路部分(スイ
ッチング素子7にスイッチング周波数による電流が流れ
ている部分)に設けることにより、カレントトランス1
1自体の小形化を図り、電源装置全体を小形化すること
ができる。
【0016】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、力率は若干低下するものの効率を向上させること
ができるので、電源装置全体としての総合効率を従来よ
りも飛躍的に向上させることのできる電源装置が提供さ
れる。
れば、力率は若干低下するものの効率を向上させること
ができるので、電源装置全体としての総合効率を従来よ
りも飛躍的に向上させることのできる電源装置が提供さ
れる。
【図1】本発明に係る電源装置の一実施の形態を示した
回路図である。
回路図である。
【図2】従来の電源装置を示した回路図である。
【図3】制御装置の作用を説明するために示した電源装
置の要部の波形図である。
置の要部の波形図である。
1 商用交流電源 2 整流回路 3 インダクタ 4 出力端子 5 ダイオード 6 コンデンサ 7 スイッチング素子 9 制御回路 11 カレントトランス 12 平滑回路
フロントページの続き Fターム(参考) 5H006 AA02 CA02 CA13 CB01 CC02 CC08 DA02 DA04 DB01 DB05 DC02 DC05
Claims (2)
- 【請求項1】 交流を全波整流する整流回路と、この整
流回路の正の出力端側に直列に接続されたインダクタ
と、このインダクタと出力端子との間に順方向に直列接
続されたダイオードと、このダイオードの出力側と接地
ラインとの間に接続されたコンデンサと、前記インダク
タと前記ダイオードとの接続中間部と接地ラインとの間
に直列に接続されたカレントトランスおよびスイッチン
グ素子と、前記カレントトランスの二次巻線側に接続さ
れた平滑回路と、この平滑回路の出力電圧と前記整流回
路の出力電圧および前記コンデンサの充電電圧とを参照
することにより前記スイッチング素子のスイッチング動
作を制御する制御回路とを具備することを特徴とする電
源装置。 - 【請求項2】 前記平滑回路の出力電圧が、前記整流回
路に帰還する平均電流に相当する電圧となるように、前
記カレントトランスおよび前記平滑回路の回路定数を設
定したことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3081299A JP2000232789A (ja) | 1999-02-09 | 1999-02-09 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3081299A JP2000232789A (ja) | 1999-02-09 | 1999-02-09 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000232789A true JP2000232789A (ja) | 2000-08-22 |
Family
ID=12314113
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3081299A Pending JP2000232789A (ja) | 1999-02-09 | 1999-02-09 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000232789A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2010061654A1 (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-03 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
WO2010131496A1 (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-18 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
-
1999
- 1999-02-09 JP JP3081299A patent/JP2000232789A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2010061654A1 (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-03 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
JPWO2010061654A1 (ja) * | 2008-11-25 | 2012-04-26 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
US8395366B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter including input current detecting circuit |
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US8232780B2 (en) | 2009-05-15 | 2012-07-31 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
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