JP2551190B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JP2551190B2 JP2551190B2 JP2047695A JP4769590A JP2551190B2 JP 2551190 B2 JP2551190 B2 JP 2551190B2 JP 2047695 A JP2047695 A JP 2047695A JP 4769590 A JP4769590 A JP 4769590A JP 2551190 B2 JP2551190 B2 JP 2551190B2
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- Japan
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- supply circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチング電源回路に関し、特に整流ダイ
オードのリカバリー時間に流れる電流を抑圧するスイッ
チング電源回路に関する。
オードのリカバリー時間に流れる電流を抑圧するスイッ
チング電源回路に関する。
従来、この種のフライバック型コンバータで構成され
るスイッチング電源回路では、第２図（ａ）に示すよう
に、スイッチングトランジスタ１に入力電源を通して接
続された逆極性のパルストランス２の２次側は、整流ダ
イオード３及び平滑用コンデンサ４から成るコンデンサ
インプット型の整流回路となっており、スイッチング電
源回路の出力から制御回路５を通してスイッチングトラ
ンジスタのベースを制御していた。
るスイッチング電源回路では、第２図（ａ）に示すよう
に、スイッチングトランジスタ１に入力電源を通して接
続された逆極性のパルストランス２の２次側は、整流ダ
イオード３及び平滑用コンデンサ４から成るコンデンサ
インプット型の整流回路となっており、スイッチング電
源回路の出力から制御回路５を通してスイッチングトラ
ンジスタのベースを制御していた。
上述したフライバック型コンバータで構成される従来
のスイッチング電源回路では、整流回路に電流を制限す
る素子がないため、スイッチングトランジスタ１がオン
状態に替った後に整流ダイオード２のリカバリー時間の
間、パルストランス２の１次,2次の各ラインに短絡電流
が流れる。そのため、第２図（ａ）に見るように、スイ
ッチングトランジスタ１のコレクタ電流で示される短絡
電流ICSは、急激に流れるため外部へノイズとして放射
されることで誤動作させたり、正常なコレクタ電流のピ
ーク値（第２図（ｂ）のICP）よりも大きくなる場合
は、過電流検出回路が誤動作を起こすなどの欠点があっ
た。
のスイッチング電源回路では、整流回路に電流を制限す
る素子がないため、スイッチングトランジスタ１がオン
状態に替った後に整流ダイオード２のリカバリー時間の
間、パルストランス２の１次,2次の各ラインに短絡電流
が流れる。そのため、第２図（ａ）に見るように、スイ
ッチングトランジスタ１のコレクタ電流で示される短絡
電流ICSは、急激に流れるため外部へノイズとして放射
されることで誤動作させたり、正常なコレクタ電流のピ
ーク値（第２図（ｂ）のICP）よりも大きくなる場合
は、過電流検出回路が誤動作を起こすなどの欠点があっ
た。
本発明のスイッチチング電源回路は、パルストランス
で変圧し、その出力を整流して平滑するフライバック型
のスイッチング電源回路において、前記パルストランス
の１次側とスイッチングトランジスタとを直列に接続
し、直流の入力電源に接続すると共に、前記パルストラ
ンスの２次側に整流ダイオードと共振用インダクタンス
と平滑用コンデンサとを直列に接続し、前記整流ダイオ
ードに並列に接続した共振用コンデンサを備え、前記平
滑用コンデンサの端子より前記スイッチングトランジス
タの制御回路へフィードバックして構成される。
で変圧し、その出力を整流して平滑するフライバック型
のスイッチング電源回路において、前記パルストランス
の１次側とスイッチングトランジスタとを直列に接続
し、直流の入力電源に接続すると共に、前記パルストラ
ンスの２次側に整流ダイオードと共振用インダクタンス
と平滑用コンデンサとを直列に接続し、前記整流ダイオ
ードに並列に接続した共振用コンデンサを備え、前記平
滑用コンデンサの端子より前記スイッチングトランジス
タの制御回路へフィードバックして構成される。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図（ａ）は本発明の一実施例の構成を示す回路
図、第１図（ｂ）は本実施例のスイッチングトランジス
タのコレクタ電流波形である。
図、第１図（ｂ）は本実施例のスイッチングトランジス
タのコレクタ電流波形である。
スイッチングトランジスタ１はパルストランス２の１
次巻線を介して入力電源６に接続され、パルストランス
２の２次巻線は、逆極性に接続され整流ダイオード３と
共振用インダクタンス７と平滑コンデンサ４の直列回路
に接続され、整流ダイオード３には並列に共振用コンデ
ンサ８が接続されている。制御回路５は出力電圧を検出
し、スイッチングトランジスタ１のパルス幅を制御する
制御回路である。
次巻線を介して入力電源６に接続され、パルストランス
２の２次巻線は、逆極性に接続され整流ダイオード３と
共振用インダクタンス７と平滑コンデンサ４の直列回路
に接続され、整流ダイオード３には並列に共振用コンデ
ンサ８が接続されている。制御回路５は出力電圧を検出
し、スイッチングトランジスタ１のパルス幅を制御する
制御回路である。
ここで、共振インダクタンス７と共振コンデンサ８か
ら成る共振回路の半周期をパルス幅と等しくしてみる。
かようにするとスイッチングトランジスタ１のコレクタ
電流ICは、パルストランス２に流れていた直流重量電流
IDCと、パルストランス２の励磁電流IL及び共振インダ
クタンス７と共振コンデンサ８とから成る共振電流IRES
の合計した電流となる、従って共振インダクタンス７が
整流回路内に直列にあるため、従来例に示した短絡電流
は流れない。
ら成る共振回路の半周期をパルス幅と等しくしてみる。
かようにするとスイッチングトランジスタ１のコレクタ
電流ICは、パルストランス２に流れていた直流重量電流
IDCと、パルストランス２の励磁電流IL及び共振インダ
クタンス７と共振コンデンサ８とから成る共振電流IRES
の合計した電流となる、従って共振インダクタンス７が
整流回路内に直列にあるため、従来例に示した短絡電流
は流れない。
なお、共振用インダクタンス７と共振用コンデンサ８
との共振回路の周期を大きくして第１図（ｂ）に示す変
曲点ＷがコレクタICの最大値まで持ってゆくことが可能
であり、前記共振回路の周期を小さくして変曲点Ｗを０
まで持ってゆくことも可能である。
との共振回路の周期を大きくして第１図（ｂ）に示す変
曲点ＷがコレクタICの最大値まで持ってゆくことが可能
であり、前記共振回路の周期を小さくして変曲点Ｗを０
まで持ってゆくことも可能である。
以上説明したように本発明は、整流回路の整流ダイオ
ードに直列に共振用インダクタンスと並列に共振用コン
デンサとを接続することにより、フライバック型DC−DC
コンバータの整流ダイオードリカバリー特性で発生する
短絡電流をなくすことができ、結果的にコンバータから
発生するノイズを低減できると共に、過電流検出回路の
誤動作を防止することができるという効果がある。
ードに直列に共振用インダクタンスと並列に共振用コン
デンサとを接続することにより、フライバック型DC−DC
コンバータの整流ダイオードリカバリー特性で発生する
短絡電流をなくすことができ、結果的にコンバータから
発生するノイズを低減できると共に、過電流検出回路の
誤動作を防止することができるという効果がある。
第１図（ａ）は本発明の一実施例の構成を示す回路図、
第１図（ｂ）は第１図（ａ）のスイッチングトランジス
タのコレクタ電流波形、第２図（ａ）は従来の技術によ
るスイッチング電源回路の構成の一例を示す回路図、第
２図（ｂ）は第２図（ａ）のスイッチングトランジスタ
のコレクタ電流波形。 １……スイッチングトランジスタ、２……パルストラン
ス、３……整流ダイオード、４……平滑用コンデンサ、
５……制御回路、６……入力電源、７……共振用インダ
クタンス、８……共振用コンデンサ。
第１図（ｂ）は第１図（ａ）のスイッチングトランジス
タのコレクタ電流波形、第２図（ａ）は従来の技術によ
るスイッチング電源回路の構成の一例を示す回路図、第
２図（ｂ）は第２図（ａ）のスイッチングトランジスタ
のコレクタ電流波形。 １……スイッチングトランジスタ、２……パルストラン
ス、３……整流ダイオード、４……平滑用コンデンサ、
５……制御回路、６……入力電源、７……共振用インダ
クタンス、８……共振用コンデンサ。
Claims (1)
- 【請求項１】パルストランスで変圧し、その出力を整流
して平滑するフライバック型のスイッチング電源回路に
おいて、前記パルストランスの１次側とスイッチングト
ランジスタとを直列に接続し、直流の入力電源に接続す
ると共に、前記パルストランスの２次側に整流ダイオー
ドと共振用インダクタンスと平滑用コンデンサとを直列
に接続し、前記整流ダイオードに並列に接続した共振用
コンデンサを備え、前記平滑用コンデンサの端子より前
記スイッチングトランジスタの制御回路へフィードバッ
クして成ることを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2047695A JP2551190B2 (ja) | 1990-02-27 | 1990-02-27 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2047695A JP2551190B2 (ja) | 1990-02-27 | 1990-02-27 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03251076A JPH03251076A (ja) | 1991-11-08 |
| JP2551190B2 true JP2551190B2 (ja) | 1996-11-06 |
Family
ID=12782419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2047695A Expired - Lifetime JP2551190B2 (ja) | 1990-02-27 | 1990-02-27 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2551190B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012253967A (ja) * | 2011-06-06 | 2012-12-20 | Daihen Corp | 電力変換装置 |
| JP2012253968A (ja) * | 2011-06-06 | 2012-12-20 | Daihen Corp | 電力変換装置 |
| EP2896983A4 (en) | 2012-09-14 | 2016-04-20 | Olympus Corp | ENDOSCOPE LENS LENS |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4688160A (en) * | 1985-12-19 | 1987-08-18 | American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs | Single ended forward converter with resonant commutation of magnetizing current |
-
1990
- 1990-02-27 JP JP2047695A patent/JP2551190B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03251076A (ja) | 1991-11-08 |
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