JP3236581B2

JP3236581B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP3236581B2
Application number: JP17477999A
Authority: JP
Inventors: 晃松本
Original assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-06-22
Filing date: 1999-06-22
Publication date: 2001-12-10
Anticipated expiration: 2019-06-22
Also published as: JP2001008449A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流から直流に電
力変換するスイッチング電源装置に関し、詳しくは、高
力率で電力変換可能なスイッチング電源装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】一般的に、コンデンサインプット形のス
イッチング電源装置では、入力電流がパルス状に流れ込
むことによって入力電流高調波が発生する。したがっ
て、スイッチング電源装置の電力が大きい場合や複数を
同時に使用する場合は、この有害な高調波成分が商用電
力系に及ぼす影響が無視できず、高調波誘導障害の発生
や電圧波形歪みによる電力機器の加熱等種々の支障をき
たす。このため、近年、入力電流高調波の低減が要請さ
れており、入力電流高調波を低減可能な力率改善型の各
種スイッチング電源装置が提案されている。この種のス
イッチング電源装置としては、いわゆる２コンバータ方
式や１コンバータ方式などが数多く提案されているが、
２コンバータ方式には、各段の効率が高くても総合的な
変換効率が低いという問題があり、１コンバータ方式に
は、出力リップルが大きいという問題がある。このた
め、入力電流高調波を低減しつつ、これらの問題を解決
すべく、図６に示す電源装置８１が提案されている（電
子通信学会、信学技報ＥＥ９８−７８、３１頁〜３６
頁）。

【０００３】この電源装置８１は、力率改善用の昇降圧
コンバータ回路８４と、コンデンサインプット形の昇降
圧コンバータ回路８５とを備え、両回路８４，８５で１
つのスイッチング素子を共通使用するフライバック形の
構成が採用されている。具体的には、電源装置８１は、
スイッチング用のトランス８２，８３を備え、両トラン
ス８２，８３の一次回路側に、昇降圧コンバータ回路８
４の一部を構成する回路として、交流電源ＰＳの交流電
圧ＶACを整流して脈流ＶP を生成するダイオード１２，
１３が配設されている。また、一次回路側には、昇降圧
コンバータ回路８５の一部を構成する回路として、交流
電圧ＶACを整流して脈流ＶP を生成するダイオードスタ
ック２１と、電流制限用の抵抗２２と、脈流ＶP を直流
電圧ＶDCに平滑するコンデンサ２３と、例えばＦＥＴで
構成されたスイッチ２５とが配設されている。

【０００４】一方、トランス８２の二次回路側には、整
流用のダイオード３１と、平滑用のコンデンサ３２とが
配設され、トランス８３の二次回路側には、整流用のダ
イオード３３が配設され、二次回路および一次回路間に
は、出力電圧ＶO に基づいてスイッチ２５をＰＷＭ制御
するスイッチング制御回路３４が配設されている。

【０００５】この電源装置８１では、ダイオード１２，
１３が図７（ａ）に示す交流電圧ＶACを整流することに
より同図（ｂ）に示す脈流ＶP を生成し、ダイオードス
タック２１およびコンデンサ２３が交流電圧ＶACを整流
平滑することにより直流電圧ＶDCを生成する。この場
合、脈流ＶP の高電圧期間（山の期間）においては、主
として昇降圧コンバータ回路８４が出力電圧ＶO を生成
する。この場合、脈流ＶP の最高電圧ＶMAX のときに、
トランス８２の一次巻線８２ａを流れる電流Ｉ11の電流
値と、トランス８３の一次巻線８３ａを流れる電流Ｉ12
の電流値との比が例えば９：１となるように予め規定す
る。また、両トランス８２，８３は、例えば、トランス
８２の一次巻線８２ａのインダクタンスおよび巻数をそ
れぞれ値Ｌ82a および値Ｎ82a とし、トランス８２の二
次巻線８２ｂのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値
Ｌ82b およびＮ82b とし、トランス８３の一次巻線８３
ａのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ83a およ
び値Ｎ83a とし、トランス８３の二次巻線８３ｂのイン
ダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ83b およびＮ83b
とした場合、下記の式および式が成立する仕様で製
作する。Ｌ82a ：Ｌ83a ＝１：９・・・・・・・式Ｎ82a ：Ｎ82b ＝Ｎ83a ：Ｎ83b ・・・式

【０００６】このような仕様の下で、例えば、交流電圧
ＶACの正サイクル期間における脈流ＶP が最高電圧ＶMA
X のときにスイッチ２５がオン状態に制御されると、電
流Ｉ11が、ダイオード１２、トランス８２の一次巻線８
２ａ、スイッチ２５、およびダイオードスタック２１内
のダイオードからなる電流経路を流れる。これにより、
トランス８２にエネルギーが蓄積される。次いで、スイ
ッチ２５のオフ状態制御時に、ダイオード３１およびコ
ンデンサ３２が、二次巻線８２ｂの誘起電圧を整流平滑
することにより出力電圧ＶO を生成する。

【０００７】一方、脈流ＶP の電圧が徐々に低下する
と、昇降圧コンバータ回路８４が出力電圧ＶO を生成す
るための入力電圧が低下する。したがって、昇降圧コン
バータ回路８５が、出力電圧ＶO の生成に徐々に寄与す
ることになる。やがて、脈流ＶP の低電圧期間（谷の期
間）において、脈流ＶP の電圧が昇降圧コンバータ回路
８４による出力電圧ＶO の生成が可能となるスレショル
ド電圧ＶS よりも低下すると、昇降圧コンバータ回路８
４による出力電圧ＶO の生成がほぼ不可能となる。この
ため、この期間においては、主として昇降圧コンバータ
回路８５が出力電圧ＶO を生成する。

【０００８】したがって、この脈流ＶP の低電圧期間に
おいては、スイッチ２５のオン状態制御時に、コンデン
サ２３の充電電圧に基づく電流Ｉ12が、コンデンサ２３
の正端子、トランス８３の一次巻線８３ａ、スイッチ２
５、およびコンデンサ２３の負端子からなる電流経路を
流れる。これにより、トランス８３にエネルギーが蓄積
される。次いで、スイッチ２５のオフ状態制御時に、ダ
イオード３３およびコンデンサ３２が、二次巻線８３ｂ
の誘起電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO を生
成する。この結果、脈流ＶP の電圧がスレショルド電圧
ＶS を超える期間においては、図７（ｃ）に示す電流Ｉ
11によって出力電圧ＶO が主として生成され、脈流ＶP
の電圧がスレショルド電圧ＶS よりも低下する期間にお
いては、同図（ｄ）に示す電流Ｉ2 によって主として出
力電圧ＶO が生成される。また、スイッチング制御回路
３４は、スイッチ２５をＰＷＭ制御することにより、交
流電圧ＶACの１サイクルに亘って出力電圧ＶO を所定電
圧に安定化制御する。

【０００９】一方、コンデンサ２３を充電する入力電流
Ｉ12INは、図７（ｅ）に示すように、脈流ＶP が最高電
圧ＶMAX となる近傍でパルス状にコンデンサ２３に流れ
込む。このため、電源装置８１に流れ込む入力電流ＩIN
は、同図（ｃ）に示す電流Ｉ11と、同図（ｅ）に示す入
力電流Ｉ12INとの合成となるため、同図（ｆ）に示す電
流波形となる。したがって、電流ＩINが交流電圧ＶACの
ほぼ１サイクル全域に亘って流れ込む結果、入力力率が
０．８５〜０．９程度の良好な力率改善効果を得ること
ができ、しかも１コンバータ方式のため、極めて高効率
で出力電圧ＶOを生成することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置８１には、以下の問題点がある。すなわち、電
源装置８１では、原理的に、昇降圧コンバータ回路８４
用のトランス８２と、昇降圧コンバータ回路８５用のト
ランス８３とが必ず必要となる。この場合、トランス８
２は、脈流ＶP の最高電圧ＶMAX 付近の期間において電
源装置８１の変換電力のほぼ全電力をまかなわなければ
ならず、トランス８３は、脈流ＶP の低電圧期間におい
て電源装置８１の変換電力のほぼ全電力をまかなわなけ
ればならないため、例えば、電源装置８１の変換電力が
５０Ｗであるならば、両トランス８２，８３として、そ
れぞれ５０Ｗ用のトランスが必要となる。このため、電
源装置８１には、２つのトランス８２，８３を必要とす
る結果、装置の大型化およびコストの高騰を招いている
という問題点がある。

【００１１】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、十分な入力力率改善効果を維持しつ
つ、小形低価格化を図り得るスイッチング電源装置を提
供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流
して脈流電圧を生成する第１の整流回路と、交流電圧を
整流する第２の整流回路と、第２の整流回路によって生
成された脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑回
路と、１つのスイッチング素子とを備え、第１の整流回
路の正極出力部にトランスの第１の一次巻線の一端を接
続しその一次巻線の他端にスイッチング素子の一端を接
続すると共に、第１の一次巻線よりもインダクタンスが
大きいトランスの第２の一次巻線と第２の一次巻線から
平滑回路の正極出力部への電流の流れ込みを阻止するダ
イオードとの直列回路を平滑回路の正極出力部とスイッ
チング素子の一端との間に接続し、さらにスイッチング
素子の他端に第１および第２の整流回路各々の負極出力
部と平滑回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成
し、スイッチング素子をスイッチングさせることにより
トランスの二次巻線に電圧を誘起させ、二次巻線に誘起
した電圧を整流平滑することにより出力電圧を生成する
ことを特徴とする。

【００１３】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
交流電圧を整流して脈流電圧を生成する第１の整流回路
と、交流電圧を整流する第２の整流回路と、第２の整流
回路によって生成された脈流電圧を平滑して直流電圧を
生成する平滑回路と、１つのスイッチング素子とを備
え、第１の整流回路の正極出力部にノイズフィルタの入
力部の一端を接続し、第１の整流回路の正極出力部から
スイッチング素子に向かって流れるスイッチング電流の
方向とは逆向きの導通を阻止する一方向性素子とトラン
スの第１の一次巻線との直列回路を、ノイズフィルタの
出力部の一端とスイッチング素子の一端との間に接続す
ると共に、第１の一次巻線よりもインダクタンスが大き
いトランスの第２の一次巻線と第２の一次巻線から平滑
回路の正極出力部への電流の流れ込みを阻止するダイオ
ードとの直列回路を平滑回路の正極出力部とスイッチン
グ素子の一端との間に接続し、さらにスイッチング素子
の他端にノイズフィルタの出力部の他端を接続し、ノイ
ズフィルタの入力部の他端に第１および第２の整流回路
各々の負極出力部と平滑回路の負極出力部とをそれぞれ
接続して構成し、スイッチング素子をスイッチングさせ
ることによりトランスの二次巻線に電圧を誘起させ、二
次巻線に誘起した電圧を整流平滑することにより出力電
圧を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。

【００１４】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、第２の一次巻線は、第１の一次巻線の巻数に対する
巻数比が値１．５から値３までの範囲内で巻き回されて
いることを特徴とする。

【００１５】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、第２の整流回路と平滑回路との間に電流制
限手段を備えていることを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、従来の電源装置８１と同一の構成
については、同一の符号を付して重複した説明を省略
し、同一の動作についての重複した説明も省略する。

【００１７】まず、図１に示す動作原理図を参照して、
本発明に係る電源装置の動作原理について説明する。

【００１８】同図に示すように、電源装置１は、１つの
トランス２を備え、トランス２の一次巻線２ａ，２ｂ
（一次巻線２ａが本発明における第１の一次巻線に相当
し、一次巻線２ｂが本発明における第２の一次巻線に相
当する。）側の一次回路には、力率改善用の昇降圧コン
バータ４と、コンデンサインプット形の昇降圧コンバー
タ５とが配設され、トランス２の二次巻線２ｃ側の二次
回路には、整流平滑回路８が配設されて構成されてい
る。この場合、昇降圧コンバータ４は、交流電源ＰＳか
ら出力される交流電圧ＶACを脈流ＶP に整流する整流回
路（本発明における第１の整流回路）６、トランス２、
およびスイッチ２５から構成され、昇降圧コンバータ回
路５は、交流電圧ＶACを直流電圧ＶDCに整流平滑する整
流平滑回路（本発明における第２の整流回路および平滑
回路）７、トランス２およびスイッチ２５から構成され
る。すなわち、スイッチ２５は、電源装置８１と同様に
して両昇降圧コンバータ４，５によって共通使用され
る。

【００１９】また、トランス２の両一次巻線２ａ，２ｂ
および二次巻線２ｃは、磁気コアを介して互いに磁気結
合されており、一次巻線２ａの巻数Ｎａに対する一次巻
線２ｂの巻数Ｎｂの巻線比Ｒabが例えば１：２に規定さ
れている。

【００２０】この電源装置１では、整流回路６が、図２
（ａ）に示す交流電圧ＶACを整流することにより同図
（ｂ）に示す脈流ＶP を生成し、整流平滑回路７が、交
流電圧ＶACを整流平滑することにより、脈流ＶP の最高
電圧ＶMAX にほぼ等しい電圧の直流電圧ＶDCを生成す
る。そして、脈流ＶP の高電圧期間においては、昇降圧
コンバータ４が出力電圧ＶO を生成する。具体的には、
この期間では、スイッチ２５がオン状態に制御される
と、電流Ｉ1 が、整流回路６、一次巻線２ａ、スイッチ
２５および整流回路６からなる電流経路を流れる。この
際には、図１に示すように、電圧Ｖａが一次巻線２ａの
両端に誘起し、これに伴って、巻線比Ｒabに応じた電圧
Ｖｂが一次巻線２ｂの両端に誘起する。この場合、脈流
ＶP の電圧が最高電圧ＶMAX の１／２となる電圧Ｖ１
（図２（ｂ）参照）よりも高電圧の期間においては、電
圧Ｖｂは、脈流ＶP の最高電圧ＶMAX よりも高電圧とな
る。したがって、この期間では、電圧Ｖｂが直流電圧Ｖ
DCの電圧よりも高電圧となるため、直流電圧ＶDCに基づ
く電流Ｉ2 の一次巻線２ｂへの流れ込みが阻止される。

【００２１】このため、例えば、電源装置１をフォワー
ド形で構成した場合には、整流平滑回路８が、スイッチ
２５のオン状態制御時に二次巻線２ｃに誘起した電圧を
整流平滑することにより出力電圧ＶO を生成する。一
方、フライバック形で構成した場合には、整流平滑回路
８が、スイッチ２５のオフ状態制御時に二次巻線２ｃに
誘起した電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO を
生成する。

【００２２】次いで、脈流ＶP の電圧が徐々に低下し、
脈流ＶP の電圧が電圧Ｖ１よりも低下する低電圧期間に
おいては、昇降圧コンバータ回路５が出力電圧ＶO を生
成する。具体的には、この期間では、スイッチ２５がオ
ン状態に制御されると、電流Ｉ2 が、整流平滑回路７、
一次巻線２ｂ、スイッチ２５および整流平滑回路７から
なる電流経路を流れる。この際には、図１に示すよう
に、電圧Ｖｂが一次巻線２ｂの両端に誘起し、これに伴
って、巻線比Ｒabに応じた電圧Ｖａが一次巻線２ａの両
端に誘起する。この場合、この期間においては、電圧Ｖ
ａは、直流電圧ＶDCの１／２の電圧になるため、脈流Ｖ
P の電圧よりも高電圧となる。したがって、この期間で
は、脈流ＶP に基づく電流Ｉ1 の一次巻線２ａへの流れ
込みが阻止される。

【００２３】このため、例えば、電源装置１をフォワー
ド形で構成した場合には、整流平滑回路８が、スイッチ
２５のオン状態制御時に二次巻線２ｃに誘起した電圧を
整流平滑することにより出力電圧ＶO を生成する。一
方、フライバック形で構成した場合には、整流平滑回路
８が、スイッチ２５のオフ状態制御時に二次巻線２ｃに
誘起した電圧を整流平滑することにより出力電圧ＶO を
生成する。

【００２４】以上の動作により、図２（ｃ），（ｄ）に
示すように、脈流ＶP の電圧が電圧Ｖ１よりも高電圧の
期間においては、一次巻線２ａに電流Ｉ1 が流れること
により出力電圧ＶO が生成され、脈流ＶP の電圧が電圧
Ｖ１よりも低電圧の期間においては、一次巻線２ｂに電
流Ｉ2 が流れることにより出力電圧ＶO が生成される。
一方、整流平滑回路７内には、図２（ｅ）に示す入力電
流Ｉ2IN が、脈流ＶPが最高電圧ＶMAX の近傍でパルス
状に流れ込む。このため、電源装置１に流れ込む入力電
流ＩINは、同図（ｃ）に示す電流Ｉ1 と、同図（ｅ）に
示す入力電流Ｉ2IN との合成となるため、同図（ｆ）に
示す電流波形となる。したがって、電流ＩINが交流電圧
ＶACのほぼ１サイクル全域に亘って流れ込む結果、電源
装置８１と同じように、入力力率が０．８５〜０．９程
度の良好な力率改善効果が得ることができる。

【００２５】このように、この電源装置１によれば、交
流電圧ＶACの１周期における山の部分に相当する期間
（つまり、脈流ＶP の高電圧期間）においては、一次巻
線２ａを介して二次巻線２ｃ側にエネルギーが伝達さ
れ、交流電圧ＶACの１周期における谷の部分に相当する
期間（つまり、脈流ＶP の低電圧期間）においては、一
次巻線２ｂを介して二次巻線２ｃ側にエネルギーが伝達
されるため、２つのトランス８２，８３を必要とする電
源装置８１とは異なり、１つのトランス２を両昇降圧コ
ンバータ４，５で兼用することができる。この場合、巻
線２ａ，２ｂ，２ｃの数は電源装置８１と比較して１つ
低減できるだけであるが、一般的には、トランス全体に
占める磁気コアの割合が極めて大きいため、磁気コアを
１つにできることで、実質的には、スイッチング電源装
置に占めるトランスの体積比を約１／２に低下させるこ
とができる。この結果、電源装置１の小型化を図ること
ができると共にコストを低減することができる。しか
も、電源装置８１と同じように、１コンバータ方式のた
め、極めて高効率で出力電圧ＶO を生成することができ
る。なお、電源装置１では、一次巻線２ａ，一次巻線２
ｂが互いに磁気結合していることによって、交流電圧Ｖ
ACの１サイクルにおいて、両昇降圧コンバータ４，５の
いずれか一方のみが出力電圧ＶO の生成に寄与してい
る。このため、電源装置８１におけるトランス８２，８
３を単に１つにした構成とは似て非なる構成であるの
は、当業者にとって容易に理解できるのは勿論である。

【００２６】次に、図３を参照して電源装置１を具体化
した電源装置１ａについて説明する。なお、以下に説明
する各電源装置については、その基本的動作について
は、上記した動作原理と同じであるため、同一の機能を
有するものや、各部に発生する電圧および電流について
は同一の符号を付して、未説明の詳細動作についてのみ
説明する。

【００２７】電源装置１ａは、フライバック形ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータであって、ノイズフィルタ１１、ダイオー
ド１２，１３、ダイオードスタック２１、抵抗２２、コ
ンデンサ２３、ダイオード２４を一次回路側に備え、ダ
イオード３１およびコンデンサ３２を二次回路側に備え
て構成されている。この場合、ノイズフィルタ１１は、
コンデンサ１４，１５およびチョークコイル１６，１７
で構成される。また、ダイオード１２，１３は、整流回
路６を構成し、ダイオードスタック２１は整流平滑回路
７内の整流回路（本発明における第２の整流回路）を構
成し、コンデンサ２３は、整流平滑回路７内の平滑回路
および本発明における平滑回路を構成する。また、抵抗
２２は、本発明における電流制限手段に相当し、コンデ
ンサ２３への突入電流を制限する。なお、電流制限手段
は、抵抗に限らず、パワーサーミスタなど各種の電流制
限素子を用いることができる。さらに、ダイオード３１
およびコンデンサ３２は、整流平滑回路８を構成する。

【００２８】この電源装置１ａでは、電源投入時には、
ダイオードスタック２１が、交流電圧ＶACを脈流ＶP に
整流して、抵抗２２を介してコンデンサ２３に供給す
る。この際に、抵抗２２は、コンデンサ２３に流れ込む
電流の電流値を所定値に制限することにより、入力突入
電流の発生を抑制する。なお、抵抗２２などの電流制限
手段を交流電圧ＶACの入力印加端子の直後に配設する場
合と比較し、作動時において入力電流ＩINが電流制限手
段を流れることに起因する定常時電力損失を低減できる
ため、電源装置の変換効率が向上する。一方、スイッチ
２５によるスイッチングが開始されると、基本的には電
源装置１と同様にして作動する。この場合、ノイズフィ
ルタ１１は、スイッチ２５のオン／オフ動作によって発
生するノーマルモードのスイッチングノイズを除去する
ことにより、商用ラインへのスイッチングノイズの漏洩
を確実に防止する。

【００２９】また、脈流ＶP が電圧Ｖ１よりも高電圧の
期間においては、電圧Ｖｂが直流電圧ＶDCよりも高電圧
となる。この際には、ダイオード２４が、電流Ｉ2 とは
逆向きの電流のコンデンサ２３への流れ込みを阻止する
ことにより、その電流が一次巻線２ｂを流れることによ
る電力損失と、コンデンサ２３の端子電圧の急上昇とを
防止する。なお、ダイオード２４は、コンデンサ２３、
一次巻線２ｂおよびスイッチ２５からなる閉回路のいず
れかの位置に配設されることにより、コンデンサ２３へ
の電流の流れ込みを防止することができる。

【００３０】なお、本発明におけるスイッチング電源
は、上記した電源装置１ａの構成に限らず、適宜変更が
可能である。例えば、図４に示す電源装置４１のよう
に、フォワード形ＡＣ／ＤＣコンバータで構成すること
もできる。この電源装置４１では、電源装置１における
整流平滑回路８を、ダイオード５１，５２、チョークコ
イル５３およびコンデンサ５４で構成し、かつトランス
２の二次巻線２ｃの巻始めと巻き終わりとを逆巻きにす
ることにより、容易に変更が可能である。この電源装置
４１の具体的な動作については、電源装置１ａのフライ
バック動作がフォワード動作に変更されるだけであるた
め、その詳細説明を省略する。

【００３１】また、この電源装置４１では、電源装置１
ａにおけるノイズフィルタ１１に代えて、コンデンサ４
４，４５およびチョークコイル４６からなるπ形のノイ
ズフィルタ４２をダイオード１２，１３および一次巻線
２ａ間に配設し、かつ一次巻線２ａの巻き終わり側端子
およびスイッチ２５間にダイオード４３を配設してい
る。なお、コンデンサ４４の正極端子が本発明における
ノイズフィルタの入力部の一端に相当し、コンデンサ４
４の負極端子が本発明におけるノイズフィルタの入力部
の他端に相当し、コンデンサ４５の正極端子が本発明に
おけるノイズフィルタの出力部の一端に相当し、コンデ
ンサ４５の負極端子が本発明におけるノイズフィルタの
出力部の他端に相当する。この電源装置４１では、脈流
ＶP が電圧Ｖ１よりも低電圧の期間においては、電圧Ｖ
ａが脈流ＶP よりも高電圧となる。この際には、ダイオ
ード４３が、電流Ｉ1 とは逆向きの電流のコンデンサ４
５への流れ込みを阻止することにより、その電流が一次
巻線２ａを流れることによる電力損失と、コンデンサ４
４，４５の端子電圧の急上昇とを防止する。

【００３２】さらに、図５に示す電源装置６１のよう
に、コンデンサ７２，７３およびチョークコイル７４か
らなるπ形のノイズフィルタ７１をダイオード１２，１
３およびダイオードスタック２１の前段に配設すること
もできる。

【００３３】また、本発明に係るスイッチング電源装置
は、フライバック形やフォワード形の電源装置に限定さ
れず、非絶縁チョッパー形電源装置にも適用が可能であ
るし、交流電圧ＶACの電圧に何ら制限を受けないため、
いわゆる入力ワールドワイドレンジのスイッチング電源
装置やＡＣアダプタにも適用が可能である。さらに、ス
イッチ２５としては、ＦＥＴに限らず、トランジスタな
どの各種スイッチング素子を採用することもできる。

【００３４】また、本発明の実施の形態では、トランス
２の一次巻線２ａの巻数Ｎａに対する一次巻線２ｂの巻
数Ｎｂの巻線比Ｒabを値２（１：２）で形成した例につ
いて説明したが、巻線比Ｒabは値１以上であればよい。
言い替えれば、巻線比Ｒabで決定される電圧Ｖ１が、昇
降圧コンバータ４の動作可能電圧であるスレショルド電
圧ＶS よりも高い電圧となればよい。ただし、入力力率
の十分な改善効果を期待するには、発明者の実験によれ
ば、巻線比Ｒabを値１．５から値３までの範囲に規定す
るのが好ましく、この範囲であれば、入力力率が０．８
５〜０．９の範囲に収まることが確認されている。した
がって、入力力率が一般的に０．５〜０．６５であるコ
ンデンサインプット形のスイッチング電源装置と比較し
て、入力力率が格段に改善される。なお、巻線比Ｒabを
値１に近づけるほど、出力電圧ＶO 生成に対する昇降圧
コンバータ４の役割が大きく、巻線比Ｒabを大きな値に
するほど、出力電圧ＶO 生成に対する昇降圧コンバータ
５の役割が大きくなる。このため、巻線比Ｒabを値１．
５から値３までの範囲に規定することにより、コンデン
サ２３の容量をある程度まで小さくすることもでき、か
かる場合には、電源装置１を最も小型化することができ
る。

【００３５】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、第１の整流回路の正極出力部と
スイッチング素子との間にトランスの第１の一次巻線を
接続すると共に平滑回路の正極出力部とスイッチング素
子との間に第１の一次巻線よりもインダクタンスが大き
い第２の一次巻線を接続し、その状態でスイッチング素
子をスイッチングさせることにより、脈流の高電圧期間
においては、第１の一次巻線を介して二次巻線側に出力
電圧が出力され、脈流の低電圧期間においては、第２の
一次巻線を介して二次巻線側に出力電圧が出力されるた
め、２つのトランス８２，８３を必要とする電源装置８
１とは異なり、１つのトランスを用いてスイッチング電
源装置を構成することができる上、十分な入力力率改善
効果を維持しつつ、電源装置の小型化を図ることができ
ると共にコストを低減することができる。

【００３６】また、請求項１記載のスイッチング電源装
置によれば、第１の一次巻線の巻数に対する第２の一次
巻線の巻数比を値１を超えた任意の巻数比に規定するこ
とにより、装置の仕様に応じた入力力率に規定すること
ができる。さらに、第１の整流回路、第２の整流回路お
よび平滑回路を備えたことにより、単独で電源装置とし
て機能するコンパクトで安価なスイッチング電源装置を
提供することができる。

【００３７】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、第１の整流回路の正極出力部と第１の一次
巻線との間にノイズフィルタを配設したことにより、ス
イッチングノイズの商用ラインへの漏洩を十分に低減す
ることができる。

【００３８】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、第１の一次巻線の巻数に対する第２の一
次巻線の巻数比を値１．５から値３までの範囲内に規定
することにより、十分な力率改善効果を得ることがで
き、しかも、装置を最も小型化することができる。

【００３９】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、第２の整流回路と平滑回路との間に電流制
限手段を備えたことにより、作動時において入力電流が
電流制限手段を流れることに起因する定常時電力損失を
低減することができ、これにより、スイッチング電源装
置の変換効率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の動作原
理を説明するための動作原理図である。

【図２】電源装置１ａの動作を説明するための波形図で
あって、（ａ）は交流電圧ＶACの電圧波形図、（ｂ）は
脈流ＶP の電圧波形図、（ｃ）は電流Ｉ1 の電流波形
図、（ｄ）は電流Ｉ2 の電流波形図、（ｅ）は入力電流
Ｉ2IN の電流波形図、（ｆ）は入力電流ＩINの電流波形
図である。

【図３】本発明の実施の形態に係る電源装置１ａの回路
図である。

【図４】本発明の他の実施の形態に係る電源装置４１の
回路図である。

【図５】本発明のさらに他の実施の形態に係る電源装置
６１の回路図である。

【図６】従来の電源装置８１の回路図である。

【図７】従来の電源装置８１の動作を説明するための波
形図であって、（ａ）は交流電圧ＶACの電圧波形図、
（ｂ）は脈流ＶP の電圧波形図、（ｃ）は電流Ｉ11の電
流波形図、（ｄ）は電流Ｉ12の電流波形図、（ｅ）は入
力電流Ｉ12INの電流波形図、（ｆ）は入力電流ＩINの電
流波形図である。

【符号の説明】１，１ａ，４１，６１電源装置２トランス２ａ，２ｂ一次巻線２ｃ二次巻線６整流回路７整流平滑回路１１，４２，７１ノイズフィルタ１２，１３ダイオード２１ダイオードスタック２２抵抗２３コンデンサＶDC 直流電圧ＶO 出力電圧ＶP 脈流

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を整流して脈流電圧を生成する
第１の整流回路と、前記交流電圧を整流する第２の整流
回路と、当該第２の整流回路によって生成された脈流電
圧を平滑して直流電圧を生成する平滑回路と、１つのス
イッチング素子とを備え、前記第１の整流回路の正極出
力部にトランスの第１の一次巻線の一端を接続しその一
次巻線の他端に前記スイッチング素子の一端を接続する
と共に、前記第１の一次巻線よりもインダクタンスが大
きい前記トランスの第２の一次巻線と当該第２の一次巻
線から前記平滑回路の前記正極出力部への電流の流れ込
みを阻止するダイオードとの直列回路を当該平滑回路の
当該正極出力部と前記スイッチング素子の前記一端との
間に接続し、さらに前記スイッチング素子の他端に前記
第１および第２の整流回路各々の負極出力部と前記平滑
回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成し、前記ス
イッチング素子をスイッチングさせることにより前記ト
ランスの二次巻線に電圧を誘起させ、当該二次巻線に誘
起した電圧を整流平滑することにより出力電圧を生成す
ることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】交流電圧を整流して脈流電圧を生成する
第１の整流回路と、前記交流電圧を整流する第２の整流
回路と、当該第２の整流回路によって生成された脈流電
圧を平滑して直流電圧を生成する平滑回路と、１つのス
イッチング素子とを備え、前記第１の整流回路の正極出
力部にノイズフィルタの入力部の一端を接続し、前記第
１の整流回路の正極出力部から前記スイッチング素子に
向かって流れるスイッチング電流の方向とは逆向きの導
通を阻止する一方向性素子とトランスの第１の一次巻線
との直列回路を、前記ノイズフィルタの出力部の一端と
前記スイッチング素子の一端との間に接続すると共に、
前記第１の一次巻線よりもインダクタンスが大きい前記
トランスの第２の一次巻線と当該第２の一次巻線から前
記平滑回路の前記正極出力部への電流の流れ込みを阻止
するダイオードとの直列回路を当該平滑回路の当該正極
出力部と前記スイッチング素子の前記一端との間に接続
し、さらに前記スイッチング素子の他端に前記ノイズフ
ィルタの出力部の他端を接続し、前記ノイズフィルタの
前記入力部の他端に前記第１および第２の整流回路各々
の負極出力部と前記平滑回路の負極出力部とをそれぞれ
接続して構成し、前記スイッチング素子をスイッチング
させることにより前記トランスの二次巻線に電圧を誘起
させ、当該二次巻線に誘起した電圧を整流平滑すること
により出力電圧を生成することを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
【請求項３】前記第２の一次巻線は、前記第１の一次
巻線の巻数に対する巻数比が値１．５から値３までの範
囲内で巻き回されていることを特徴とする請求項１また
は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】前記第２の整流回路と前記平滑回路との
間に電流制限手段を備えていることを特徴とする請求項
１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。