JP3263709B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流から直流に電
力変換するスイッチング電源装置に関し、詳しくは、高
力率で電力変換可能なスイッチング電源装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】一般的に、コンデンサインプット形のス
イッチング電源装置では、入力電流がパルス状に流れ込
むことによって入力電流高調波が発生する。したがっ
て、スイッチング電源装置の電力が大きい場合や複数を
同時に使用する場合は、この有害な高調波成分が商用電
力系に及ぼす影響が無視できず、高調波誘導障害の発生
や電圧波形歪みによる電力機器の加熱等種々の支障をき
たす。このため、近年、入力電流高調波の低減が要請さ
れており、入力電流高調波を低減可能な力率改善型の各
種スイッチング電源装置が提案されている。この種のス
イッチング電源装置としては、いわゆる２コンバータ方
式や１コンバータ方式などが数多く提案されているが、
２コンバータ方式には、各段の効率が高くても総合的な
変換効率が低いという問題があり、１コンバータ方式に
は、出力リップルが大きいという問題がある。このた
め、出願人は、入力電流高調波を低減しつつ、これらの
問題を解決すべく、図６に示す電源装置４１を既に開発
している。

【０００３】この電源装置４１は、力率改善用の昇降圧
コンバータ回路４２と、コンデンサインプット形の昇降
圧コンバータ回路４３とを備え、両昇降圧コンバータ回
路４２，４３で１つのスイッチ素子ＳＷを共通使用する
フライバック形の構成が採用されている。この場合、昇
降圧コンバータ回路４２は、交流電源ＰＳから出力され
る交流電圧ＶACを整流する整流回路５１と、スイッチン
グ用のトランス５２と、スイッチ素子ＳＷとで構成され
ている。一方、昇降圧コンバータ回路４３は、交流電源
ＰＳから出力される交流電圧ＶACを脈流に整流するダイ
オードブリッジおよび脈流を平滑するコンデンサを内蔵
する整流平滑回路５３と、スイッチング用のトランス５
４と、スイッチ素子ＳＷとで構成されている。また、ト
ランス５２の二次巻線５２ｂ側およびトランス５４の二
次巻線５４ｂ側には、整流回路６１，６２がそれぞれ配
設され、両整流回路６１，６２の出力側には、例えば電
解コンデンサで構成された平滑回路６３が配設されてい
る。

【０００４】この電源装置４１では、整流回路５１が交
流電圧ＶACを整流することにより脈流ＶP を生成し、整
流平滑回路５３が交流電圧ＶACを整流平滑することによ
り直流電圧ＶDCを生成する。この場合、脈流ＶP の高電
圧期間（山の期間）においては、主として昇降圧コンバ
ータ回路４２が出力電圧ＶO を生成する。この場合、脈
流ＶP の最高電圧のときに、トランス５２の一次巻線５
２ａを流れる電流Ｉ11の電流値と、トランス５４の一次
巻線５４ａを流れる電流Ｉ12の電流値との比が例えば
９：１となるように予め規定する。このため、両トラン
ス５２，５４については、例えば、トランス５２の一次
巻線５２ａのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ
52A および値Ｎ52A とし、トランス５２の二次巻線５２
ｂのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ52B およ
びＮ52B とし、トランス５４の一次巻線５４ａのインダ
クタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ54A および値Ｎ54A
とし、トランス５４の二次巻線５４ｂのインダクタンス
および巻数をそれぞれ値Ｌ54B およびＮ54B とした場
合、下記の式および式が成立する仕様で製作する。 Ｌ52A ：Ｌ54A ＝１：９・・・・・・・式 Ｎ52A ：Ｎ52B ＝Ｎ54A ：Ｎ54B ・・・式

【０００５】このような仕様の下で、例えば、交流電圧
ＶACの正サイクル期間における脈流ＶP が最高電圧のと
きにスイッチ素子ＳＷがオン状態に制御されると、電流
Ｉ11が、整流回路５１、トランス５２の一次巻線５２
ａ、スイッチ素子ＳＷおよび整流回路５１からなる電流
経路を流れる。これにより、トランス５２にエネルギー
が蓄積される。次いで、スイッチ素子ＳＷのオフ状態制
御時に、整流回路６１および平滑回路６３が、二次巻線
５２ｂの誘起電圧を整流平滑することにより出力電圧Ｖ
O を生成する。

【０００６】一方、脈流ＶP の電圧が徐々に低下する
と、昇降圧コンバータ回路４２が出力電圧ＶO を生成す
るための入力電圧が低下する。したがって、昇降圧コン
バータ回路４３が、出力電圧ＶO の生成に徐々に寄与す
ることになる。やがて、脈流ＶP の低電圧期間（谷の期
間）において、脈流ＶP の電圧が昇降圧コンバータ回路
４２による出力電圧ＶO の生成が可能なスレショルド電
圧よりも低下すると、昇降圧コンバータ回路４２による
出力電圧ＶO の生成がほぼ不可能となる。このため、こ
の期間においては、主として昇降圧コンバータ回路４３
が出力電圧ＶO を生成する。

【０００７】この脈流ＶP の低電圧期間においては、ス
イッチ素子ＳＷのオン状態制御時に、整流平滑回路５３
内の電解コンデンサの充電電圧に基づく電流Ｉ12が、電
解コンデンサの正極端子、トランス５４の一次巻線５４
ａ、スイッチ素子ＳＷ、および電解コンデンサの負極端
子からなる電流経路を流れる。これにより、トランス５
４にエネルギーが蓄積される。次いで、スイッチ素子Ｓ
Ｗのオフ状態制御時に、整流回路６２および平滑回路６
３が、二次巻線５４ｂの誘起電圧を整流平滑することに
より出力電圧ＶO を生成する。

【０００８】以上の動作により、脈流ＶP の電圧がスレ
ショルド電圧を超える期間においては、主として電流Ｉ
11がスイッチ素子ＳＷを流れることによって出力電圧Ｖ
O が生成され、脈流ＶP の電圧がスレショルド電圧より
も低下する期間においては、主として電流Ｉ12がスイッ
チ素子ＳＷを流れることによって出力電圧ＶO が生成さ
れる。

【０００９】これらの過程において、脈流ＶP の電圧が
最高電圧またはその近傍に達したときに、入力電流Ｉ12
INがパルス状に流れ込んで整流平滑回路５３内の電解コ
ンデンサを充電する。このため、電源装置４１に流れ込
む入力電流ＩINは、電流Ｉ11と入力電流Ｉ12INとの合成
となるため、交流電圧ＶACのほぼ１サイクル全域に亘っ
て電源装置４１内に流れ込む。この結果、入力力率が
０．８５〜０．９程度の良好な力率改善効果を得ること
ができ、しかも１コンバータ方式のため、極めて高効率
で出力電圧ＶO を生成することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この出願人
が既に開発している電源装置４１には、以下の改善すべ
き点がある。すなわち、電源装置４１における両トラン
ス５２，５４は、巻数Ｎ52A に対する巻数Ｎ52B の巻数
比Ｒ52ABと、巻数Ｎ54A に対する巻数Ｎ54B の巻数比Ｒ
54ABとが等しく、かつ、インダクタンスＬ54A がインダ
クタンスＬ52A よりも十分に大きい仕様でそれぞれ製作
されている。このため、トランス５４の二次巻線５４ｂ
のインダクタンスＬ54B もトランス５２の二次巻線５２
ｂのインダクタンスＬ52B よりも十分に大きな値となっ
ている。したがって、インダクタンスＬ54B をインダク
タンスＬ52B の例えば９倍以上に規定すると、通常、ト
ランス５４の蓄積エネルギーに基づいて二次巻線５４ｂ
から放出される電流は、一次巻線５４ａに流れる電流Ｉ
11の電流波形に対して不連続波形となるいわゆる不連続
モードで放出され、トランス５４の蓄積エネルギーに基
づいて二次巻線５４ｂから放出される電流は、一次巻線
５４ａに流れる電流Ｉ12の電流波形に対して連続波形と
なるいわゆる連続モードで放出される。

【００１１】この場合、両二次巻線５２ｂ，５４ｂから
同一の電力が放出されるとすれば、各二次巻線５２ｂ，
５４ｂから放出される電流の平均電流値は等しくなる。
一方、不連続モードで放出される電流は、そのピーク電
流値が大きいため、その実効電流値が、連続モードで放
出される電流の実効電流値と比較して大きくなる。この
ため、トランス５２の二次巻線５２ｂから電流が放出さ
れる際に、実効電流値が大きいことに起因して、トラン
ス５２の二次巻線５２ｂの巻線損失や、整流回路６１内
の例えばダイオードなどの整流用半導体の損失ロスが増
加する。この結果、電源装置４１では、昇降圧コンバー
タ回路４２の作動に起因する損失が大きくなるため、装
置全体としての変換効率が低下する。

【００１２】また、この変換効率の低下については、Ａ
Ｃ１００Ｖ〜ＡＣ２２０Ｖ程度までを交流電圧ＶACとし
て入力可能ないわゆる入力ワールドワイドレンジタイプ
の電源装置を構成した場合に特に顕著となる。つまり、
力率改善効果を十分にするためには、インダクタンスＬ
54A がインダクタンスＬ52A よりも十分に大きいのが前
提となり、電源装置４１では、その比率を１：９に規定
した。この場合、交流電圧ＶACがＡＣ１００Ｖに固定さ
れている場合には、その比率で特に不都合が生じない
が、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２２０Ｖ程度の交流電圧ＶACを
入力可能に構成する場合には、その比率では不都合が生
じる。その理由として、整流平滑回路５３内の電解コン
デンサは、交流電圧ＶACの電圧値が一番低い電圧（例え
ばＡＣ１００Ｖ）のときに正常に作動可能な容量値に設
計されている。したがって、交流電圧ＶACがある程度高
い電圧になると、コンデンサインプット型の昇降圧コン
バータ回路４３の動作原理からすれば、時間幅が狭くて
ピーク値の大きい入力電流Ｉ12INが整流平滑回路５３内
の電解コンデンサに流れ込む。したがって、力率が悪化
するため、インダクタンスＬ52A に対するインダクタン
スＬ54A の比率を大きくすることによって力率改善効果
を向上させておく必要がある。

【００１３】一方、その比率を大きくしすぎると、交流
電圧ＶACの瞬時値が低いときでも、昇降圧コンバータ回
路４２が二次巻線５２ｂ側に一定電力を供給しなければ
ならないため、電流Ｉ11の実効電流値が大きくなる。こ
のため、より大電流の電流Ｉ11が流れることにより、配
線の銅損、トランス５２の一次巻線５２ａの巻線損失、
およびスイッチ素子ＳＷの半導体抵抗（ＦＥＴの場合は
ＲON）による損失などが増加する。このため、発明者
は、交流電圧ＶACがＡＣ１００Ｖに固定の場合には、イ
ンダクタンスＬ52A に対するインダクタンスＬ54A の比
率を１：５〜１：９程度に、入力ワールドワイドレンジ
タイプの場合には、その比率を１：７以上１：１２以下
に規定することにより、変換効率を著しく低下させるこ
となく、力率改善効果を最も向上させることができるの
を実験によって確認している。しかし、このように規定
した場合、トランスの小型化を考慮すれば、トランス５
４における一次巻線５４ａのインダクタンスＬ54A をあ
る程度の値に止めて、トランス５２における一次巻線５
２ａのインダクタンスＬ52A を小さくせざるを得ない。
この結果、かかる場合には、トランス５２における二次
巻線５２ｂのインダクタンスＬ52B を小さい値にせざる
を得ない。ところが、二次巻線５２ｂを流れる電流は、
二次巻線５２ｂのインダクタンスＬ52B を小さくするに
従って、その平均電流が同じであっても、そのピーク電
流値が大きくなるため、その実効電流値も増加する。こ
のため、上記したトランス５２の二次巻線５２ｂ側での
損失がさらに増大することになる。したがって、電源装
置４１には、装置全体としての変換効率の向上が望まれ
ている。

【００１４】また、整流回路５１内にノイズ除去用コン
デンサを配設した場合に不都合が生じる。すなわち、ト
ランス５２の巻数比Ｒ52ABと、トランス５４の巻数比Ｒ
54ABとが若干相違する場合、スイッチ素子ＳＷがオフ状
態のときにトランス５２の一次巻線５２ａに誘起するフ
ライバック電圧と、トランス５４の一次巻線５４ａに誘
起するフライバック電圧とが相違する。このため、その
フライバック電圧が高電圧の一次巻線５２ａ（または５
４ａ）から他方の一次巻線５４ａ（または５２ａ）に短
絡電流が流れ込むことになる。具体的には、トランス５
２の巻数比Ｒ52ABおよびトランス５４の巻数比Ｒ54ABを
それぞれ１：０．１５および１：０．１に規定した場
合、両二次巻線５２ｂ，５４ｂの誘起電圧がほぼ等しく
なるため、トランス５４の一次巻線５４ａに誘起するフ
ライバック電圧Ｖ12（図６参照）が、トランス５２の一
次巻線５２ａに誘起するフライバック電圧Ｖ11（同図参
照）の電圧値よりも高い電圧となる。この際には、短絡
電流が、トランス５４における一次巻線５４ａの巻き終
わり側端子、トランス５２の一次巻線５２ａ、整流回路
５１内のノイズ除去用コンデンサ、整流平滑回路５３内
の電解コンデンサ、およびトランス５４における一次巻
線５４ａの巻き始め側端子からなる電流経路を流れるこ
とになる。かかる場合には、損失が増加するため、両極
巻数比Ｒ52AB，Ｒ54ABが極力同じ巻数比となるように、
両トランス５２，５４を高精度で製作しなければならな
い。この結果、トランス５２，５４の製造コストが上昇
するため、この点の改善も望まれている。

【００１５】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、十分な入力力率改善効果を維持しつ
つ、装置の変換効率を向上し得るスイッチング電源装置
を提供することを主目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流
して脈流電圧を生成する整流回路と、交流電圧を整流平
滑して直流電圧を生成する整流平滑回路とを備え、整流
回路の正極出力部に第１のトランスの一次巻線の一端を
接続しその一次巻線の他端にスイッチング素子の一端を
接続すると共に、整流平滑回路の正極出力部に第２のト
ランスの一次巻線の一端を接続しその一次巻線の他端に
スイッチング素子の一端を共通接続し、さらにスイッチ
ング素子の他端に整流回路の負極出力部と整流平滑回路
の負極出力部とをそれぞれ接続して構成し、スイッチン
グ素子のスイッチング時に両トランスにおける各二次巻
線にそれぞれ誘起した電圧を整流して合成することによ
り出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
第２のトランスの一次巻線は、第１のトランスの一次巻
線よりもインダクタンスを大きく設定され、両トランス
は、第１のトランスにおける二次巻線の巻数を第１のト
ランスの一次巻線の巻数で除した値が第２のトランスに
おける二次巻線の巻数を第２のトランスの一次巻線の巻
数で除した値よりも大きい仕様でそれぞれ構成されてい
ることを特徴とする。

【００１７】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
交流電圧を整流して脈流電圧を生成する整流回路と、交
流電圧を整流平滑して直流電圧を生成する整流平滑回路
とを備え、整流回路の正極出力部に第１のトランスの一
次巻線の一端を接続しその一次巻線の他端に第１のスイ
ッチング素子の一端を接続すると共に、整流平滑回路の
正極出力部に第２のトランスの一次巻線の一端を接続し
その一次巻線の他端に第２のスイッチング素子の一端を
接続し、さらに両スイッチング素子の他端同士を接続す
ると共にその両他端に整流回路の負極出力部と整流平滑
回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成し、両スイ
ッチング素子のスイッチング時に両トランスにおける各
二次巻線にそれぞれ誘起した電圧を整流して合成するこ
とにより出力電圧を生成するスイッチング電源装置であ
って、第２のトランスの一次巻線は、第１のトランスの
一次巻線よりもインダクタンスを大きく設定され、両ト
ラ ンスは、第１のトランスにおける二次巻線の巻数を第
１のトランスの一次巻線の巻数で除した値が第２のトラ
ンスにおける二次巻線の巻数を第２のトランスの一次巻
線の巻数で除した値よりも大きい仕様でそれぞれ構成さ
れていることを特徴とする。

【００１８】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
交流電圧を整流して脈流電圧を生成する整流回路と、交
流電圧を整流平滑して直流電圧を生成する整流平滑回路
と、１つのスイッチング素子とを備え、整流回路の正極
出力部にノイズフィルタの入力部の一端を接続し、整流
回路の正極出力部からスイッチング素子に向かって流れ
るスイッチング電流の方向とは逆向きの導通を阻止する
一方向性素子と第１のトランスの一次巻線との直列回路
を、ノイズフィルタの出力部の一端とスイッチング素子
の一端との間に接続すると共に、整流平滑回路の正極出
力部に第２のトランスの一次巻線の一端を接続しその一
次巻線の他端にスイッチング素子の一端を共通接続し、
さらにスイッチング素子の他端にノイズフィルタの出力
部の他端を接続し、ノイズフィルタの入力部の他端に整
流回路の負極出力部と整流平滑回路の負極出力部とをそ
れぞれ接続して構成し、スイッチング素子のスイッチン
グ時に両トランスにおける各二次巻線にそれぞれ誘起し
た電圧を整流して合成することにより出力電圧を生成す
るスイッチング電源装置であって、第２のトランスの一
次巻線は、第１のトランスの一次巻線よりもインダクタ
ンスを大きく設定され、両トランスは、第１のトランス
における二次巻線の巻数を第１のトランスの一次巻線の
巻数で除した値が第２のトランスにおける二次巻線の巻
数を第２のトランスの一次巻線の巻数で除した値よりも
大きい仕様でそれぞれ構成されていることを特徴とす
る。

【００１９】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、入力ワールドワイドレンジタイプの電源装
置であって、両トランスは、第２のトランスにおける一
次巻線のインダクタンスを第１のトランスにおける一次
巻線のインダクタンスで除した値が７以上かつ１２以内
となる仕様でそれぞれ構成されていることを特徴とす
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。

【００２１】まず、図１を参照して、本発明に係るスイ
ッチング電源装置の動作原理について説明する。

【００２２】この電源装置１は、入力ワールドワイドレ
ンジタイプのスイッチング電源装置であって、力率改善
用の昇降圧コンバータ回路２と、コンデンサインプット
形の昇降圧コンバータ回路３とを備え、両昇降圧コンバ
ータ回路２，３で１つのスイッチング素子を共通使用す
るフライバック形の構成が採用されている。この場合、
昇降圧コンバータ回路２は、交流電源ＰＳの交流電圧Ｖ
ACを整流して脈流ＶPを生成するダイオード１１，１２
と、本発明における第１のトランスに相当するスイッチ
ング用のトランス４と、例えばＦＥＴで構成されたスイ
ッチ２４とで構成されている。一方、昇降圧コンバータ
回路３は、交流電圧ＶACを整流して脈流ＶP を生成する
ダイオードスタック２１と、電流制限用の抵抗２２と、
脈流ＶPを平滑するコンデンサ２３と、本発明における
第２のトランスに相当するスイッチング用のトランス５
と、スイッチ２４とで構成されている。また、トランス
４の二次巻線４ｂ側およびトランス５の二次巻線５ｂ側
には、整流用のダイオード３１，３２と、平滑用のコン
デンサ３３と、スイッチ２４のスイッチングをＰＷＭ制
御方式で制御するスイッチング制御回路３４とが配設さ
れている。

【００２３】この電源装置１では、ダイオード１１，１
２が図２（ａ）に示す交流電圧ＶACを整流することによ
り同図（ｂ）に示す脈流ＶP を生成し、ダイオードスタ
ック２１およびコンデンサ２３が交流電圧ＶACを整流平
滑することにより直流電圧ＶDCを生成する。この場合、
脈流ＶP の高電圧期間（山の期間）においては、主とし
て昇降圧コンバータ回路２が出力電圧ＶO を生成する。
この場合、脈流ＶP の最高電圧ＶMAX （同図（ｂ）参
照）のときに、トランス４の一次巻線４ａを流れる電流
ＩP1の電流値と、トランス５の一次巻線５ａを流れる電
流ＩP2の電流値との比が例えば１０：１となるように予
め設計されている。また、両トランス４，５について
は、例えば、トランス４の一次巻線４ａのインダクタン
スおよび巻数をそれぞれ値Ｌ4aおよび値Ｎ4aとし、トラ
ンス４の二次巻線４ｂのインダクタンスおよび巻数をそ
れぞれ値Ｌ4bおよびＮ4bとし、トランス５の一次巻線５
ａのインダクタンスおよび巻数をそれぞれ値Ｌ5aおよび
値Ｎ5aとし、トランス５の二次巻線５ｂのインダクタン
スおよび巻数をそれぞれ値Ｌ5bおよびＮ5bとした場合、
例えば、下記の式〜式が成立する仕様で製作する。 Ｌ4a：Ｌ5a＝１：１０・・・・・・・式 Ｎ4a：Ｎ4b＝１：０．２・・・・・・式 Ｎ5a：Ｎ5b＝１：０．１・・・・・・式

【００２４】この場合、トランス４の二次巻線４ｂの巻
数Ｎ4bを一次巻線４ａの巻数Ｎ4aで除した値（巻数比Ｒ
4AB ）は０．２となり、トランス５の二次巻線５ｂの巻
数Ｎ5bを一次巻線５ａの巻数Ｎ5aで除した値（巻数比Ｒ
5AB ）は０．１となる。つまり、トランス４，５は、ト
ランス４の巻数比Ｒ4AB がトランス５の巻数比Ｒ5ABよ
りも大きくなるように製作されている。このような条件
下で、例えば、交流電圧ＶACの正サイクル期間における
脈流ＶP がある程度高い電圧のときに図３（ａ）に示す
ようにスイッチ２４がオン状態に制御されると、同図
（ｂ）に示す電流ＩP1が、ダイオード１１、トランス４
の一次巻線４ａ、スイッチ２４、およびダイオードスタ
ック２１内のダイオードからなる電流経路を流れる。こ
れにより、トランス４にエネルギーが蓄積される。次い
で、スイッチ２４のオフ状態制御時に、同図（ｃ）の実
線で示すように、トランス４の二次巻線４ｂからフライ
バック電圧に基づくフライバック電流ＩS1が放出され
る。次いで、ダイオード３１およびコンデンサ３３が、
二次巻線４ｂから放出されたフライバック電流ＩS1を整
流平滑することにより出力電圧ＶO を生成する。

【００２５】この場合、トランス４の巻数比Ｒ4AB とト
ランス５の巻数比Ｒ5AB とを等しくしたときには、フラ
イバック電流ＩS1が、図３（ｃ）に示す破線で示すよう
に二次巻線５２ｂから大きなピーク電流値で放出され
る。一方、この電源装置１では、トランス４の巻数比Ｒ
4AB がトランス５の巻数比Ｒ5AB よりも大きいため、そ
の分、トランス４の二次巻線４ｂのインダクタンスＬ4b
が大きい値に規定されている。したがって、フライバッ
ク電流ＩS1は、両巻数比Ｒ4AB ，Ｒ5AB が等しい場合と
比較して、その放出時間が長くなるため、連続モードに
近い不連続モードでトランス２の二次巻線２ｂから放出
される。この結果、フライバック電流ＩS1は、両巻数比
Ｒ4AB ，Ｒ5AB が等しい場合と比較して、その実効電流
値およびピーク電流値がそれぞれ小さくなる。このた
め、フライバック電流ＩS1がダイオード３１およびコン
デンサ３３を流れる際の損失が低減されている。なお、
トランス４の巻数比Ｒ4AB をさらに大きく規定すること
により、同図（ｄ）に示すように、フライバック電流Ｉ
S1を連続モードで放出させることもできる。この場合に
は、フライバック電流ＩS1のピーク電流値がより小さく
なるため、その際の損失をさらに低減することができ
る。

【００２６】一方、脈流ＶP の電圧が徐々に低下する
と、昇降圧コンバータ回路２が出力電圧ＶO を生成する
ための入力電圧が低下する。したがって、昇降圧コンバ
ータ回路３が、出力電圧ＶO の生成に徐々に寄与するこ
とになる。やがて、脈流ＶP の低電圧期間（谷の期間）
において、脈流ＶP の電圧が昇降圧コンバータ回路２に
よる出力電圧ＶO の生成が可能なスレショルド電圧ＶTH
（図２（ｂ）参照）よりも低下すると、昇降圧コンバー
タ回路２による出力電圧ＶO の生成がほぼ不可能とな
る。このため、この期間においては、主として昇降圧コ
ンバータ回路３が出力電圧ＶO を生成する。

【００２７】この脈流ＶP の低電圧期間においては、ス
イッチ２４のオン状態制御時に、図２（ｄ）および図３
（ｅ）に示す電流ＩP2が、コンデンサ２３の正極端子、
トランス５の一次巻線５ａ、スイッチ２４、およびコン
デンサ２３の負極端子からなる電流経路を流れる。これ
により、トランス５にエネルギーが蓄積される。次い
で、スイッチ２４のオフ状態制御時に、図３（ｆ）に示
すように、トランス５の二次巻線５ｂからフライバック
電圧に基づくフライバック電流ＩS2が放出される。この
際には、フライバック電流ＩS2は、同図（ｅ），（ｆ）
に示すように、その電流波形が電流ＩP2の電流波形に連
続する連続モードで放出される。次いで、ダイオード３
２およびコンデンサ３３が、二次巻線５ｂから放出され
たフライバック電流ＩS2を整流平滑することにより出力
電圧ＶO を生成する。

【００２８】一方、出力電圧ＶO は、交流電圧ＶACの１
サイクルに亘ってスイッチ２４がスイッチング制御回路
３１によってＰＷＭ制御されることにより、所定電圧に
安定化される。

【００２９】以上の動作により、脈流ＶP の電圧がスレ
ショルド電圧ＶTHを超える期間においては、主として、
図２（ｃ）に示す電流ＩP1がスイッチ２４を流れること
によって出力電圧ＶO が生成され、脈流ＶP の電圧がス
レショルド電圧ＶTHよりも低下する期間においては、主
として、同図（ｄ）に示す電流ＩP2がスイッチ２４を流
れることによって出力電圧ＶO が生成される。

【００３０】これらの過程において、脈流ＶP の電圧が
最高電圧ＶMAX またはその近傍に達したときに、図２
（ｅ）に示すように、入力電流ＩP2INがパルス状に流れ
込んでコンデンサ２３を充電する。このため、電源装置
１に流れ込む入力電流ＩINは、同図（ｃ）に示す電流Ｉ
P1と、同図（ｅ）に示す入力電流ＩP2INとの合成となる
ため、同図（ｆ）に示す電流波形となる。したがって、
電流ＩINが交流電圧ＶACのほぼ１サイクル全域に亘って
流れ込む結果、入力力率が０．８５〜０．９程度の良好
な力率改善効果を得ることができ、しかも１コンバータ
方式のため、極めて高効率で出力電圧ＶO を生成するこ
とができる。また、トランス４の二次巻線４ｂ側での整
流平滑動作の際の損失も低減されているため、極めて高
変換効率で出力電圧ＶO を生成することができる。

【００３１】次に、図４を参照して他の実施の形態に係
る電源装置１ａについて説明する。なお、電源装置１ａ
の基本動作原理は電源装置１とほぼ同一のため、同一の
構成要素については同一の符号を付し、異なる構成およ
び動作について主として説明する。

【００３２】電源装置１ａは、昇降圧コンバータ回路４
に供給される脈流ＶP の供給ライン間にノイズフィルタ
として機能するコンデンサ１４が配設されると共にＦＥ
Ｔなどで構成されたスイッチ１３が昇降圧コンバータ回
路２に配設されている。なお、コンデンサ１４の正極端
子が本発明におけるノイズフィルタの入力部の一端と出
力部の一端に相当し、コンデンサ１４の負極端子が本発
明におけるノイズフィルタの入力部の他端と出力部の他
端に相当する。

【００３３】この電源装置１ａでは、昇降圧コンバータ
回路２の作動時には、スイッチ１３がスイッチング制御
回路３４によってスイッチング制御される。この際に
は、同図に示す電流ＩP1が、ダイオード１１、トランス
４の一次巻線４ａ、スイッチ１３、およびダイオードス
タック２１内のダイオードからなる電流経路を流れる。
これにより、トランス４にエネルギーが蓄積される。次
いで、スイッチ１３がオフ状態に制御されると、トラン
ス４の二次巻線４ｂにフライバック電圧が発生すると共
に、一次巻線４ａに同図に示す向きのフライバック電圧
Ｖ1 が誘起する。同時に、トランス５の一次巻線５ａに
も、同図に示す向きのフライバック電圧Ｖ2 が誘起す
る。この場合、トランス４の巻数比Ｒ4AB がトランス５
の巻数比Ｒ5AB よりも大きいため、フライバック電圧Ｖ
2 がフライバック電圧Ｖ1 よりも高い電圧となる。

【００３４】具体的に数値を挙げると、この電源装置１
ａでは、各トランス４，５の巻数比Ｒ4AB ，Ｒ5AB がそ
れぞれ値０．２および値０．１に規定されている。この
ため、両トランス４，５の各二次巻線４ａ，５ａに誘起
するフライバック電圧を例えば１５Ｖとすれば、両一次
巻線４ａ，５ａに誘起するフライバック電圧Ｖ1 ，Ｖ2
は、それぞれ７５Ｖおよび１５０Ｖとなる。この場合、
脈流ＶP の電圧が最高電圧ＶMAX であるとすれば、脈流
ＶP の電圧と直流電圧ＶDCの電圧とがほぼ等しいため、
コンデンサ２３の充電電圧（直流電圧ＶDC）にフライバ
ック電圧Ｖ2 を加算した電圧が、電圧コンデンサ１４の
充電電圧（最高電圧ＶMAX ）にフライバック電圧Ｖ1 を
加算した電圧よりも高い電圧値となる。したがって、こ
の状態では、トランス５の二次巻線５ａ側からトランス
４の一次巻線４ａ側に短絡電流が流れようとする。とこ
ろが、この電源装置１ａでは、電源装置１とは異なり、
各昇降圧コンバータ回路２，３に独立してスイッチ１
３，２４が配設されている。このため、オフ状態の両ス
イッチ１３，２４が、一次巻線５ａから放出されようと
する短絡電流の放出経路を遮断する。このため、短絡電
流に起因しての一次回路側での損失が防止される結果、
電源装置１ａにおける変換効率が向上する。なお、トラ
ンス４の巻数比Ｒ4AB を大きくすればするほど、スイッ
チ１３のオン状態のときに二次巻線４ｂに誘起する電圧
が高い電圧となり、小さくすればするほど、スイッチ１
３のオフ状態のときに一次巻線４ａに誘起するフライバ
ック電圧Ｖ1 が高い電圧となる。したがって、この巻数
比Ｒ4AB は、ダイオード３１およびスイッチ１３の定格
耐圧に応じて適宜規定される。

【００３５】なお、本発明に係るスイッチング電源装置
の構成は、上記した電源装置１，１ａの構成に限定され
ない。例えば、図５に示す電源装置１ｂのように、電源
装置１ａにおけるスイッチ１３に代えて、一方向性素子
としてのダイオード１５をトランス４の一次巻線４ａに
供給される脈流ＶP の供給ライン間に配設してもよい。
この場合にも、電源装置１ｂでは、電源装置１ａと同じ
ようにして、ダイオード１５が、スイッチ２４がオフ状
態に制御された際の一次回路内での短絡電流の発生を阻
止するため、装置の変換効率が向上されている。

【００３６】また、本発明に係るスイッチング電源装置
は、フライバック形の電源装置に限定されず、フォワー
ド形電源装置や非絶縁チョッパー形電源装置にも適用が
可能である。また、入力ワールドワイドレンジタイプの
スイッチング電源装置に限定されず、ＡＣ１００または
ＡＣ２２０Ｖ入力タイプの電源装置にも適用できるし、
ＡＣアダプタにも適用することができる。さらに、スイ
ッチ１３，２４としては、ＦＥＴに限らず、トランジス
タなどの各種スイッチング素子を採用することもでき
る。

【００３７】また、本発明の実施の形態で示したトラン
ス４，５の巻線仕様は一例であって、これに限定される
ことなく、電源装置全体としての仕様に応じて適宜変更
することができるのは勿論である。さらに、本発明にお
けるノイズフィルタは、コンデンサ１４に限らず、２つ
のコンデンサと１つのチョークコイルとで構成したπ型
などのローパスフィルタを採用することもできる。

【００３８】

【発明の効果】以上のように、請求項１，２記載のスイ
ッチング電源装置によれば、第１のトランスにおける二
次巻線の巻数を一次巻線の巻数で除した値が第２のトラ
ンスにおける二次巻線の巻数を一次巻線の巻数で除した
値よりも大きい仕様で両トランスをそれぞれ構成したこ
とにより、第１のトランスの二次巻線のインダクタンス
をより大きな値に規定することができるため、連続モー
ドに近いモードで二次巻線から電流を放出させることが
できる。したがって、その電流のピーク電流値をより小
さくすることができるため、整流平滑時の損失を低減す
ることができ、これにより、装置の変換効率を向上させ
ることができる。また、両トランスを高精度で製作する
必要性がなくなるため、第１および第２のトランスの製
造コストを低減することもできる。

【００３９】また、請求項３記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング素子をスイッチングオフ状態
に制御した際に、一方向性素子が、第２のトランスの一
次巻線に誘起した電圧に基づく短絡電流の第１のトラン
スにおける一次巻線への流れ込みを阻止するため、短絡
電流の発生に起因する損失を防止することができ、これ
により、スイッチング電源装置の変換効率を向上させる
ことができる。

【００４０】さらに、請求項４記載のスイッチング電源
装置によれば、第２のトランスにおける一次巻線のイン
ダクタンスを第１のトランスにおける一次巻線のインダ
クタンスで除した値が７以上かつ１２以内となる仕様で
両トランスをそれぞれ構成したことにより、入力交流電
圧が広電圧範囲に亘る入力ワールドワイドレンジタイプ
の電源装置において、力率改善効果を大きくすることが
できる結果、高力率かつ高効率のスイッチング電源装置
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。

【図２】電源装置１の動作を説明するための波形図であ
って、（ａ）は交流電圧ＶACの電圧波形図、（ｂ）は脈
流ＶP の電圧波形図、（ｃ）は電流ＩP1の電流波形図、
（ｄ）は電流ＩP2の電流波形図、（ｅ）は入力電流ＩP2
INの電流波形図、（ｆ）は入力電流ＩINの電流波形図で
ある。

【図３】電源装置１の動作説明用の波形図等であって、
（ａ）はスイッチ２４の動作状態を示す動作状態図、
（ｂ）は電流ＩP1の電流波形図、（ｃ）は実線がフライ
バック電流ＩS1の電流波形図で破線が巻数比Ｒ4AB ，Ｒ
5AB を等しくしたときにおけるフライバック電流ＩS1の
電流波形図、（ｄ）は連続モードのときのフライバック
電流ＩS1の電流波形図、（ｅ）は電流ＩP2の電流波形
図、（ｆ）はフライバック電流ＩS2の電流波形図であ
る。

【図４】本発明の他の実施の形態に係る電源装置１ａの
回路図である。

【図５】本発明のさらに他の実施の形態に係る電源装置
１ｂの回路図である。

【図６】出願人が既に開発している電源装置４１の回路
図である。

【符号の説明】

１，１ａ，１ｂ 電源装置 ２，３ 昇降圧コンバータ回路 ４，５ トランス ４ａ，５ａ 一次巻線 ４ｂ，５ｂ 二次巻線 １３，２４ スイッチ １４ コンデンサ １５ ダイオード Ｎ4A，Ｎ4B，Ｎ5A，Ｎ5B 巻数 ＶDC 直流電圧 ＶO 出力電圧 ＶP 脈流

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−103073（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−84473（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−356046（ＪＰ，Ａ) 国際公開99／49560（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧を整流して脈流電圧を生成する
   整流回路と、前記交流電圧を整流平滑して直流電圧を生
   成する整流平滑回路とを備え、前記整流回路の正極出力
   部に第１のトランスの一次巻線の一端を接続しその一次
   巻線の他端にスイッチング素子の一端を接続すると共
   に、前記整流平滑回路の正極出力部に第２のトランスの
   一次巻線の一端を接続しその一次巻線の他端に前記スイ
   ッチング素子の前記一端を共通接続し、さらに前記スイ
   ッチング素子の他端に前記整流回路の負極出力部と前記
   整流平滑回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成
   し、前記スイッチング素子のスイッチング時に前記両ト
   ランスにおける各二次巻線にそれぞれ誘起した電圧を整
   流して合成することにより出力電圧を生成するスイッチ
   ング電源装置であって、前記第２のトランスの前記一次巻線は、前記第１のトラ
   ンスの前記一次巻線よりもインダクタンスを大きく設定
   され、 前記両トランスは、当該第１のトランスにおける
   前記二次巻線の巻数を当該第１のトランスの前記一次巻
   線の巻数で除した値が当該第２のトランスにおける前記
   二次巻線の巻数を当該第２のトランスの前記一次巻線の
   巻数で除した値よりも大きい仕様でそれぞれ構成されて
   いることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 交流電圧を整流して脈流電圧を生成する
   整流回路と、前記交流電圧を整流平滑して直流電圧を生
   成する整流平滑回路とを備え、前記整流回路の正極出力
   部に第１のトランスの一次巻線の一端を接続しその一次
   巻線の他端に第１のスイッチング素子の一端を接続する
   と共に、前記整流平滑回路の正極出力部に第２のトラン
   スの一次巻線の一端を接続しその一次巻線の他端に第２
   のスイッチング素子の一端を接続し、さらに前記両スイ
   ッチング素子の他端同士を接続すると共にその両他端に
   前記整流回路の負極出力部と前記整流平滑回路の負極出
   力部とをそれぞれ接続して構成し、前記両スイッチング
   素子のスイッチング時に前記両トランスにおける各二次
   巻線にそれぞれ誘起した電圧を整流して合成することに
   より出力電圧を生成するスイッチング電源装置であっ
   て、 前記第２のトランスの前記一次巻線は、前記第１のトラ
   ンスの前記一次巻線よりもインダクタンスを大きく設定
   され、前記両トランスは、当該第１のトランスにおける
   前記二次巻線の巻数を当該第１のトランスの前記一次巻
   線の巻数で除した値が当該第２のトランスにおける前記
   二次巻線の巻数を当該第２のトランスの前記一次巻線の
   巻数で除した値よりも大きい仕様でそれぞれ構成されて
   いることを特徴とする スイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 交流電圧を整流して脈流電圧を生成する
   整流回路と、前記交流電圧を整流平滑して直流電圧を生
   成する整流平滑回路と、１つのスイッチング素子とを備
   え、前記整流回路の正極出力部にノイズフィルタの入力
   部の一端を接続し、前記整流回路の正極出力部から前記
   スイッチング素子に向かって流れるスイッチング電流の
   方向とは逆向きの導通を阻止する一方向性素子と第１の
   トランスの一次巻線との直列回路を、前記ノイズフィル
   タの出力部の一端と前記スイッチング素子の一端との間
   に接続すると共に、前記整流平滑回路の正極出力部に第
   ２のトランスの一次巻線の一端を接続しその一次巻線の
   他端に前記スイッチング素子の前記一端を共通接続し、
   さらに前記スイッチング素子の他端に前記ノイズフィル
   タの出力部の他端を接続し、前記ノイズフィルタの前記
   入力部の他端に前記整流回路の負極出力部と前記整流平
   滑回路の負極出力部とをそれぞれ接続して構成し、前記
   スイッチング素子のスイッチング時に前記両トランスに
   おける各二次巻線にそれぞれ誘起した電圧を整流して合
   成することにより出力電圧を生成するスイッチング電源
   装置であって、 前記第２のトランスの前記一次巻線は、前記第１のトラ
   ンスの前記一次巻線よりもインダクタンスを大きく設定
   され、前記両トランスは、当該第１のトランスにおける
   前記二次巻線の巻数を当該第１のトランスの前記一次巻
   線の巻数で除した値が当該第２のトランスにおける前記
   二次巻線の巻数を当該第２のトランスの前記一次巻線の
   巻数で除した値よりも大きい仕様でそれぞれ構成されて
   いることを特徴とする スイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 入力ワールドワイドレンジタイプの電源
   装置であって、前記両トランスは、当該第２のトランス
   における前記一次巻線のインダクタンスを当該第１のト
   ランスにおける前記一次巻線のインダクタンスで除した
   値が７以上かつ１２以内となる仕様でそれぞれ構成され
   ていることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記
   載のスイッチング電源装置。