KR101357070B1 - 고효율 전력 변환기 시스템 - Google Patents

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샘팻 셰크하왓
로날드 에이치. 랜달
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Abstract

일실시예에서, 전력 변환기 시스템은, 교류(AC) 전원에 접속될 수 있는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자, 및 출력 전압을 부하에 제공할 수 있는 출력 단자를 포함한다. 제1 인덕터 및 제1 다이오드는 상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제2 인덕터 및 제2 다이오드는 상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제1 스위치는 상기 제1 인덕터와 상기 제1 다이오드에 접속된다. 제2 스위치는 상기 제2 인덕터와 상기 제2 다이오드에 접속된다. 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터를 충방전하기 위해 교대로 부스트 스위치 및 동기 정류기로서 기능한다. 보조 네트워크는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공한다.

Description

고효율 전력 변환기 시스템{HIGH-EFFICIENCY POWER CONVERTER SYSTEM}
본 발명은 전력 변환에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 고효율 전력 변환기 시스템에 관한 것이다.
전력 변환기는 현대의 많은 전자 장치에 필수적이다. 무엇보다도, 전력 변환기는 전압 레벨을 상향으로 조정하거나(벅 컨버터(buck converter)) 또는 전압 레벨을 하향으로(부스트 컨버터(boost converter)) 조정할 수 있다. 전력 변환기는 또한 교류(AC) 전력으로부터 직류(DC) 전력으로 또는 그 반대로 변환할 수 있다. 전력 변환기는 통상적으로, 전력을 전력 변환기에 전달하기 위해 턴온 또는 턴오프되는 트랜지스터와 같은 하나 이상의 스위칭 디바이스를 사용해서 구현된다. 이러한 스위치가 특정한 조건 하에서 턴온 및 턴오프될 때 상당한 손실이 발생할 수 있다. 관련된 순방향의 전도 전력 손실을 가지는 다양한 회로 구성요소를 통한 전류의 흐름으로 인해 전력 변환기에서도 손실이 발생할 수 있다. 이러한 손실은 감소되거나 최소화되는 것이 바람직하다. 또한, 다양한 정부 규제 기관은 일부의 응용에 있어서 표준(예를 들어, EN61000-3-3 고조파 제어)을 충족시키기 위해 역률보정(FPC)의 사용을 지정해왔다.
본 발명의 실시예에 따르면, 전력 변환기 시스템은, 교류(AC) 전원에 접속될 수 있는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자, 및 출력 전압을 부하에 제공할 수 있는 출력 단자를 포함한다. 제1 인덕터 및 제1 다이오드는 상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제2 인덕터 및 제2 다이오드는 상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제1 스위치는 상기 제1 인덕터와 상기 제1 다이오드에 접속된다. 제2 스위치는 상기 제2 인덕터와 상기 제2 다이오드에 접속된다. 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터를 충방전하기 위해 교대로 부스트 스위치 및 동기 정류기로서 기능한다. 보조 네트워크는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 전력 변환기 시스템는, 교류(AC) 전원의 한 단부에 접속될 수 있는 제1 입력 단자 및 교류(AC) 전원에 다른 단부에 접속될 수 있는 제2 입력 단자를 포함한다. 출력 단자는 출력 전압을 부하에 제공할 수 있다. 제1 부스트 인덕터 및 제1 부스트 다이오드는 상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제2 부스트 인덕터 및 제2 부스트 다이오드는 상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제1 스위치는 상기 AC 전원의 제1 절반 사이클 동안 상기 제1 부스트 인덕터를 충방전하기 위해 부스트 스위치로서 기능할 수 있다. 제2 스위치는 상기 AC 전원의 제2 절반 사이클 동안 상기 제2 부스트 인덕터를 충방전하기 위해 부스트 스위치로서 기능할 수 있다. 보조 네트워크는 상기 AC 전원의 제1 절반 사이클 및 제2 절반 사이클 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공한다.
본 발명의 또다른 실시예에 따르면, 전력 변환기 시스템은, 교류(AC) 전원에 접속될 수 있는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자, 및 출력 전압을 부하에 제공할 수 있는 출력 단자를 포함한다. 제1 인덕터 및 제1 다이오드는 상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제2 인덕터 및 제2 다이오드는 상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된다. 제1 스위치는 상기 제1 인덕터와 상기 제1 다이오드에 접속되고, 제2 스위치는 상기 제2 인덕터와 상기 제2 다이오드에 접속된다. 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터를 충방전하기 위해 교대로 부스트 스위치 및 동기 정류기로서 기능한다. 전력 변환기는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공하는 수단을 포함한다.
본 발명의 중요한 기술적 이점은 이하의 도면, 상세한 설명 및 청구의 범위로부터 당업자에게 분명하게 된다.
본 발명의 보다 완전한 이해를 위하여 그리고 다른 특징 및 이점을 위하여, 첨부된 도면과 결합하여 설명된 이하의 상세한 설명을 참조한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라, 전력 변환기 시스템을 구현한 개략도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른, 도 1에 도시된 전력 변환기 시스템을 구현한 예시적인 시간선도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 전력 변환기 시스템의 예시적인 파형도이다.
도 4 내지 도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 전력 변환기 시스템의 예시적인 파형도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라, 다른 전력 변환기 시스템을 구현한 개략도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른, 도 7에 도시된 전력 변환기 시스템을 구현한 예시적인 시간선도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라, 다른 전력 변환기 시스템을 구현한 개략도이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라, 도 9에 도시된 전력 변환기 시스템을 구현한 예시적인 시간선도이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따라, 역률보상(PFC) 제어를 가진 전력 변환기 시스템을 구현한 개략도이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른, 정류 AC 입력 신호의 예시적인 파형도이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따라, 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프를 구현하는 개략도이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따라, 전류 레귤레이터 및 펄스폭 변조(PWM) 회로를 구현하는 개략도이다.
본 발명의 실시예 및 그 이점은 도 1 내지 도 14를 참조하여 가장 잘 이해할 수 있다. 도면 중 유사하거나 대응하는 부분에 대해서는 동일한 도면부호를 사용한다.
일실시예에서, 입력측 정류 및 소프트-스위치 역률보상(PFC)을 통합한 AC/DC 전력 변환기 시스템이 제공된다. 소프트-스위치 FPC에 있어서, 전력 변환기 시스템 내의 다양한 스위치들이 제로 전압 스위칭(ZVS) 및/또는 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건 하에서 턴온 및 턴오프된다. 이 변환기 시스템은 진정한 동기 정류일 수 있다. 전력 변환기 시스템은 입력측 정류, 부스트, 및 소프트-스위치 PFC용 회로를 포함할 수 있다.
또한, 일부의 실시예에서, 본 발명은 전도 손실뿐만 아니라 스위칭 손실도 감소시킴으로써 변환기 효율성을 향상시킨다. 일부의 실시예에서, 이것은 히트 싱크 크기를 감소시킬 뿐만 아니라 출력 밀도(power density)를 증가시킨다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라, 전력 변환기 시스템(10)을 구현한 개략도이다. 전력 변환기 시스템(10)은 교류(AC) 전력을 직류(DC) 전력으로 변환할 수 있으므로 AC/DC 변환기이다. 전력 변환기(10)는 제1 단자(P)와 제2 단자(N)를 가지는 입력에서 AC 전원(6)으로부터 AC 전력을 수신한다. 전력 변환기 시스템(6)은 출력 단자 Vout에서 부스트 DC 전력을 부하(8)에 전달한다. 전력 변환기 시스 템(10)은 이전의 설계보다 효율성이 높을 수 있는데, 왜냐하면 이 전력 변환기 시스템(10)에서는 전도 손실뿐만 아니라 스위칭 손실도 감소되기 때문이다.
통상적인 응용에 있어서 AC 전원(6)은 85 volts ars 내지 264 volts rms의 범위를 가질 수 있으며 50 내지 60 Hz의 범위의 주파수에서 동작할 수 있다. 이러한 통상적인 AC 입력 조건에 있어서 Vout 전압은 예를 들어 390Vdc일 것이다. 일부의 실시예에서, 전력 변환기 시스템(10)은 이하의 도 11 내지 도 14에 도시되고 서술된 바와 같이, AC에 있어서 역률보상(PFC)용 회로를 가질 수 있다.
도시된 바와 같이, 전력 변환기 시스템(10)은 인덕터(12, 14, 16), 스위치(18, 20, 22), 다이오드(24, 26, 28, 30, 32, 34, 36), 캐패시터(38, 40, 42, 44) 및 제어기(46)를 포함한다. 스위치(18, 20, 22)는 금속 산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)로서 구현될 수 있지만, 이러한 트랜지스터는 예를 들어 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT), 절연 게이트 전계 효과 트랜지스터(IGFET), 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT) 등의 다른 적절한 디바이스로 구현될 수 있음은 물론이다. 스위치(18, 20)용 MOSFET 구현은 MOSFET 채널이 그 본체 다이오드와 동일한 방향으로 전류를 운반할 수 있기 때문에 이 스위치들을 동기 정류기로서 기능하게 할 수 있다. 즉, 동기 정류에 있어서, MOSFET 채널 및 그 본체 다이오드 모두는 전류를 송신할 수 있고 따라서 전도 손실은 감소되고 효율성을 높아진다. 스위치(18 및 20)와 병렬로 되어 있는 캐패시터(42 및 44)는 Coss를 나타내는데 즉, 스위치(18 및 20)의 기생 드레인 캐패시턴스 및/또는 스위치(18 및 20)와 병렬로 위치하는 추가의 캐패시턴스를 나타내며, 스위칭의 상승 및 하강 dv/dt를 제한한다. 임의의 적절한 논리로 구현될 수 있는 제어기(46)는 스위치(18, 20, 22)를 턴온 및 턴오프시키는 제어 신호를 제공한다. 일실시예에서는, 전력 변환기 시스템(10)에, 제어기가 스위치(18 및 20) 양단의 드레인/소스 전압(Vds)을 감지할 수 있게 하는 회로(명시적으로 도시되지는 않음)가 제공될 수 있고 이에 따라 근방의 제로 드레인/소스 전압(near zero drain/source voltage)에 응답하여 제어기가 스위치를 구동하여 스위치(18 및 20)의 ZVS 동작을 달성할 수 있다.
일부의 실시예에서, 전력 변환기 시스템(10)의 모든 구성요소 또는 일부의 구성요소는 단일의 반도체 다이 또는 복수의 반도체 다이(흔히 "칩"이라 칭함) 또는 이산(discrete) 구성요소 상에 구현될 수 있다. 각각의 다이는 예를 들어 실리콘 또는 그외 적절한 재료로 형성되는 모놀리식 구조(monolithic structure)이다. 복수의 다이 또는 구성요소를 사용하는 구현에 있어서, 다이 및 구성요소는 다양한 트레이들 사이에서 신호가 전달되는 인쇄회로기판(PCB) 상에 조립될 수 있다.
인덕터(12, 14), 다이오드(24, 26), 스위치(18, 20) 및 캐패시터(40)는 입력측 정류뿐만 아니라 부스트 기능을 위한 회로를 구현할 수 있다. P 단자에서의 전압이 포지티브일 때 AC 메인 절반 사이클 동안, 스위치(18)는 지속적으로 턴온 되고 스위치(20)는 부스트 스위치로서 기능한다. 스위치(20)가 턴온되면, 메인 전압(6)의 절대값은 인덕터(12 및 14)의 일련의 조합에 인가되고, 따라서 이 인덕터들을 일정한 에너지 레벨로 충전한다. 이것이 충전 사이클이다. 스위치(20)가 턴오프되면, 인덕터(12 및 14)는 다이오드(26), 부하(8) 및 캐패시터의 병렬 조합, 스위치(18) 및 AC 전원을 통해 방전된다. 이것이 방전 사이클이다. 스위치(18)는 그러므로 입력 전류가 N 단자로 되돌아가는 복귀 경로를 제공하고 이에 따라 P 단자에서의 전압이 포지티브일 때 이 절반의 입력 사이클 동안 동기 정류기로서 기능한다. 방전 주기 동안 캐패시터(40)에 전달되는 에너지는 부스트 인덕터(12 및 14)로부터의 에너지와 이 주기 동안 AC 메인(6)으로부터 흐르는 에너지를 더한 것이다. 교류 절반 사이클 동안 N 단자에서의 전압이 포지티브이면, 스위치(18 및 20)의 역할이 뒤바뀐다. 스위치(20)는 지속적으로 턴온되고 스위치(18)는 부스트 스위치로서 기능한다. 스위치(18)가 턴온되면, 메인 전압의 절대값이 인덕터(14)에 인가되고, 이에 따라 인덕터를 충전한다. 스위치(18)가 턴오프되면, 인덕터(12 및 14)는 다이오드(24), 부하(8), 캐패시터(40) 및 스위치(20)를 통해 방전된다. 스위치(20)는 그러므로 입력 전류가 P 단자로 되돌아가는 복귀 경로를 제공하고, 이에 의해 N 단자에서의 전압이 포지티브일 때 이 절반의 입력 사이클 동안 동기 정류기로서 기능한다. 캐패시터(40)는 출력 필터 캐패시터로서 기능한다.
다이오드(28, 30, 32, 34, 36), 캐패시터(38), 인덕터(16) 및 스위치(22)는 보조 스위칭 네트워크를 형성한다. 이 보조 스위칭 네트워크는 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건 하에서 메인 부스트 스위치(18, 20)의 턴온을 제공하고, ZVS 조건 하에서 메인 부스트 스위치(18, 20)의 턴오프로 제공한다. 또한, 보조 스위칭 네트워크의 스위치(22) 자체는 ZVS 조건 근처에서 동작된다. ZVS에 있어서, 스위칭 전환은 스위치(18 및 20) 양단의 제로 전압에서 또는 가까이에서 수행된다(즉, Vds는 거의 제로이다). ZCS에 있어서, 스위칭 전환은 스위치를 통해 흐르는 제로 전류에서 또는 가까이에서 수행된다. 양쪽의 스위칭 디 바이스 상에서의 ZVS 및 ZCS 조건은 다이오드 역 복구 전류(diode reverse recovery current)와 관련된 손실을 제거한다. 이것은 전력 변환기 시스템(10)에서의 스위칭 손실을 크게 감소시키고 이에 따라 더 높은 스위칭 주파수에서의 동작을 가능하게 한다. 예를 들어, 보조 스위칭 네트워크가 제공되지 않은 경우, 스위칭(18 또는 20)이 턴온되면, 다이오드(24 또는 26)는 각각 전환 복구가 어렵게 될 것이다. 이것은 다이오드 복구 전류가 큰 버스 전압(예를 들어, 390V)을 통해 흐를 것이기 때문에 턴온 스위칭 손실이 크게 되어 버린다. 그러므로 보조 스위칭 네트워크는 효율성이 높아지고 부스트 초크 크기 및 비용은 감소된다. 이와 같이 향상된 회로의 정류 완화(commutation softness)는 또한 전도 및 방사 전자기 간섭(EMI)을 감소시킨다.
전력 변환기 시스템(10)의 구현을 위한 예시적인 시간선도(100)가 도 2에 도시되어 있다. 시간선도(100)는 AC 메인 입력 및 스위치(18, 20, 22)의 게이트용 전압을 일반적으로 각각 나타내는 일련의 파형(102, 104, 106, 108)을 포함한다. AC 메인의 P 단자가 포지티브일 때 시간선도(100)의 제1 절반에서, 스위치(18)는 지속적으로 턴온되고 스위치(20)는 부스트 스위치로서 기능한다. AC 메인의 P 단자가 네거티브일 때 시간선도(100)의 제2 절반에서, 스위치(20)는 지속적으로 턴온되고 스위치(18)는 부스트 스위치로서 기능한다. AC 메인 파형은 사인곡선적 형태일 수 있음은 물론이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 보조 스위칭 네트워크의 스위치(22)가 턴온된 후 부스트 스위치(18 또는 20)가 턴온된다. 스위치(22)를 통하는 전류는 인덕터(16) 의 인덕턴스 값으로 나누어진 Vout의 di/dt 레이트에서 상승을 시작하고 일단 이 전류의 진폭이 부스트 인덕터(12 및 14)에 흐르는 전류의 진폭에 이르면, 각각의 부스트 다이오드(24 또는 26)는 순방향 전류를 전도하는 것을 멈추고 그 반대의 복구 Qㅠ 충전을 전도하는 것을 시작한다. 일단 다이오드(24 또는 26) Qㅠ 반대의 복구 전류가 완료되면, 보조 스위칭 네트워크에서의 인덕터(16)는, 어느 스위치가 턴온될 준비가 되어 있느냐에 따라, 부스트 스위치(18 또는 20) 각각의 출력 캐패시터(42 또는 44)를 공진 방전시킬 것이다. 캐패시터(42 또는 44)가 제로 볼트로 방전되는 시각에, 인덕터(16)의 전류는 인덕터(12 및 14)의 전류보다 높게 될 것이다. 이 초과의 전류는 스위치(18 또는 20)의 기생 본체 다이오드(18 또는 20)를 통해 반대로 순환하고, 하나의 다이오드 드롭에 의해 스위치(18 또는 20) 양단의 전압을 반전시킨다. 부스트 스위치(18 또는 20) 양단의 전압은 거의 제로이며, 이 제로 전압 조건은 제어기(46)에 의해 감지되고, 그런 다음 부스트 스위치(18 또는 20)가 턴온될 수 있도록 한다. 대안의 실시예에서, 스위치(18 또는 20)의 제로 전압 스위칭(ZVS)은 전력 변환기 시스템(10)이 스위치(22)의 턴온과 부스트 스위치(18 또는 20)의 턴온 사이에서 지연(예를 들어, 0.5㎲)을 가지도록 구성함으로써 달성될 수 있다. 이것은 예를 들어 인덕터(16) 및 캐패시터(42 또는 44)의 공진 쿼터(quarter) 사이클과 다이오드(24 또는 26)의 다이오드 복구 시간(trr)을 합한 것이 0.5μsec보다 작게 되는 충분한 크기의 인덕터(16)를 만듦으로써 달성될 수 있다. 그러므로 부스터 스위치(18 또는 20)는 ZVS-ZCS 조건을 턴온시킨다. 일단 제로 전압이 감지되면, 보조 네트워크의 스위치(22)도 또한 부스터 스위치(18 또는 20) 중 어느 하나가 턴온될 때 턴오프된다. 그런 다음 인덕터(16)에 저장되어 있는 에너지가 캐패시터(38)에 전달되고, 캐패시터(38)는 다이오드(34)를 통하는 Vout 전위로 충전된다. 캐패시터(38)의 충전에 의해 스위치(22)를 흐르는 전류가 매우 낮은 드레인 소스 전압에서 제로로 떨어지고, 스위치(22)는 ZVS 조건 근처에서 턴오프된다. 그런 다음 (캐패시터(38)가 Vout으로 충전된 후) 인덕터(16) 내의 초과 에너지는 다이오드(30 또는 32, 34, 및 28)를 통해 출력으로 전달된다. 동일한 부스트 스위치는 그 자체의 Coss(병렬 캐패시터(42 또는 44)) 및 캐패시터(38) 때문에 ZVS 조건에서 턴오프될 것이다. 스위치(18 또는 20)를 통하는 전류는 제로로 떨어지기 때문에, 인덕터(12 또는 14)에서 흐르는 AC 전류는 다이오드(30 또는 32)로 각각 전달될 것이다. 이 전류는 캐패시터(38) 및 다이오드(28)를 통해 흐르고, 다음의 스위칭 사이클 동안의 준비에서 캐패시터(38)를 방전시킨다. 캐패시터(38)의 값은 통상적으로 스위치(18 또는 20)의 드레인 전압의 상승의 레이트를 설정할 때 캐패시터(42 또는 44)와 관련해서 우세하다. 이러한 전압의 느린 상승은 스위치(18 및 20)의 턴오프 스위칭 손실을 제로 근처로 감소시킨다. 이와 같이, 모든 스위치(18, 20, 및 22)는 소프트 스위칭 조건 하에서 스위치 온 및 스위치 오프된다. 이러한 조건들에 따라, 전력 변환기 시스템(10)의 효율성이 약 97% 증가될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 전력 변환기 시스템(10)의 예시적인 파형도(200)이다. 파형도(200)는 스위치(22)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 파 형(202), 다이오드(26)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 파형(204), 스위치(22)용 게이트 구동 신호를 나타내는 파형(206), 부스트 스위치(20 또는 18)용 게이트 구동 신호를 나타내는 파형(208), 스위치(22)의 드레인/소스 전압(Vds)를 나타내는 파형(210), 부스트 스위치(20 또는 18)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 파형(212), 및 스위치(20 또는 18)의 Vds를 나타내는 파형(214)을 포함한다.
파형도(200)는 AC 메인 전압(6)이 도 1의 P 단자에서 포지티브(+)이고 N 단자에서 네거티브(-)일 때 1/2 사이클 동안 시스템(10)의 스위칭 사이클을 나타낸다. 이 기간 동안, 스위치(18)는 지속적으로 턴온되고 그 소스로부터 드레인으로 입력 전류가 전도되고 N 단자로 되돌아가는 것이 전도될 것이다. 전류 iAC가 P 단자로 흐르고 다이오드(26)를 통해 출력 캐패시터(40)로 흐른다고 가정한다. 그런 다음 스위치(22)가 시간 t1에서 턴온되어 부스트 인덕터(12 및 14)의 다음 충전 사이클의 개시가 초기화되면, 출력 전압 Vout은 인덕터(16) 양단에서 강조될 것이고 그 전류는 입력 전류 iAC에 부스트 다이오드(26)에서의 피크 역 복구 전류(IPRR)를 더한 값과 동일한 값에 이를 때까지
Figure 112009003585341-pct00001
(Lr은 인덕터(16)의 값)의 레이트로 상승할 것이다. 부스트 다이오드(26)가 그 역 블록킹 능력을 확립할 때, 인덕터(16)는 부스트 스위치(20)의 출력 캐패시턴스(44)로 공진할 것이고, 그래서 캐패시터(44)를 방전하고 ZVS의 조건에 부스트 스위치(20)를 놓을 것이다. 이때, 인덕터(16)의 전류는 AC 입력 전류 iAC보다 크고 그 전류차가 시간 t2에서 스위치(20)의 본체 다이오드를 통해 뒤로 흐를 것이다.
일단 스위치(20)의 드레인/소스 전압(Vds)이 제로 전위에 도달하면, 제어기(46)는 이것을 감지하고 스위치(20)를 턴온시키고 스위치(22)를 턴오프시킨다. 그러므로 스위치(20)는 ZVS 및 ZCS 조건 하에서 시간 t3에서 턴온된다. 그런 다음 인덕터(16)의 에너지는 캐패시터(38)로 전달되고,
Figure 112013088557911-pct00002
의 전위로 캐패시터(38)를 충전시키며, 여기서 Vcr은 캐패시터(38) 상의 전압이고, Ilr은 인덕터(16)에 흐르는 전류이다. 인덕터(16)의 에너지가 캐패시터(38)를 Vout으로 충전시키는데 필요한 에너지보다 크면, 초과 에너지는 출력 캐패시터(40)로 흐를 것이다. 이 전류 흐름에 대한 경로는 다이오드(32), 인덕터(16), 다이오드(34), 및 다이오드(28)를 경유할 것이다. 스위치(22)에 대한 이 턴오프 시퀀스는 도 3에서 시간 t4에서 시작하는 것으로 도시되어 있다. 캐패시터(38) 양단의 전압은 스위치(22)가 턴오프되기 직전의 제로 근처에 있고, 그래서 스위치(22)의 전류가 캐패시터(38)로 거의 바로 전달되며, 따라서 스위치(22)에 ZVS 스위칭을 제공한다는 것에 유의하라. 다이오드(36)는 스위치(22)의 출력 캐패시턴스가 인덕터(16) 및 캐패시터(38)를 링잉(ringing)하는 것을 방지하여, 캐패시터(38)를 방전시킬 것이다. 그러므로 다이오드(36)가 제공되어, 부스트 스위치(20)가 턴오프될 때 캐패시터(38)가 완전히 충전된 상태로 남겨져서, 부스트 스위치(20)가 ZVS 조건 하에서 턴오프될 수 있다.
시간 t5에서, 스위치(20)가 턴오프되어 스위치에 대한 역률보상(PFC) 충전 사이클이 종료되면, AC 입력 전류 iAC는 다이오드(32), 캐패시터(38) 및 다이오 드(28)로 즉시 전달되어, 출력 캐패시터(40)로 직접 흐르고 스위치(18)의 본체 다이오드를 통해 N 단자로 복귀할 수 있다. 인덕터(16)와 캐패시터(39)의 인덕턴스/캐패시턴스 비가 적절하게 설정되면, 캐패시터(38)는 스위치(20)가 턴오프될 때 출력 캐패시터(40)의 전위로 거의 충전될 것이다. 그러므로 스위치(20)에서의 전류는 매우 낮은 전압에서 다이오드(32)로 전달될 것이고 이에 의해 ZVS 조건 하에서의 스위칭이 완료된다. 스위치(30) 양단의 전압은 그런 다음 dv/dt=iAC/Cr의 레이트에서 Vout의 전위로 상승할 것이며, 여기서 iAC는 그 시간에서 AC 입력 전류의 크기이고 Cr은 캐패시터(38)의 값이다. 도 3의 파형(212)을 참조하면, 그 드레인/소스 전압이 Vout으로 상승하는 시간 동안 스위치(20)에 흐르는 작은 전류는 캐패시터(44) 및 스위치(20) Coss 출력 캐패시턴스를 Vout으로 충전시키는데 필요한 전류이다.
일단 스위치(20)의 드레인/소스 전압(Vds)이 Vout의 전위에 도달하면, 캐패시터(38) Cr은 완전 방전될 것이고 AC 입력 전류는 부스트 다이오드(26)에 전달될 것이다. 전력 변환기 시스템(10)은 그런 다음 다음의 부스트 인덕터 충전 사이클 동안 준비되거나 사전설정될 것이다.
스위치(22)가 다시 턴온되어 다음의 충전 사이클이 초기화되면, 인덕터(16)에서의 전류가 제로로 된다는 것에 유의하라. 그러므로 스위치(22)가 충분히 빨리 턴온되면, 스위칭은 ZCS 조건 하에서 (최소의 턴온 손실로) 발생할 것이다.
다른 AC 메인 사이클 동안, AC 메인 전압(6)이 N 단자에서 포지티브(+)이고 P 단자에서 네거티브(-)이면, 스위치(20)는 지속적으로 턴온될 것이고 스위치(18), 다이오드(20), 및 다이오드(24)는 필수적으로 도 3에 설명되고 도시된 방식으로 수행될 것이다.
도 4, 도 5 및 도 6은 전력 변환기 시스템(10)의 동작에 관한 다이오드(36)의 임팩트(impact)를 나타내는 파형도이다. 도 4는 다이오드(36)가 제공되거나 포함되는 경우에 시스템(10)에 대한 파형도이다. 도 4는 캐패시터(38) 양단의 전압을 나타내는 파형(222), 스위치(22)에 대한 게이트 구동 신호를 나타내는 파형(224), 인덕터(16)에 흐르는 전류를 나타내는 파형(226), 스위치(22)에 대한 드레인/소스 전압(Vds)을 나타내는 파형(228), 및 스위치(20 또는 18)에 대한 Vds를 나타내는 파형(230)을 포함한다. 도 4에서, 캐패시터(38) 양단의 전압은 스위치(20)가 턴오프될 때의 시간에서 출력 캐패시터(40) 양단의 전압 근처 또는 가까이에 유지된다.
도 5는 다이오드(36)가 없거나 제공되지 않을 때 시스템(10)에 대한 파형도(240)이고 스위치(22)의 드레인과 인덕터(16)가 다이오드(34)에 접속되는 노드 사이의 직접 접속으로 대체된다. 도 5는 인덕터(16)에 흐르는 전류를 나타내는 파형(242), 스위치(20 또는 18)에 대한 Vds를 나타내는 파형(244), 캐패시터(38) 양단의 전압을 나타내는 파형(246), 스위치(22)에 대한 드레인/소스 전압(Vds)을 나타내는 파형(248), 및 스위치(22)에 대한 게이트 구동 신호를 나타내는 파형(250)을 포함한다. 도 5에서, 스위치(22)의 출력 캐패시턴스는 인덕터(16), 캐패시터(38) 및 다이오드(28)를 통해 링잉하며, 이에 따라 출력 전압 Vout보다 작은 전위로 캐패시터(38)가 방전된다. 이에 의해 스위치(20)가 턴오프될 때 스위치(20)의 전압의 갑작스런 상승을 야기하고 따라서 그 스위칭 손실이 증가한다. 일부의 실시예에서, 다이오드(36)에 의해 제공되는 이점 및 장점은 스위치(22) 출력 캐패시턴스 Coss에 대한 캐패시터(38)의 비를 상관시키는 것이다. 즉, 다이오드(36)는 스위치(22)의 출력 캐패시턴스 Coss가 클 때 (예를 들어, 효율성 증가의 관점에서) 더 큰 이점 또는 장점을 제공한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 전력 변환기 시스템의 예시적인 파형도(260)이다. 특히, 도 6은 스위치(22)의 스위칭 특성을 나타내고 있다. 도 6은 인덕터(16)에 흐르는 전류를 나타내는 파형(262), 스위치(22)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 파형(264), 캐패시터(38) 양단의 전압을 나타내는 파형(266), 및 스위치(22)의 드레인/소스 전압(Vds)을 나타내는 파형(268)을 포함한다. 도시된 바와 같이, 스위치(22)는 제로 전류 스위칭(ZCS) 하에서 턴온되고 제로 전압에서 턴오프된다. Vds의 상승 동안 스위치(22)에서의 전류는 스위치(22)에서 방산된(dissipated) 에너지를 나타내는 것이 아니라 그 Coss 출력 캐패시턴스를 충전하는 것과 관련된 충전 전류를 나타낸다. 스위치(22)는 캐패시턴스 Coss와 병렬로 되어 있는 스위치로서 보여질 수 있다. 이 스위치가 매우 급속하게 턴오프되면, 스위치(22)에 흐르는 대부분의 전류는 다이오드(34)를 통해 전달되어 캐패시터(38)를 충전시킨다. 이 전류의 작은 부분은, 스위치(22)에서의 쇠퇴하는 전류로 보여지는 것과 같이, 스위치(22)를 Vout 전위로 충전하는 Coss에 흐른다. Coss는 비선형 캐패시턴스이고(즉, Vds가 낮을 때 크고) 충전 전위가 증가할수록 감소한다. 이것이 Vds가 증가할 때 전류가 떨어지는 이유이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라, 다른 전력 변환기 시스템(310)을 구현한 개략도이다. 이 다른 전력 변환기 시스템(310)은 AC 메인 전압(6)을 DC 전력으로 변환하여 부하(8)에 전달한다. 도 7에 도시된 전력 변환기 시스템(310)은 도 1에 도시된 전력 변환기 시스템(10)과 유사하고, 그와 같이, 인덕터(12, 14, 16), 스위치(18, 20, 22), 다이오드(24, 26, 28, 30, 32) 및 캐패시터(40, 42, 44)를 포함한다. 전력 변환기 시스템(310)은 또한 캐패시터(312) 및 제어기(346)를 포함한다. 인덕터(12, 14), 다이오드(24, 26), 스위치(18, 20) 및 캐패시터(40)는 입력측 정류뿐만 아니라 부스트 기능용 회로를 구현할 수도 있다. 다이오드(28, 30, 32), 캐패시터(40, 312), 인덕터(16) 및 스위치(22)는 보조 스위칭 네트워크를 형성한다. 이 보조 스위칭 네트워크는 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건 하에서 메인 부스트 스위치(18, 20)의 턴온을 제공한다. 특히, 전력 변환기 시스템(310)의 다이오드(30 및 32)는 (기초적인 주파수에서) 각각의 절반 사이클 동안 ZVS 또는 ZCS 하에서 부스트 스위치(18 및 20) 각각의 스위칭을 지지하거나 제공하는데 도움을 준다. 또한, 다이오드(30 및 32)는 정상 상태 동안 다이오드(28)를 통한 전류를 감소시키거나 제거하여 스위치(22)가 턴온될 때 다이오드(28)용 복구 전류를 제거하거나 감소시키는데 도움을 준다. 그러므로 전력 변환기 시스템(10)에서와 같이, 부스트 스위치(18 및 20)의 턴온은 ZVS-ZCS 조건에 있다.
전력 변환기 시스템(310)을 구현한 예시적인 시간선도가 도 8에 도시되어 있다. 시간선도(350)는 AC 메인 입력 및 스위치(18, 20, 22)의 게이트용 전압을 일 반적으로 각각 나타내는 일련의 파형(352, 354, 356, 358)을 포함한다. AC 메인 입력에 대한 파형(352)은 사인곡선적 형태일 수 있음은 물론이다. AC 메인의 전압이 포지티브일 때 시간선도(350)의 제1 절반에서, 스위치(18)는 지속적으로 턴온되고 스위치(20)는 부스트 스위치로서 기능한다. AC 메인의 전압이 네거티브일 때 시간선도(350)의 제2 절반에서, 스위치(20)는 지속적으로 턴온되고 스위치(18)는 부스트 스위치로서 기능한다. 스위치(22)는 스위치(18 또는 20)가 턴온되기 직전에 턴온된다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라, 다른 전력 변환기 시스템(410)을 구현한 개략도이다. 이 다른 전력 변환기 시스템(410)은 AC 메인 전압(6)을 DC 전력으로 변환하여 부하(8)에 전달한다. 도 9에 도시된 전력 변환기 시스템(310)은 도 1에 도시된 전력 변환기 시스템(10)과 유사하고, 그와 같이, 인덕터(12, 14, 16), 스위치(18, 20, 22), 다이오드(28, 30, 32) 및 캐패시터(40, 42, 44)를 포함한다. 전력 변환기 시스템(10)에서와 같이, 부스트 스위치(18 및 20)의 턴온은 ZVS-ZCS 조건에 있다. 이 때문에, 전력 변환기 시스템(410)은 변환기 시스템(10)의 부스트 다이오드(24 및 26)를 고속-본체 다이오드(fast-body diode)를 가지는 SuperFET(424 및 426)로 대체할 수 있고, 이에 따라 시스템의 전도 손실을 더욱 감소할 수 있다. 전력 변환기 시스템(110)은 또한 스위치(18, 20, 22, 424, 426)을 제어하기 위한 제어기(446)를 포함한다.
전력 변환기 시스템(410)을 구현한 예시적인 시간선도가 도 10에 도시되어 있다. 시간선도(450)는 AC 메인 입력 및 스위치(18, 20, 424, 426, 22)의 게이트 용 전압을 일반적으로 각각 나타내는 일련의 파형(452, 454, 456, 458, 460, 462)을 포함한다. AC 메인의 전압이 핀(P) 상에서 포지티브이고 핀(N) 상에서 네거티브일 때 시간선도(200)의 제1 절반에서, 스위치(18)는 지속적으로 턴온되고 스위치(424)도 지속적으로 턴온되며, 스위치(20 및 426)는 부스트 스위치로서 기능한다. AC 메인의 전압이 네거티브일 때 시간선도(450)의 제2 절반에서, 스위치(20)는 지속적으로 턴온되고 스위치(426)도 지속적으로 턴온되며 스위치(18 및 424)는 부스트 스위치로서 기능한다.
도 1의 전력 변환기 시스템(10)과 같이, 도 7 내지 도 10을 참조하여 도시되고 설명된 전력 변환기 시스템(310 및 410)은 이전의 설계보다 더 높은 효율성을 제공할 수 있다. 여기에서 도시되고 설명된 전력 변환기 시스템에 대한 다양한 구현은 다음의 내용 중 하나 이상을 제공할 수 있다: 제로 전압 스위칭(ZVS) 조건에서의 부스트 스위치 중 하나 또는 양쪽 모두를 턴온하는 것, 제로 전압 스위칭(ZVS) 조건에서의 부스트 스위치 중 하나 또는 양쪽 모두를 턴오프하는 것, 그리고 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건에서의 부스트 스위치 중 하나 또는 양쪽 모두를 턴오프하는 것. 이것은 스위칭 손실을 감소시킨다. 전자기 간섭(EMI) 역시 감소된다. 이것은 부스트 초크(boost choke)의 크기를 감소시키기 위해 스위칭 주파수가 증가할 수 있게 한다. 이러한 조건들 때문에 AC/DC 변환기의 효율성이 약 97% 증가할 수 있다.
도 11 내지 도 14는 PFC의 파형 및 회로를 나타낸다. 전력 변환기 시스템은 역률보상(PFC)를 가지거나 지지할 수 있다. 일반적으로, PFC는 AC 입력으로부터 도출된 하이 피크 전류 및 고조파 전류를 감소시키고 이것은 EMI를 감소시키고 증가된 에너지 전위로 보다 선명한 AC 라인을 생성하거나 지지한다.
도 11을 참조하면, 활성 PFC 제어 회로(512)를 가진 전력 변환기 시스템(510)이 도시되어 있다. 전력 변환기 시스템(510)은 AC 전원(506)용 입력 단자들과 출력 단자 Vout을 가진다. PFC에 있어서, 전력 변환기 시스템(510)에 의해 도출된 전류의 파형은 AC 전원(506)의 전압 파형(사인곡선적 형태일 수 있음)과 밀접하게 일치해야 한다. 달리 말하면, PFC 입력 전류는 메인 입력 전원(506)의 전압과 일치하여 사인곡선적 파형을 가져야 한다.
도 11은 활성 PFC 제어 회로(512)와 종래의 부스트 PFC 회로의 전력 회로 사이의 인터페이스를 도시하고 있다. 브릿지리스(bridgeless) PFC 회로를 사용하는 경우, 정류 AC 입력에 비례하되 접지 출력와 관련된 신호를 확립하기 위해 공통 모드 절연 회로가 필요할 수 있다. 도 11의 이 실시예는 제어 회로를 위한 구현과 유사할 수 있다. 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 마이크로컨트롤러와 같은 디지털 회로를 사용하여 동일한 기능을 구현할 수 있다.
전력 변환기 시스템(510)에서, 정류기 회로(508)는 사인곡선적 입력을 정류하여, 예를 들어 도 12에 도시된 바와 같은 정류 AC 입력 기준 신호를 생성한다. 도 12는 1 볼트 피크 진폭의 정류 60Hz 전압을 도시하고 있다. 정류 AC 입력 기준 신호는 PFC 제어 회로(512)에 입력될 수 있다. 활성 PFC 제어 회로(512) 역시 출력 Vout으로부터의 피드백을 위한 입력을 가진다. 일실시예에서, 활성 PFC 제어 회로(512)는 멀티플라이어 출력 레귤레이터 루프(514) 및 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)를 포함한다.
도 13은 예시적인 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)을 위한 구현을 도시한다. 도시된 바와 같이, 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)는 멀티플라이어(520) 및 출력 레귤레이터 증폭기(522)를 포함한다. 멀티플라이어(520)는 제1 입력(A)에서 도 12의 정류 AC 입력 기준 신호를 수신하고 제2 입력(B)에서 출력 레귤레이터 증폭기(522)로부터 출력을 수신한다. 저항 분압기(resistor divider)(524)는 PFC 출력 전압 Vout을 분압한다. 저항 분압기(524)는 PFC 출력을 분압하는 복수의 저항(도시된 바와 같이, 예를 들어, 395㏀ 및 5㏀을 가짐)을 포함한다. 출력 레귤레이터 증폭기(522)는 PFC 출력의 분압된 부분을 수신하고 그것을 예를 들어 5V의 값을 가질 수 있는 기준 전압과 비교한다. PFC 출력 전압이 400V이면, 예를 들어 저항 분압기(524)는 출력 레귤레이터 증폭기(522)의 입력에 5V를 제공할 것이고 증폭기(522)의 출력은 그 값으로 유지될 것이다. PFC 출력 전압이 감소하면, 출력 레귤레이터 증폭기(522)의 출력은 증가하기 시작할 것이므로, 멀티플라이어(520)에 대한 입력의 값이 증가할 것이다. 멀티플라이어(520)의 출력은 그 A 및 B 입력의 적(product)이며, 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)에 기준으로서 제공된다. 레귤레이터 및 PWM 회로(516)에 대한 이 입력 기준은 그러므로 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)에 의해 그 진폭이 조정된 도 12에 도시된 신호와 파형이 동일할 것이다.
PFC 출력 전압이 400V 미만으로 감소하는 경우, 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)는, 그 멀티플라이어(520)의 동작을 통해, 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)에 제공된 기준 신호의 값을 증가시킬 것이다. 역으로, PFC 출력 전압이 400V 이상이면, 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)는 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)에 제공된 기준 신호의 값을 낮출 것이다. 일부의 예에서, 이 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)는 단지 수 Hz의 범위에서 제로 이득 교차 주파수(zero gain crossover frequencies)로 상대적으로 느리다. 이것은 출력 리플이 멀티플라이어(520)를 통해 입력 전류에 왜곡을 주입하는 것을 방지하는 데서 바람직할 수 있다.
도 14는 예시적인 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)를 위한 구현을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)는 전류 루프 증폭기(528) 및 PWM 비교기(530)를 포함한다.
전류 루프 증폭기(528)는 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)(도 13)의 멀티플라이어(520)로부터 출력을 수신하고 그것을 정류 입력 전류에 비례하는 신호와 비교한다. 특히, 멀티플라이어(520)의 출력은 전류 루프 증폭기(528)의 비반전 단자에 입력된다. 이 신호는 정류 입력 전류에 비례하는 감지 저항(Rsense) 양단의 신호에 비교된다. Rsense 신호는 기준 멀티플라이어 신호보다 크기 때문에, 전류 루프 증폭기(528)의 출력은 증가할 것이고, 이에 의해 부스트 스위치 펄스 폭은 감소할 것이다. 역으로, Rsense 신호가 멀티플라이어(520)의 출력보다 작으면, 전류 루프 증폭기(528)의 출력은 증가할 것이고, 이에 의해 부스트 스위치 전도 시간은 증가할 것이다. PWM 비교기(530)는 전류 루프 증폭기(528)로부터 출력 신호를 수신하고 그것을 스위칭 주파수에서 램프(ramp) 또는 톱 니(sawtooth) 신호와 비교한다. PWM 비교기(530)는 PWM 신호를 부스트 스위치에 출력한다.
일실시예에서, 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)는 상대적으로 고속의 동작을 할 수 있으며, 그 교차 주파수는 수 킬로헤르쯔 범위에 설정되어 있어서 Rsense 저항 양단의 신호로 하여금 정류 전압 입력 신호를 추적하게 할 수 있다.
요약하면 활성 PFC 제어 회로(512)에 있어서, 멀티플라이어 및 출력 레귤레이터 루프(514)에 의해 출력 전압이 감지되고 에러 신호를 사용하여 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)에 대한 전압의 진폭을 제어한다. 전류 레귤레이터 및 PWM 회로(516)는 그런 다음 입력 전류로 하여금 멀티플라이어 출력 신호를 추적할 수 있게 한다.
본 발명 및 그 이점을 상세히 서술하였으나, 첨부된 청구의 범위에 의해 규정된 바와 같은 본 발명의 정신 및 범주를 벗어남이 없이 다양한 변화, 대체, 및 대안이 이루어질 수 있음은 물론이다. 즉, 본 응용에 포함된 논의는 기본적인 설명으로서의 역할에 의도된 것이다. 특정한 논의는 명시적으로 가능성 있는 모든 실시예를 서술할 필요가 없으며, 많은 대안이 내재하고 있음은 물론이다. 본 발명의 일반적인 속성을 완전히 설명할 필요도 없으며 각각의 특징 및 요소가 더 넓은 기능이나 넓은 다양한 대안 또는 등가의 요소를 실질적으로 어떻게 나타낼 수 있는지를 명시적으로 보일 필요는 없다. 또, 이들은 본 서술에 내재되어 있다. 장치 지향적인 전문용어로 본 발명을 서술한 경우, 장치의 각각의 요소는 내재적으로 기능을 수행하며, 상세한 설명과 전문용어도 청구범위를 제한하려는 의도가 아니다.

Claims (21)

  1. 전력 변환기 시스템에 있어서,
    교류(AC) 전원에 접속될 수 있는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자;
    출력 전압을 부하에 제공할 수 있는 출력 단자;
    상기 출력 단자에 연결되는 출력 캐패시터;
    상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된 제1 인덕터 및 제1 다이오드;
    상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된 제2 인덕터 및 제2 다이오드;
    한 단부가 상기 제1 인덕터와 상기 제1 다이오드에 접속되고 다른 단부가 전력 공급 레일에 접속된 제1 스위치;
    한 단부가 상기 제2 인덕터와 상기 제2 다이오드에 접속되고 다른 단부가 상기 전력 공급 레일에 접속된 제2 스위치; 및
    상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공하는 보조 네트워크
    를 포함하며,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터를 충방전하기 위해 교대로 부스트 스위치 및 동기 정류기로서 기능하고,
    상기 보조 네트워크는 제3 스위치, 제3 인덕터, 보조 캐패시터 및 보조 다이오드를 포함하고, 상기 제3 인덕터는 상기 보조 캐패시터에 병렬로 접속되며, 상기 제3 스위치는 한 단부가 상기 전력 공급 레일에 접속되고 다른 단부가 상기 보조 다이오드를 통해, 병렬로 접속된 상기 제3 인덕터와 보조 캐패시터에 접속되는, 전력 변환기 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제3 인덕터는 한 단부가 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터에 접속되고, 다른 단부가 상기 보조 다이오드를 통해 상기 제3 스위치에 접속되며,
    동작 동안 상기 제3 인덕터로부터의 전류가 상기 제3 스위치를 통해 순환하고 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치의 바디 다이오드(body diode)를 통해 역순환하여, 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치 양단의 전압 강하가 감소하는, 전력 변환기 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 보조 네트워크는 상기 제3 인덕터에 병렬로 접속된 제3 다이오드를 포함하는, 전력 변환기 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    집적회로(IC) 디바이스에 구현된 전력 변환기 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 턴온 및 턴오프시키기 위해 제어 신호를 제공하는 제어기를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치 상에서 제로 전압 조건을 검출하는 회로를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    역률보상(PFC) 제어를 제공하는 회로를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  8. 전력 변환기 시스템에 있어서,
    교류(AC) 전원의 한 단부에 접속될 수 있는 제1 입력 단자;
    교류(AC) 전원에 다른 단부에 접속될 수 있는 제2 입력 단자;
    출력 전압을 부하에 제공할 수 있는 출력 단자;
    상기 출력 단자에 연결되는 출력 캐패시터;
    상기 제1 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된 제1 부스트 인덕터 및 제1 부스트 다이오드;
    상기 제2 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 직렬로 접속된 제2 부스트 인덕터 및 제2 부스트 다이오드;
    한 단부가 전력 공급 레일에 접속되고, 상기 AC 전원의 제1 절반 사이클 동안 상기 제1 부스트 인덕터를 충방전하기 위해 부스트 스위치로서 기능할 수 있는 제1 스위치;
    한 단부가 상기 전력 공급 레일에 접속되고, 상기 AC 전원의 제2 절반 사이클 동안 상기 제2 부스트 인덕터를 충방전하기 위해 부스트 스위치로서 기능할 수 있는 제2 스위치; 및
    상기 AC 전원의 제1 절반 사이클 및 제2 절반 사이클 동작 동안 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 제로 전류 스위칭(ZCS) 조건을 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 제공하는 보조 네트워크
    를 포함하고, 상기 보조 네트워크는 제3 스위치, 제3 인덕터, 보조 캐패시터 및 보조 다이오드를 포함하고, 상기 제3 인덕터는 상기 보조 캐패시터에 병렬로 접속되며, 상기 제3 스위치는 한 단부가 상기 전력 공급 레일에 접속되고 다른 단부가 상기 보조 다이오드를 통해, 병렬로 접속된 상기 제3 인덕터와 보조 캐패시터에 접속되는, 전력 변환기 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제3 인덕터는 한 단부가 상기 제1 부스트 인덕터 및 상기 제2 부스트 인덕터에 접속되고 다른 단부가 상기 보조 다이오드를 통해 상기 제3 스위치에 접속되며,
    동작 동안 상기 제3 인덕터로부터의 전류가 상기 제3 스위치를 통해 순환하고 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치의 바디 다이오드를 통해 역순환하여, 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치 양단의 전압 강하가 감소하는, 전력 변환기 시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    집적회로(IC) 디바이스에 구현된 전력 변환기 시스템.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 턴온 및 턴오프시키기 위해 제어 신호를 제공하는 제어기를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치 상에서 제로 전압 조건을 검출하는 회로를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  13. 제8항에 있어서,
    역률보상(PFC) 제어를 제공하는 회로를 포함하는 전력 변환기 시스템.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 보조 캐패시터는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제3 스위치에 대하여 ZVS 조건을 지원하도록 동작가능한, 전력 변환기 시스템.
  15. 제8항에 있어서,
    상기 보조 캐패시터는 상기 전력 변환기 시스템의 동작 동안 상기 제3 스위치에 대하여 ZVS 조건을 지원하도록 동작가능한, 전력 변환기 시스템.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 보조 다이오드는 상기 제3 스위치의 출력 캐패시턴스가 상기 제3 인덕터 및 상기 보조 캐패시터와 링잉(ringing)하는 것을 방지하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템.
  17. 제8항에 있어서,
    상기 보조 다이오드는 상기 제3 스위치의 출력 캐패시턴스가 상기 제3 인덕터 및 상기 보조 캐패시터와 링잉하는 것을 방지하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템.
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