WO2010061654A1

WO2010061654A1 - Ｐｆｃコンバータ

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Publication number: WO2010061654A1
Application number: PCT/JP2009/060215
Authority: WO
Inventors: 良之鵜野
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2008-11-25
Filing date: 2009-06-04
Publication date: 2010-06-03
Also published as: JPWO2010061654A1; CN102224668A; US20110216558A1; US8395366B2

Abstract

　インダクタ電流を直流成分を含めて検出して、適正な力率改善を低損失で行えるようにした低コストなＰＦＣコンバータを構成する。　交流入力電源Ｖａｃから入力される交流電圧を整流するダイオードブリッジ（Ｂ１）と、インダクタ（Ｌ１）及びスイッチング素子（Ｑ１）を含む直列回路と、スイッチング素子（Ｑ１）に並列接続された、ダイオード（Ｄ１）及び平滑コンデンサ（Ｃ１）から成る整流平滑回路と、交流入力電源Ｖａｃから入力される入力電流が交流電圧と相似形となるようにスイッチング素子（Ｑ１）をオン／オフ制御するディジタル信号処理回路（１３）と、を備え、電流検出用抵抗（Ｒ１）によって、スイッチング素子（Ｑ１）のオフ期間にインダクタ（Ｌ１）に流れる電流を検出し、スイッチング素子（Ｑ１）のオフ期間の中央で、電流検出用抵抗（Ｒ１）の降下電圧をサンプリングして入力電流の平均値を検出する。

Description

ＰＦＣコンバータ

　この発明は、交流電源を入力して直流電圧を出力するＡＣ－ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善するＰＦＣコンバータに関するものである。

　日本や欧州などでは用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われている。これらに対応するため、規制に該当する一般家電製品の電源ではＰＦＣ（力率改善回路）コンバータと呼ばれる回路を付加し、高調波電流を抑える工夫をしている。

　商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ－ＤＣコンバータでスイッチングするので入力電流は不連続となり、正弦波から大きく歪む。このことが高調波電流の原因である。

　そこで、この高調波電流を抑制することを目的として、全波整流回路の後段で且つ平滑コンデンサによる平滑回路の手前にＰＦＣコンバータが設けられている。

　このＰＦＣコンバータはチョッパ回路で構成され、入力電流波形が入力電圧波形に相似形となるように、すなわち同位相の正弦波状になるように動作する。そのため高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。

　ここで特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの構成例を、図１を基に説明する。
　図１に示す力率改善回路において、交流入力電源Ｖａｃの交流電源電圧を整流するダイオードブリッジＢ１の出力両端には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒとからなる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。電流検出抵抗Ｒは、ダイオードブリッジＢ１に流れる入力電流を検出する。

　制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１５、及びＰＷＭコンパレータ１１６を備えている。

　誤差増幅器１１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差を求める。乗算器１１２は、誤差電圧信号とダイオードブリッジＢ１による整流電圧とを乗算する。誤差増幅器１１３は、乗算器１１２による乗算結果とダイオードブリッジＢ１に流れる電流信号との誤差を生成してＰＷＭコンパレータ１１６へ出力する。

　ＶＣＯ１１５は、交流電源電圧の整流後の電圧値に応じた周波数の三角波信号を生成する。

　ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＶＣＯ１１５からの三角波信号が－端子に入力され、誤差増幅器１１３からの信号が＋端子に入力される。すなわち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、ダイオードブリッジＢ１に流れる電流と出力電圧とに応じたデューティパルスをスイッチング素子Ｑ１に与える。このデューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が改善される。

　一方、ディジタル制御のＰＦＣコンバータとして特許文献２が開示されている。
　ディジタル制御の場合もインダクタに流れる電流を検出して、その電流値に応じたＰＷＭ制御によりスイッチング素子をスイッチングすることになる。

特開２００４－２８２９５８号公報特開平７－１７７７４６号公報

　上述のように、ＰＦＣコンバータにおいては、入力電流を入力電圧波形と相似形にするために、基本的にインダクタを流れる電流（以下「インダクタ電流」）を検出する必要がある。そのために、類型的には、
　（ａ）インダクタに流れる電流を直接検出する。
　（ｂ）スイッチング素子に流れる電流を検出し、それを等価的にインダクタ電流と見なす。
　（ｃ）出力側に設けられているダイオードに流れる電流を検出し、それを等価的にインダクタ電流と見なす。
という方法がある。

　また、電流検出手段としては、
　（１）電流経路に電流検出用抵抗を直列に挿入し、抵抗の両端に生じる降下電圧を検出する。
　（２）電流経路にカレントトランスを挿入するか、インダクタを一次側とするカレントトランスを用いて検出する。
　（３）電流経路にホールセンサを設けて、その出力電圧を検出する。
という方法がある。

　上記（１）の電流検出用抵抗を用いる方法では、その電流検出用抵抗での電力消費がそのまま損失となるので、低損失化の上で問題となる。（２）のカレントトランスを用いる方法では、検出しようとする電流のうち直流成分がカットされてしまうので、電流の交流成分しか検出できず、電流の直流成分（ＤＣオフセット）が検出できない。上記（ｂ）及び（ｃ）におけるそれぞれの電流をカレントトランスで検出し、信号を合成すればインダクタ電流の検出が可能となるが、この場合はカレントトランスが２つ必要になる。（３）のホールセンサを用いる方法では上記（１）（２）の問題は生じないが、センサが高価であるので全体にコスト高になるというデメリットがある。

　そこで、この発明の目的は、インダクタ電流を直流成分を含めて検出して適正な力率改善を低損失で行えるようにした低コストなＰＦＣコンバータを提供することにある。

　前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
　第１のタイプのＰＦＣコンバータは、交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータである。この第１のタイプのＰＦＣコンバータで、次の（１）～（３）のいずれかの構成とする。

（１）前記スイッチング素子のオン期間の中央又はオフ期間の中央で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備える。

　前記スイッチング素子のオン期間の中央での前記スイッチング素子に流れる電流の検出信号をサンプリングした値はインダクタ電流の平均値である。また、前記スイッチング素子のオフ期間の中央での前記インダクタに流れる電流の検出信号をサンプリングした値はインダクタ電流の平均値である。いずれの場合も実質的に一点サンプリングによってＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検出できる。

（２）前記スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する。
　これにより、実質的にＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検出できる。

（３）前記スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する。
　これにより、実質的にＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検出できる。

　第２のタイプのＰＦＣコンバータは、負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、負荷に対して並列に接続された平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流入力電源の交流電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータである。この第２のタイプのＰＦＣコンバータで、次の（４）～（６）のいずれかの構成とする。

（４）前記第１又は第２のスイッチング素子のオン期間若しくはオフ期間の中央で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備える。

　前記第１又は第２のスイッチング素子のオン期間又はオフ期間の中央での前記第１又は第２のスイッチング素子に流れる電流の検出信号をサンプリングした値はインダクタ電流の平均値である。そのため、実質的に一点サンプリングによってインダクタに流れる電流の平均値を検出できる。

（５）前記スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備える。
　これにより、実質的にＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検出できる。

（６）前記スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備える。
　これにより、実質的にＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検出できる。

（７）前記オン期間電流検出回路は、前記スイッチング素子に直列接続されている電流検出用抵抗で構成されたものとする。

　この構成により、前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子に流れる電流（すなわちインダクタ電流）の平均値を求めることができる。

（８）前記オン期間電流検出回路は、例えば前記第１又は第２のスイッチング素子に直列接続されているカレントトランスで構成されたものとする。

　この構成により、前記スイッチング素子のオン期間に前記インダクタに流れる電流の平均値を求めることができる。

（９）前記オフ期間電流検出回路は、例えば前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに電流が流れる電流経路に対して直列接続されている電流検出用抵抗で構成されたものとする。

　この構成により、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流の平均値を求めることができる。

（１０）前記オフ期間電流検出回路は、例えば前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに電流が流れる電流経路に対して直列接続されているカレントトランスで構成されたものとする。

　この発明によれば、第１のタイプのＰＦＣコンバータにおいては、電流検出に抵抗を用いる場合、電流検出用抵抗を用いるので低コスト化できる。また、電流検出用抵抗を用いるので、直流成分を含めてインダクタ電流を検出でき、適正な力率改善を図ることができる。また、前記電流検出用抵抗には前記スイッチング素子のオン時又はオフ時に何れかの期間に電流が流れるだけであるので、その電流検出用抵抗による電力損失が低減される。さらに、電流検出にカレントトランスを用いる場合は、カレントトランスが１つで済むため、低コスト化及び小型化が図れる。また第２のタイプのＰＦＣコンバータにおいても、同様に電流検出回路の低損失化や簡素化が図れる。

特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの回路図である。第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。ディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ１０１の各種制御方式について示す図である。電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２０１の回路図である。電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。第３の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０３の回路図である。ＰＦＣコンバータ１０３の各部の波形図である。第４の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０４の回路図である。ＰＦＣコンバータ１０４の４つのタイミングでの電流経路を示す図である。第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。第６の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおいて、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。第７の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。第８の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおいて、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。

　《第１の実施形態》
　第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて図２～図４を参照して説明する。
　図２は第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。図２において符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力ポートである。入力ポートＰ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１－Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。

　負荷回路２０は例えばＤＣ－ＤＣコンバータ及びそのＤＣ－ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。

　ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には交流入力電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジＢ１を設けている。このダイオードブリッジＢ１の出力側にはインダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１、さらに電流検出用抵抗Ｒ１の直列回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路を並列接続している。このインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１によっていわゆる昇圧チョッパ回路を構成している。

　ダイオードブリッジＢ１の出力側の両端間には入力電圧検出回路１１を設けている。また出力ポートＰ２１－Ｐ２２間に出力電圧検出回路１２を設けている。ディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成していて、ディジタル信号処理によってこのＰＦＣコンバータ１０１を制御する。すなわち、ディジタル信号処理回路１３は入力電圧検出回路１１の出力信号を入力し、後述する方法によって交流入力電源の電圧の位相を検知する。また出力電圧検出回路１２の出力信号を入力して出力電圧を検知する。さらにスイッチング素子Ｑ１を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。

　さらに、ディジタル信号処理回路１３は負荷回路２０との間で通信を行うためのポートを備えていて、たとえばデータの通信又は信号の入出力を行い、負荷回路（電子機器）に対してコンバータの状態等を常に送信したり、入力電圧、出力電圧、出力電流等を送信したり、負荷回路側から負荷状態等を受信してスイッチング制御に反映したりする。

　図３はディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ１０１の各種制御方式について示す図である。図３の（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はそれぞれ交流入力電源の１周期における電流波形である。ここで、波形ＩＬは、図２に示したＰＦＣコンバータ１０１におけるインダクタＬ１に流れる電流の波形である。Ｉｐはそのピーク値（ピーク電流）の包絡線、Ｉａは平均値（平均電流）の包絡線である。但し、図示の都合上、ＰＦＣコンバータ１０１のスイッチング周波数を極端に低くした場合について、すなわちインダクタＬ１に流れる電流波形が三角波状に目に見えるような周波数で表している。

　図３（Ａ）は電流連続モード、図３（Ｂ）は電流不連続モード、図３（Ｃ）は電流臨界モードでのそれぞれの波形図である。このように図３（Ａ）に示す電流連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に流れる電流は、交流入力電源のゼロクロス付近を除いて０になることがない。また図３（Ｂ）に示した電流不連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積・放出されるごとに電流値が０になる期間が生じる。また図３（Ｃ）に示した臨界モードではインダクタＬ１への励磁エネルギーの蓄積・放出のごとに電流値が０となり、且つ電流値０の状態が連続することがない。

　この実施形態においては、ディジタル信号処理回路１３は、図３（Ａ）に示した電流連続モード又は図３（Ｃ）の電流臨界モードの制御を行う。

　図４は、電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。
　ディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０１に対する入力電流、すなわちインダクタＬ１に流れる電流の平均値、が全波整流波形に相似形となるようにスイッチング制御を行う。このようにして入力電圧と相似形の入力電流が流れることにより、高調波が抑制され、力率が改善される。

　図４において（Ａ）は商用電源周波数の半周期単位での、インダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉｉの電流波形、（Ｂ）はその一部の時間軸を拡大して表した、スイッチング周期の単位でのインダクタＬ１に流れる電流ＩＬの波形図、（Ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。

　スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎではインダクタＬ１に電流ＩＬが流れ、インダクタＬ１の両端間電圧及びインダクタＬ１のインダクタンスに応じて定まる傾きで電流ＩＬは上昇する。その後、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆで、インダクタＬ１の両端電圧とそのインダクタンスによって定まる傾きで電流ＩＬは下降する。このように電流リップルΔＩＬの幅でインダクタＬ１に流れる電流ＩＬがスイッチング周期で変動する。

　図５は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（ピーク値）をＩＬｐ、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（最低値）をＩＬｂで表すと、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均値（平均電流）は次の関係で表される。

　ＩＬａｖ＝（ＩＬｐ＋ＩＬｂ）／２　　…（１）
　一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流は直線的に減少するので、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミングにおけるインダクタＬ１の電流値は上記平均電流ＩＬａｖに等しい。

　そこで、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央のタイミングでの抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングする。このサンプリング値が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流ＩＬａｖに比例した値である。前記スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して与えるスイッチング制御信号はディジタル信号処理回路１３が生成するものであるので、前記オフ期間Ｔｏｆｆの中央のタイミングもディジタル信号処理回路１３が把握している（管理下にある）。そのため、例えば外部からタイミング信号を入力することなく、前記オフ期間Ｔｏｆｆの中央のタイミングで電流検出用抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングすることができる。

　《第２の実施形態》
　図６は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２０１の回路図である。
　図６において、スイッチング電源装置２０１は、ＰＦＣコンバータ１０２及びＤＣ－ＤＣコンバータ５０を備えている。ＤＣ－ＤＣコンバータ５０の出力には負荷６０が接続されている。

　ＰＦＣコンバータ１０２の入力ポートＰ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力部にＤＣ－ＤＣコンバータ５０が接続されている。ＰＦＣコンバータ１０２は、交流入力電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジＢ１、ダイオードブリッジＢ１の出力に接続されるインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１を備えている。インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１によって、いわゆる昇圧チョッパ回路を構成している。
　図２に示した第１の実施形態とは異なり、電流検出用抵抗Ｒ２はスイッチング素子Ｑ１のソース側に直列接続されている。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ５０は、トランスＴ１、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐに直列接続されたスイッチング素子Ｑ２、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓに接続された、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２からなる整流平滑回路を備えている。

　また、トランスＴ１の１次側に設けられたディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０２のスイッチング素子Ｑ１に対してスイッチング制御信号を出力するだけでなく、ＤＣ－ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子Ｑ２に対してもスイッチング制御信号を出力する。また、出力電圧検出回路１２の検出信号を絶縁回路１６を介して入力することによって、出力電圧を検出する。そして、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ比の制御等によってＤＣ－ＤＣコンバータ５０の出力電圧の安定化を図る。

　さらに、ディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０２の入力電圧検出回路１１の検出電圧、出力電圧検出回路１２の検出信号、及び電流検出用抵抗Ｒ２の降下電圧を入力して、それに応じたオン期間及びオフ期間のスイッチング制御信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートへ与える。すなわち、ＰＦＣコンバータ１０２に対する入力電流が入力電圧の波形と相似形となるように、スイッチング素子Ｑ１を制御する。また、ディジタル信号処理回路１３は絶縁回路１７を介して、負荷６０との間で通信を行い、負荷６０に対してＰＦＣコンバータ１０２及びＤＣ－ＤＣコンバータ５０の状態を送信したり、負荷６０から負荷状態等を受信したりして、スイッチング制御に反映する。

　図７は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングにスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流をＩＤｂ、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングの直前にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流値（ピーク値）をＩＤｐで表すと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎにスイッチング素子Ｑ１に流れる電流すなわちインダクタＬ１に流れる電流、の平均値（平均電流）ＩＬａｖは次の関係で表される。

　ＩＬａｖ＝（ＩＤｐ＋ＩＤｂ）／２　　…（２）
　一方、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流は直線的に増大するので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央タイミングにおけるスイッチング素子Ｑ１の電流値は上記平均電流ＩＬａｖに等しい。

　そこで、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央のタイミングでの電流検出用抵抗Ｒ２の降下電圧をサンプリングする。このサンプリング値が、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流ＩＬａｖに比例した値である。前記スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して与えるスイッチング制御信号はディジタル信号処理回路１３が生成するものであるので、前記オン期間Ｔｏｎの中央のタイミングもディジタル信号処理回路１３が把握している（管理下にある）。そのため、例えば外部からタイミング信号を入力することなく、前記オン期間Ｔｏｎの中央のタイミングで抵抗Ｒ２の降下電圧をサンプリングすることができる。

　《第３の実施形態》
　図８は第３の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０３の回路図である。また図９はＰＦＣコンバータ１０３の各部の波形図である。
　ＰＦＣコンバータ１０３は、３つのインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３、３つのダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３、及び３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を備えて３相ＰＦＣコンバータを構成している。ディジタル信号処理回路１３は、入力電圧検出回路１１から入力電圧を検出し、電流検出用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３のそれぞれの降下電圧を入力し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に対してそれぞれスイッチング制御信号を与える。

　図９は、図８に示したＰＦＣコンバータ１０３の３つのインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３に流れるインダクタ電流ＩＬ１１，ＩＬ１２，ＩＬ１３及び入力電流ＩＬの波形図である。このように３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を１２０°位相差で順次オン／オフすることによって、入力コンデンサＣ１及び出力コンデンサＣ０の電気的ストレスの緩和や、ノイズ低減の効果を得ることができる。また、エネルギ（熱）が分散されて、部品の小型・低背化が図れる。

　上記エネルギ（熱）の分散のためには、３つのインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３に流れるインダクタ電流ＩＬ１１，ＩＬ１２，ＩＬ１３が均等になることが重要であり、各インダクタ電流を正確に検出する必要がある。第３の実施形態では、図９に示すように、ディジタル信号処理回路１３が前記３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に電流が流れるオン期間の中央タイミングでサンプリングすることによって３つのインダクタのインダクタ電流（平均値）を正確に検出する。

　すなわち、電流検出用抵抗Ｒ１１の降下電圧を、スイッチング素子Ｑ１１のオン期間の中央タイミングｔｓ１でサンプリングすることによってインダクタＬ１１に流れる電流ＩＬ１１の平均値を求め、電流検出用抵抗Ｒ１２の降下電圧を、スイッチング素子Ｑ１２のオン期間の中央タイミングｔｓ２でサンプリングすることによってインダクタＬ１２に流れる電流ＩＬ１２の平均値を求め、電流検出用抵抗Ｒ１３の降下電圧を、スイッチング素子Ｑ１３のオン期間の中央タイミングｔｓ３でサンプリングすることによってインダクタＬ１３に流れる電流ＩＬ１３の平均値を求める。

　《第４の実施形態》
　図１０は第４の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０４の回路図である。また図１１はＰＦＣコンバータ１０４の４つのタイミングでの電流経路を示す図である。
　図１０に示すＰＦＣコンバータ１０４はダイオードブリッジを介さずにインダクタと２つのスイッチング素子とを備えたダイオードブリッジレスＰＦＣコンバータである。

　図１０において、符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０４の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０４の出力ポートである。入力ポートＰ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１－Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。

　ＰＦＣコンバータ１０４の入力段には、入力電圧検出回路１１を設け、一方のラインにインダクタＬ１を直列に接続している。インダクタＬ１の後段には、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によるブリッジ回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソースとグランドとの間には電流検出用抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を接続している。ブリッジ回路の出力には平滑コンデンサＣ１からなる平滑回路を並列接続している。

　図１１（Ａ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図１１（Ｂ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。

　また、図１１（Ｃ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図１１（Ｄ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。

　交流入力電源の正の半サイクルで、Ｑ１，Ｑ２がオン状態であるとき、図１１（Ａ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１，Ｑ２がオフ状態であるとき、図１１（Ｂ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ２の寄生ダイオードを介して電流が流れる。同様に、交流入力電源の負の半サイクルで、Ｑ１，Ｑ２がオン状態であるとき、図１１（Ｃ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１，Ｑ２がオフ状態であるとき、図１１（Ｄ）に示すタイミングで、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ１の寄生ダイオードを介して電流が流れる。

　電流検出用抵抗Ｒ２１は、交流入力電源の正の半サイクルでＱ１のオン期間において、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。また、電流検出用抵抗Ｒ２２は、交流入力電源の負の半サイクルでＱ２のオン期間において、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。図１０に示したディジタル信号処理回路１３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の中央で、電流検出用抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の降下電圧をサンプリングすることによってインダクタＬ１に流れる電流の平均値を検出する。

　また、電流検出用抵抗Ｒ１は、Ｑ１，Ｑ２のオフ期間において、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。ディジタル信号処理回路１３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間の中央で、電流検出用抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングすることによってインダクタＬ１に流れる電流の平均値を検出する。

　なお、交流入力電源の正の半サイクルにおいて、Ｑ１，Ｑ２のオフ期間の中央で電流検出用抵抗Ｒ２２の降下電圧をサンプリングすれば、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を検出できる。同様に、交流入力電源の負の半サイクルにおいて、Ｑ１，Ｑ２のオフ期間の中央で電流検出用抵抗Ｒ２１の降下電圧をサンプリングすれば、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を検出できる。したがって、この場合には電流検出用抵抗Ｒ１は不要であり、電流検出用抵抗Ｒ１での電力損失が削減される。

　図１０・図１１に示した例では、ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点と交流入力電源の第１の入力端Ｐ１１との間にインダクタＬ１を接続したが、ダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ２との接続点と交流入力電源の第２の入力端Ｐ１２との間にもインダクタを接続してもよい。

　《第５の実施形態》
　第５の実施形態は、スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、スイッチング素子に流れる電流を検出してＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検知するものである。

　回路の構成は、第２の実施形態で図６に示したＰＦＣコンバータ１０２の構成に適用できる。ここでは、図６を流用し、図６に示したＰＦＣコンバータ１０２においてディジタル信号処理回路１３が実行する処理内容について説明する。

　図１２は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、ＰＦＣコンバータ１０２への入力電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間の始点でスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流の値をＩｓとし、交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をＴｏｎ、とし、インダクタＬ１に流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合、
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間でインダクタＬ１に流れる電流の変化の傾きは、Ｖｉ／Ｌである。したがって、ＰＦＣコンバータ１０２への入力電流の平均値を、スイッチング素子Ｑ１のターンオン直後にスイッチング素子又はインダクタに流れる電流Ｉｓをサンプリングして、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２で求める。

　インダクタンス値Ｌは出荷時において既知である。Ｔｏｎは前述の通りディジタル信号処理回路１３が把握している（管理下にある）。Ｖｉはもともと電流の正弦波整形のために検出している。通常ディジタル信号処理回路にとって除算は大きな処理負荷となるが、２のべき乗による除算については、ビットシフトを用いることにより積和演算と同様高速に処理することができる。以上の理由により、本手法は回路の追加や処理負荷の増大をさせることなく、計算を実行できる。

　《第６の実施形態》
　第６の実施形態は、スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、インダクタに流れる電流を検出してＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検知するものである。

　回路の構成は、第１の実施形態で図２に示したＰＦＣコンバータ１０１の構成に適用できる。ここでは、図２を流用し、図２に示したＰＦＣコンバータ１０１においてディジタル信号処理回路１３が実行する処理内容について説明する。

　図１３は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、ＰＦＣコンバータ１０１への入力電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のオフ期間の終点でインダクタＬ１に流れているインダクタ電流の値をＩｓとし、交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、スイッチング素子Ｑ１オフ期間をＴｏｆｆとし、インダクタＬ１に流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合、
　スイッチング素子Ｑ１のオフ期間でインダクタＬ１に流れる電流の変化の傾きは、－（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌである。

　したがって、ＰＦＣコンバータ１０１への入力電流の平均値を、スイッチング素子Ｑ１のターンオン直前にインダクタに流れる電流Ｉｓをサンプリングして、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により求める。

　《第７の実施形態》
　第７の実施形態は、スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、スイッチング素子に流れる電流を検出してＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検知するものである。

　図１４は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、ＰＦＣコンバータ１０２への入力電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間の終点でスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流の値をＩｓとし、交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をＴｏｎ、とし、インダクタＬ１に流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合、
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間でインダクタＬ１に流れる電流の変化の傾きは、Ｖｉ／Ｌである。したがって、ＰＦＣコンバータ１０２への入力電流の平均値を、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ直前にスイッチング素子又はインダクタに流れる電流Ｉｓをサンプリングして、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２
の演算により求める。

　《第８の実施形態》
　第８の実施形態は、スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、インダクタに流れる電流を検出してＰＦＣコンバータへの入力電流の平均値を検知するものである。

　図１５は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、ＰＦＣコンバータ１０１への入力電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間の終点でインダクタＬ１に流れているインダクタ電流の値をＩｓとし、交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、スイッチング素子Ｑ１オフ期間をＴｏｆｆとし、インダクタＬ１に流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合、
　スイッチング素子Ｑ１のオフ期間でインダクタＬ１に流れる電流の変化の傾きは、－（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌである。

　したがって、ＰＦＣコンバータ１０１への入力電流の平均値を、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングでインダクタに流れている電流Ｉｓをサンプリングして、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により求める。

　なお、以上に示した各実施形態ではスイッチング素子に流れる電流、又はインダクタに流れる電流を電流検出用抵抗の降下電圧で検出するようにしたが、カレントトランスを用いる場合は、電流経路にカレントトランスの１次側を接続し、カレントトランスの２次側の出力電圧を電流検出信号として用いるように構成する。

　１０１～１０３…ＰＦＣコンバータ
　１１…入力電圧検出回路
　１２…出力電圧検出回路
　１３…ディジタル信号処理回路
　１６，１７…絶縁回路
　２０…負荷回路
　２０１…スイッチング電源装置
　５０…ＤＣ－ＤＣコンバータ
　６０…負荷
　Ｂ１…ダイオードブリッジ
　Ｃ１…平滑コンデンサ
　ＩＬ１１，ＩＬ１２，ＩＬ１３…インダクタ電流
　ＩＬａｖ…平均電流
　Ｌ１…インダクタ
　Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３…インダクタ
　Ｌｂ…補助巻線
　Ｌｐ…１次巻線
　Ｌｓ…２次巻線
　Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
　Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３…スイッチング素子
　Ｒ１，Ｒ２…電流検出用抵抗
　Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２１，Ｒ２２…電流検出用抵抗
　Ｔ１…トランス
　Ｔｏｆｆ…オフ期間
　Ｔｏｎ…オン期間
　ｔｓ…中央タイミング
　ｔｓ１，ｔｓ２，ｔｓ３…中央タイミング
　Ｖａｃ…交流入力電源

Claims

　交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
　前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間の中央又はオフ期間の中央で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
　前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
　前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
　前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
　負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
　負荷に対して並列に接続された平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流入力電源の交流電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記第１又は第２のスイッチング素子のオン期間若しくはオフ期間の中央で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
　前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
　負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
　負荷に対して並列に接続された平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流入力電源の交流電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間の始点又はオフ期間の終点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
ＩＬａｖ＝Ｉｓ＋｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
　前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
　負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
　負荷に対して並列に接続された平滑回路と、
　前記交流入力電源から入力される入力電流の平均値が前記交流入力電源の交流電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子又は前記インダクタに流れる電流を検出するオン期間電流検出回路、又は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに流れる電流を検出するオフ期間電流検出回路と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間の終点又はオフ期間の始点で、前記オン期間電流検出回路又は前記オフ期間電流検出回路による電流検出信号をサンプリングして得た電流値をＩｓとし、前記交流入力電源から入力される入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記スイッチング素子のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとし、前記インダクタに流れる電流の平均値をＩＬａｖとした場合に、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ／２　又は、
　ＩＬａｖ＝Ｉｓ－｛（Ｖｏ－Ｖｉ）／Ｌ｝×Ｔｏｆｆ／２
の演算により得た値を前記入力電流の平均値として検知する入力電流検知手段を備えたＰＦＣコンバータ。
　前記オン期間電流検出回路は、前記スイッチング素子に直列接続されている電流検出用抵抗で構成された、請求項１乃至６のいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。
　前記オン期間電流検出回路は、前記スイッチング素子に直列接続されているカレントトランスで構成された、請求項１乃至６のいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。
　前記オフ期間電流検出回路は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに電流が流れる電流経路に対して直列接続されている電流検出用抵抗で構成された、請求項１乃至８のいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。
　前記オフ期間電流検出回路は、前記スイッチング素子のオフ期間に前記インダクタに電流が流れる電流経路に対して直列接続されているカレントトランスで構成された、請求項１乃至８のいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。