JP2001286149A - 単相コンバータ回路 - Google Patents
単相コンバータ回路Info
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- JP2001286149A JP2001286149A JP2000099671A JP2000099671A JP2001286149A JP 2001286149 A JP2001286149 A JP 2001286149A JP 2000099671 A JP2000099671 A JP 2000099671A JP 2000099671 A JP2000099671 A JP 2000099671A JP 2001286149 A JP2001286149 A JP 2001286149A
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- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/0085—Partially controlled bridges
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 基板サイズを小型化し、また、コストを低減
することが可能な単相コンバータ回路を得ること。 【解決手段】 ４つのダイオード４ａ〜４ｄを接続した
ダイオードブリッジ回路４と、ダイオードブリッジ回路
４とＮ出力との間に設けられたシャント抵抗６と、シャ
ント抵抗６およびシャント抵抗６が接続された側の一方
のダイオード４ｃに並列に接続された半導体スイッチン
グ素子５ａと、シャント抵抗６およびシャント抵抗６が
接続された側の他方のダイオード４ｄに並列に接続され
た半導体スイッチング素子５ｂと、を備え、シャント抵
抗６により電流検出を行って半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂを制御している。
することが可能な単相コンバータ回路を得ること。 【解決手段】 ４つのダイオード４ａ〜４ｄを接続した
ダイオードブリッジ回路４と、ダイオードブリッジ回路
４とＮ出力との間に設けられたシャント抵抗６と、シャ
ント抵抗６およびシャント抵抗６が接続された側の一方
のダイオード４ｃに並列に接続された半導体スイッチン
グ素子５ａと、シャント抵抗６およびシャント抵抗６が
接続された側の他方のダイオード４ｄに並列に接続され
た半導体スイッチング素子５ｂと、を備え、シャント抵
抗６により電流検出を行って半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂを制御している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流直流変換を
行う単相コンバータ回路に関し、特に、半導体スイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、力率改善，電源
高調波抑制，直流電圧調整等を行う単相コンバータ回路
に関するものである。
行う単相コンバータ回路に関し、特に、半導体スイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、力率改善，電源
高調波抑制，直流電圧調整等を行う単相コンバータ回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の単相コンバータとして、たとえ
ば、特開平１０−３３７０３４号公報に開示された「正
弦波入力単相整流回路」や、実開昭６４−５０６８６号
公報に開示された「整流回路」や、特開平２−２３７４
６９号公報に開示された「ＰＷＭ制御による電源装置」
等の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路がある。図１
０は、このような従来の単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路の構成を示す図である。このハーフブリッジ型コ
ンバータは、４個のダイオード５４ａ〜５４ｄをブリッ
ジ接続したコンデンサ入力整流回路の交流側入力ライン
の片側にリアクトル５３を接続し、ダイオード５４ｃ，
５４ｄと並列かつ逆極性に半導体スイッチング素子５５
ａ，５５ｂを設けたものである。
ば、特開平１０−３３７０３４号公報に開示された「正
弦波入力単相整流回路」や、実開昭６４−５０６８６号
公報に開示された「整流回路」や、特開平２−２３７４
６９号公報に開示された「ＰＷＭ制御による電源装置」
等の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路がある。図１
０は、このような従来の単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路の構成を示す図である。このハーフブリッジ型コ
ンバータは、４個のダイオード５４ａ〜５４ｄをブリッ
ジ接続したコンデンサ入力整流回路の交流側入力ライン
の片側にリアクトル５３を接続し、ダイオード５４ｃ，
５４ｄと並列かつ逆極性に半導体スイッチング素子５５
ａ，５５ｂを設けたものである。
【０００３】そして、交流電源５１からノイズフィルタ
５２を介して入力される交流を直流に変換する。ここ
で、カレントトランス（ＣＴ）５６，目標出力電圧５
８，出力電圧誤差増幅器５９，電源同期回路６０，掛算
器６１，電流誤差増幅器６２，三角波６３，比較器６４
および半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回路６５によ
り、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行
う。半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動するときの制御パラメータの一つである入力電流の検
出は、交流側入力ラインに設けられたＣＴ５６によって
行っている。
５２を介して入力される交流を直流に変換する。ここ
で、カレントトランス（ＣＴ）５６，目標出力電圧５
８，出力電圧誤差増幅器５９，電源同期回路６０，掛算
器６１，電流誤差増幅器６２，三角波６３，比較器６４
および半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回路６５によ
り、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行
う。半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動するときの制御パラメータの一つである入力電流の検
出は、交流側入力ラインに設けられたＣＴ５６によって
行っている。
【０００４】この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
においては、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂの
スイッチングスピードが速く、電圧電流変化が急とな
り、また、リアクトル５３の小型化のため、キャリア周
波数２０ｋＨｚ以上の高周波キャリアでＰＷＭスイッチ
ングさせている。このような高ｄｖ／ｄｔや配線インピ
ーダンスの影響により、数百ｋＨｚ〜百数十ＭＨｚ程度
のコモン系ノイズ等が発生し、他機器に悪影響を及ぼす
おそれがある。空気調和機等の家電製品に応用する場合
は、雑音端子電圧などのコモン系のノイズに法的規制が
あり、所定の基準内に抑える必要がある。このため、従
来の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路では、大型の
ノイズフィルター５２を備え、コモン系のノイズを抑え
ている。
においては、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂの
スイッチングスピードが速く、電圧電流変化が急とな
り、また、リアクトル５３の小型化のため、キャリア周
波数２０ｋＨｚ以上の高周波キャリアでＰＷＭスイッチ
ングさせている。このような高ｄｖ／ｄｔや配線インピ
ーダンスの影響により、数百ｋＨｚ〜百数十ＭＨｚ程度
のコモン系ノイズ等が発生し、他機器に悪影響を及ぼす
おそれがある。空気調和機等の家電製品に応用する場合
は、雑音端子電圧などのコモン系のノイズに法的規制が
あり、所定の基準内に抑える必要がある。このため、従
来の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路では、大型の
ノイズフィルター５２を備え、コモン系のノイズを抑え
ている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術によれば、コストが高く、筐体サイズが大きい
うえ、広い配線パターンが必要となる主電源部に実装す
るＣＴ５６により入力電流の検出を行うため、単相コン
バータ回路を応用する装置の基板サイズの小型化が求め
られる場合でも、基板サイズが小型化できず、また、コ
ストが上昇するという問題点があった。また、コモン系
ノイズを抑えるためにコストが高い大型のノイズフィル
ターを用いるため、基板サイズが小型化できず、また、
コストが上昇するという問題点があった。
来の技術によれば、コストが高く、筐体サイズが大きい
うえ、広い配線パターンが必要となる主電源部に実装す
るＣＴ５６により入力電流の検出を行うため、単相コン
バータ回路を応用する装置の基板サイズの小型化が求め
られる場合でも、基板サイズが小型化できず、また、コ
ストが上昇するという問題点があった。また、コモン系
ノイズを抑えるためにコストが高い大型のノイズフィル
ターを用いるため、基板サイズが小型化できず、また、
コストが上昇するという問題点があった。
【０００６】この発明は、上記に鑑みてなされたもので
あって、基板サイズを小型化し、また、コストを低減す
ることが可能な単相コンバータ回路を得ることを目的と
する。
あって、基板サイズを小型化し、また、コストを低減す
ることが可能な単相コンバータ回路を得ることを目的と
する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、この発明にかかる単相コンバー
タ回路にあっては、４つの整流手段を接続したブリッジ
回路と、前記ブリッジ回路と負側の出力端子との間に設
けられた抵抗手段と、前記抵抗手段および前記抵抗手段
が接続された側の一方の整流手段に並列に接続された第
１のスイッチング手段と、前記抵抗手段および前記抵抗
手段が接続された側の他方の整流手段に並列に接続され
た第２のスイッチング手段と、前記抵抗手段により電流
検出を行って前記スイッチング手段を制御する制御手段
と、を具備することを特徴とする。
目的を達成するために、この発明にかかる単相コンバー
タ回路にあっては、４つの整流手段を接続したブリッジ
回路と、前記ブリッジ回路と負側の出力端子との間に設
けられた抵抗手段と、前記抵抗手段および前記抵抗手段
が接続された側の一方の整流手段に並列に接続された第
１のスイッチング手段と、前記抵抗手段および前記抵抗
手段が接続された側の他方の整流手段に並列に接続され
た第２のスイッチング手段と、前記抵抗手段により電流
検出を行って前記スイッチング手段を制御する制御手段
と、を具備することを特徴とする。
【０００８】この発明によれば、抵抗手段が、ブリッジ
回路と負側の出力端子との間に設けられ、制御手段が、
カレントトランス（ＣＴ）により電流検出を行うのでは
なく、小型で安価な抵抗手段により電流検出を行い、こ
の検出結果を制御パラメータの一つとしてスイッチング
手段を制御し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調
整等を行う。
回路と負側の出力端子との間に設けられ、制御手段が、
カレントトランス（ＣＴ）により電流検出を行うのでは
なく、小型で安価な抵抗手段により電流検出を行い、こ
の検出結果を制御パラメータの一つとしてスイッチング
手段を制御し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調
整等を行う。
【０００９】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、さらに、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられた二つのリアクトル手段を具備することを特徴
とする。
あっては、さらに、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられた二つのリアクトル手段を具備することを特徴
とする。
【００１０】この発明によれば、二つの交流側入力ライ
ンにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモン
系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型で
安価なものとすることができる。
ンにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモン
系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型で
安価なものとすることができる。
【００１１】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、前記二つのリアクトル手段が互いにコアを共
有することを特徴とする。
あっては、前記二つのリアクトル手段が互いにコアを共
有することを特徴とする。
【００１２】この発明によれば、二つのリアクトル手段
が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一つ
設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つ
のリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できる。
が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一つ
設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つ
のリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できる。
【００１３】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、前記ブリッジ回路，第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段を絶縁樹脂でモールド
し、一つのモジュールに集積したことを特徴とする。
あっては、前記ブリッジ回路，第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段を絶縁樹脂でモールド
し、一つのモジュールに集積したことを特徴とする。
【００１４】この発明によれば、ブリッジ回路，第１の
スイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶縁
樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積することに
より、さらに基板サイズを小型化することができる。
スイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶縁
樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積することに
より、さらに基板サイズを小型化することができる。
【００１５】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、スイッチング手段をＰＷＭ制御する単相コン
バータ回路において、コアを共有する二つのリアクトル
手段を、それぞれ二つの交流側入力ラインに設けたこと
を特徴とする。
あっては、スイッチング手段をＰＷＭ制御する単相コン
バータ回路において、コアを共有する二つのリアクトル
手段を、それぞれ二つの交流側入力ラインに設けたこと
を特徴とする。
【００１６】この発明によれば、コアを共有する二つの
リアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型のリ
アクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安価
なものとすることができる。
リアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型のリ
アクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安価
なものとすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、この発明にかかる単相コン
バータ回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明
する。なお、この実施の形態により、この発明が限定さ
れるものではない。
バータ回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明
する。なお、この実施の形態により、この発明が限定さ
れるものではない。
【００１８】実施の形態１．この発明の実施の形態１に
かかる単相コンバータ回路として、空気調和機その他の
家電製品に用いられる単相ハーフブリッジ型コンバータ
回路を例に挙げて説明する。図１は、この発明の実施の
形態１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の
構成を示す図である。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、交流電源１に接続されたノイズフィルター
２からの交流電源Ｒライン，Ｓラインのいずれか一方に
設けられたリアクトル３と、４つの整流素子（ダイオー
ド）４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによりノイズフィルター
２，リアクトル３からの交流を全波整流するダイオード
ブリッジ回路４と、出力Ｎとダイオードブリッジ回路４
との間に接続された電流検出用シャント抵抗６と、を備
えている。
かかる単相コンバータ回路として、空気調和機その他の
家電製品に用いられる単相ハーフブリッジ型コンバータ
回路を例に挙げて説明する。図１は、この発明の実施の
形態１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の
構成を示す図である。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、交流電源１に接続されたノイズフィルター
２からの交流電源Ｒライン，Ｓラインのいずれか一方に
設けられたリアクトル３と、４つの整流素子（ダイオー
ド）４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによりノイズフィルター
２，リアクトル３からの交流を全波整流するダイオード
ブリッジ回路４と、出力Ｎとダイオードブリッジ回路４
との間に接続された電流検出用シャント抵抗６と、を備
えている。
【００１９】また、この単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路は、電流検出用シャント抵抗６および電流検出用
シャント抵抗６が接続された側の一方の整流素子４ｃに
並列に、整流素子４ｃと逆極性になるように（整流素子
４ｃとは逆の向きに電流が流れるように）接続された半
導体スイッチング素子５ａと、電流検出用シャント抵抗
６および電流検出用シャント抵抗６が接続された側の他
方の整流素子４ｄに並列に、整流素子４ｄと逆極性にな
るように（整流素子４ｄとは逆の向きに電流が流れるよ
うに）接続された半導体スイッチング素子５ｂと、出力
Ｐと出力Ｎとの間に設けられた容量（平滑コンデンサ）
７と、目標出力電圧８および実出力電圧（出力Ｐの電
圧）を入力し、これらの差分を増幅した出力電圧誤差分
信号を出力する出力電圧誤差増幅器９と、ノイズフィル
ター２以降の交流電圧を入力し、この交流電圧を全波整
流した正弦波基準波形信号を出力する電源同期回路１０
と、を備えている。
タ回路は、電流検出用シャント抵抗６および電流検出用
シャント抵抗６が接続された側の一方の整流素子４ｃに
並列に、整流素子４ｃと逆極性になるように（整流素子
４ｃとは逆の向きに電流が流れるように）接続された半
導体スイッチング素子５ａと、電流検出用シャント抵抗
６および電流検出用シャント抵抗６が接続された側の他
方の整流素子４ｄに並列に、整流素子４ｄと逆極性にな
るように（整流素子４ｄとは逆の向きに電流が流れるよ
うに）接続された半導体スイッチング素子５ｂと、出力
Ｐと出力Ｎとの間に設けられた容量（平滑コンデンサ）
７と、目標出力電圧８および実出力電圧（出力Ｐの電
圧）を入力し、これらの差分を増幅した出力電圧誤差分
信号を出力する出力電圧誤差増幅器９と、ノイズフィル
ター２以降の交流電圧を入力し、この交流電圧を全波整
流した正弦波基準波形信号を出力する電源同期回路１０
と、を備えている。
【００２０】また、この単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路は、出力電圧誤差増幅器９からの出力電圧誤差分
信号および電源同期回路１０からの正弦波基準波形信号
を入力し、これらを乗算した出力電圧誤差増幅信号を出
力する掛算器１１と、電流検出用シャント抵抗６を実電
流が流れることにより発生した実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する電流誤差増幅器１２と、三角波１３および電流誤
差増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これら
を比較してＰＷＭ駆動信号を出力する比較器１４と、比
較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力し、このＰＷＭ駆
動信号に応じて半導体スイッチング素子５ａ，５ｂをス
イッチングする（オン／オフさせる）半導体スイッチン
グ素子ＰＷＭ駆動回路１５と、を備えている。
タ回路は、出力電圧誤差増幅器９からの出力電圧誤差分
信号および電源同期回路１０からの正弦波基準波形信号
を入力し、これらを乗算した出力電圧誤差増幅信号を出
力する掛算器１１と、電流検出用シャント抵抗６を実電
流が流れることにより発生した実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する電流誤差増幅器１２と、三角波１３および電流誤
差増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これら
を比較してＰＷＭ駆動信号を出力する比較器１４と、比
較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力し、このＰＷＭ駆
動信号に応じて半導体スイッチング素子５ａ，５ｂをス
イッチングする（オン／オフさせる）半導体スイッチン
グ素子ＰＷＭ駆動回路１５と、を備えている。
【００２１】リアクトル３は、たとえば、トロイダルコ
イル等のコイルであり、交流電源Ｒライン，Ｓラインの
いずれか一方に設けられる。ダイオードブリッジ回路４
は、出力Ｐ方向に電流を流すように交流電源Ｒラインと
出力Ｐとの間に設けられたダイオード４ａと、出力Ｐ方
向に電流を流すように交流電源Ｓラインと出力Ｐとの間
に設けられたダイオード４ｂと、交流電源方向に電流を
流すように交流電源Ｒラインと電流検出用シャント抵抗
６との間に設けられたダイオード４ｃと、交流電源方向
に電流を流すように交流電源Ｓラインと電流検出用シャ
ント抵抗６との間に設けられたダイオード４ｄと、から
構成される。
イル等のコイルであり、交流電源Ｒライン，Ｓラインの
いずれか一方に設けられる。ダイオードブリッジ回路４
は、出力Ｐ方向に電流を流すように交流電源Ｒラインと
出力Ｐとの間に設けられたダイオード４ａと、出力Ｐ方
向に電流を流すように交流電源Ｓラインと出力Ｐとの間
に設けられたダイオード４ｂと、交流電源方向に電流を
流すように交流電源Ｒラインと電流検出用シャント抵抗
６との間に設けられたダイオード４ｃと、交流電源方向
に電流を流すように交流電源Ｓラインと電流検出用シャ
ント抵抗６との間に設けられたダイオード４ｄと、から
構成される。
【００２２】電流検出用シャント抵抗６は、たとえば１
０ｍΩ程度の抵抗値を持つ極小抵抗であって、ダイオー
ド４ｃ，４ｄのアノードと出力Ｎとの間に設けられる。
この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流ループ
は全て電流検出用シャント抵抗６を通り、単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路への入力電流が電流検出用シャ
ント抵抗６の両端に発生する電圧として検出される。半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、たとえば絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のトランジス
タである。半導体スイッチング素子５ａは、電流検出用
シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接続
された側の一方の整流素子４ｃに並列に、出力Ｎ方向に
電流を流すように接続される。
０ｍΩ程度の抵抗値を持つ極小抵抗であって、ダイオー
ド４ｃ，４ｄのアノードと出力Ｎとの間に設けられる。
この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流ループ
は全て電流検出用シャント抵抗６を通り、単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路への入力電流が電流検出用シャ
ント抵抗６の両端に発生する電圧として検出される。半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、たとえば絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のトランジス
タである。半導体スイッチング素子５ａは、電流検出用
シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接続
された側の一方の整流素子４ｃに並列に、出力Ｎ方向に
電流を流すように接続される。
【００２３】半導体スイッチング素子５ｂは、電流検出
用シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接
続された側の他方の整流素子４ｄに並列に、出力Ｎ方向
に電流を流すように接続される。平滑コンデンサ７は、
出力Ｐと出力Ｎとの間に設けられ、電流を平滑化する。
出力電圧誤差増幅器９は、予め設定された目標出力電圧
８および実出力電圧（出力Ｐの電圧）を入力し、これら
の差分を増幅した出力電圧誤差分信号を出力する。電源
同期回路１０には、ノイズフィルター２以降の交流電圧
を入力し、この交流電圧を全波整流した正弦波基準波形
信号を出力する。
用シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接
続された側の他方の整流素子４ｄに並列に、出力Ｎ方向
に電流を流すように接続される。平滑コンデンサ７は、
出力Ｐと出力Ｎとの間に設けられ、電流を平滑化する。
出力電圧誤差増幅器９は、予め設定された目標出力電圧
８および実出力電圧（出力Ｐの電圧）を入力し、これら
の差分を増幅した出力電圧誤差分信号を出力する。電源
同期回路１０には、ノイズフィルター２以降の交流電圧
を入力し、この交流電圧を全波整流した正弦波基準波形
信号を出力する。
【００２４】掛算器１１は、出力電圧誤差増幅器９から
の出力電圧誤差分信号および電源同期回路１０からの正
弦波基準波形信号を入力し、これらを乗算した出力電圧
誤差増幅信号を出力する。出力電圧誤差増幅信号は、そ
の正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対応したものとな
る。電流誤差増幅器１２は、電流検出用シャント抵抗６
により電圧換算され検出された実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する。
の出力電圧誤差分信号および電源同期回路１０からの正
弦波基準波形信号を入力し、これらを乗算した出力電圧
誤差増幅信号を出力する。出力電圧誤差増幅信号は、そ
の正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対応したものとな
る。電流誤差増幅器１２は、電流検出用シャント抵抗６
により電圧換算され検出された実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する。
【００２５】比較器１４は、三角波１３および電流誤差
増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これらを
比較して、たとえばキャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ
駆動信号を出力する。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆
動回路１５は、比較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力
し、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂをスイッチングする（オン／オフさせ
る）。なお、ノイズフィルター２については当業者に周
知の技術であるので、ここではその説明を省略する。な
お、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４および半導体ス
イッチング素子ＰＷＭ駆動回路１５は、この発明の制御
手段に対応する。
増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これらを
比較して、たとえばキャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ
駆動信号を出力する。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆
動回路１５は、比較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力
し、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂをスイッチングする（オン／オフさせ
る）。なお、ノイズフィルター２については当業者に周
知の技術であるので、ここではその説明を省略する。な
お、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４および半導体ス
イッチング素子ＰＷＭ駆動回路１５は、この発明の制御
手段に対応する。
【００２６】以上の構成において、実施の形態１の動作
について図面を参照して説明する。図２は、実施の形態
１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の動作
を説明するための説明図である。この単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路においては、まず、実出力電圧と目
標出力電圧８との差分を増幅した電圧誤差分信号が生成
され、また、ノイズフィルター２以降の交流電圧を全波
整流した正弦波基準波形信号が生成される。これらの信
号は掛け合わされ、正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対
応した出力電圧誤差増幅信号が生成される。
について図面を参照して説明する。図２は、実施の形態
１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の動作
を説明するための説明図である。この単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路においては、まず、実出力電圧と目
標出力電圧８との差分を増幅した電圧誤差分信号が生成
され、また、ノイズフィルター２以降の交流電圧を全波
整流した正弦波基準波形信号が生成される。これらの信
号は掛け合わされ、正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対
応した出力電圧誤差増幅信号が生成される。
【００２７】この出力電圧誤差増幅信号は、電流検出用
シャント抵抗６により電圧換算され検出された実電流信
号と比較され、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅
信号が生成される。この電流誤差増幅信号は三角波１３
と比較され、キャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ駆動信
号が生成される。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回
路１５は、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂをスイッチングする。これにより、
半導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、力率がほぼ１と
なるように、また、実出力電圧が目標出力電圧８となる
ように、同時にＰＷＭスイッチングされる。
シャント抵抗６により電圧換算され検出された実電流信
号と比較され、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅
信号が生成される。この電流誤差増幅信号は三角波１３
と比較され、キャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ駆動信
号が生成される。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回
路１５は、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂをスイッチングする。これにより、
半導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、力率がほぼ１と
なるように、また、実出力電圧が目標出力電圧８となる
ように、同時にＰＷＭスイッチングされる。
【００２８】図３は、実施の形態１にかかる、交流電源
電圧が正の場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の入力電流の流れを説明するための説明図であり、図４
は、実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の場合の
単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の入力電流の流れ
を説明するための説明図である。交流電源電圧が正で半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズ
フィルター２の交流電源Ｒラインからリアクトル３，半
導体スイッチング素子５ａ，電流検出用シャント抵抗６
およびダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流
電源Ｓラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクト
ル３にエネルギーが蓄えられる。
電圧が正の場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の入力電流の流れを説明するための説明図であり、図４
は、実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の場合の
単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の入力電流の流れ
を説明するための説明図である。交流電源電圧が正で半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズ
フィルター２の交流電源Ｒラインからリアクトル３，半
導体スイッチング素子５ａ，電流検出用シャント抵抗６
およびダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流
電源Ｓラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクト
ル３にエネルギーが蓄えられる。
【００２９】また、交流電源電圧が正で半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｒラインからリアクトル３，ダイオード４
ａ，平滑コンデンサ７，電流検出用シャント抵抗６およ
びダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流電源
Ｓラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７
が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエ
ネルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電
圧の昇圧が行われる。また、交流電源電圧が負で半導体
スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズフィ
ルター２の交流電源Ｓラインから半導体スイッチング素
子５ｂ，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃお
よびリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源
Ｒラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクトル３
にエネルギーが蓄えられる。
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｒラインからリアクトル３，ダイオード４
ａ，平滑コンデンサ７，電流検出用シャント抵抗６およ
びダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流電源
Ｓラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７
が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエ
ネルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電
圧の昇圧が行われる。また、交流電源電圧が負で半導体
スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズフィ
ルター２の交流電源Ｓラインから半導体スイッチング素
子５ｂ，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃお
よびリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源
Ｒラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクトル３
にエネルギーが蓄えられる。
【００３０】また、交流電源電圧が負で半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｓラインからダイオード４ｂ，平滑コンデン
サ７，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃおよ
びリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源Ｒ
ラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７が
充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネ
ルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電圧
の昇圧が行われる。この動作が繰り返され、平均電流が
正弦波となり、力率改善，高調波抑制が行われる。ま
た、どの電流ループにおいても電流検出用シャント抵抗
６に電流が流れることとなるため、実電流に応じた電圧
降下が電流検出用シャント抵抗６で発生する。
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｓラインからダイオード４ｂ，平滑コンデン
サ７，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃおよ
びリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源Ｒ
ラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７が
充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネ
ルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電圧
の昇圧が行われる。この動作が繰り返され、平均電流が
正弦波となり、力率改善，高調波抑制が行われる。ま
た、どの電流ループにおいても電流検出用シャント抵抗
６に電流が流れることとなるため、実電流に応じた電圧
降下が電流検出用シャント抵抗６で発生する。
【００３１】前述したように、実施の形態１によれば、
電流検出用シャント抵抗６が、ダイオードブリッジ回路
４と出力Ｎとの間に設けられ、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出用シャント抵抗６により電流検出を行い、この検
出結果を制御パラメータの一つとして半導体スイッチン
グ素子５ａ，５ｂを制御し、力率改善，電源高調波抑
制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる。この単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機そ
の他の狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなけ
ればならない家電製品等に適用する場合に有効となる。
電流検出用シャント抵抗６が、ダイオードブリッジ回路
４と出力Ｎとの間に設けられ、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出用シャント抵抗６により電流検出を行い、この検
出結果を制御パラメータの一つとして半導体スイッチン
グ素子５ａ，５ｂを制御し、力率改善，電源高調波抑
制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる。この単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機そ
の他の狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなけ
ればならない家電製品等に適用する場合に有効となる。
【００３２】実施の形態２．この発明にかかる実施の形
態２は、実施の形態１において、交流電源Ｒライン，Ｓ
ラインの両方にリアクトルを設け、コモン系ノイズを除
去するようにしたものである。図５は、この発明の実施
の形態２にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の構成を示す図である。なお、基本的な構成は実施の形
態１と同様につき、図１と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、実施の形態１のリアクトル３に代えて、交
流電源Ｒライン，Ｓラインの両方にリアクトル３ａ，３
ｂを備えている。また、実施の形態１のノイズフィルタ
ー２に代えて、より簡易な構成であって小型で安価なノ
イズフィルター２ａが設けられている。
態２は、実施の形態１において、交流電源Ｒライン，Ｓ
ラインの両方にリアクトルを設け、コモン系ノイズを除
去するようにしたものである。図５は、この発明の実施
の形態２にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の構成を示す図である。なお、基本的な構成は実施の形
態１と同様につき、図１と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、実施の形態１のリアクトル３に代えて、交
流電源Ｒライン，Ｓラインの両方にリアクトル３ａ，３
ｂを備えている。また、実施の形態１のノイズフィルタ
ー２に代えて、より簡易な構成であって小型で安価なノ
イズフィルター２ａが設けられている。
【００３３】図６は、図５に示した実施の形態２にかか
るリアクトル３ａ，３ｂの構成を示す図である。このリ
アクトル３ａ，３ｂは、それぞれ比透磁率が高いコアに
同数の銅線が巻かれた構造であり、リアクトル３ａ，３
ｂに流れる最大電流以上まで磁気飽和せず、リアクタン
スが著しく低下しない仕様となっている。また、３０Ｍ
Ｈｚ程度までのノイズ減衰特性を持ち（空気調和機の雑
音端子電圧の法的な規制周波数範囲までのノイズ低減特
性を持ち）、エネルギーを蓄積，供給する機能の他、ノ
イズの流出を妨げる機能を持つ。これにより、ノイズフ
ィルター２ａを低コスト化，小型化することができる。
るリアクトル３ａ，３ｂの構成を示す図である。このリ
アクトル３ａ，３ｂは、それぞれ比透磁率が高いコアに
同数の銅線が巻かれた構造であり、リアクトル３ａ，３
ｂに流れる最大電流以上まで磁気飽和せず、リアクタン
スが著しく低下しない仕様となっている。また、３０Ｍ
Ｈｚ程度までのノイズ減衰特性を持ち（空気調和機の雑
音端子電圧の法的な規制周波数範囲までのノイズ低減特
性を持ち）、エネルギーを蓄積，供給する機能の他、ノ
イズの流出を妨げる機能を持つ。これにより、ノイズフ
ィルター２ａを低コスト化，小型化することができる。
【００３４】以上の構成において、実施の形態２の動作
について説明する。実施の形態２の動作において、半導
体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのときは、単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路に短絡電流が流れ、リア
クトル３ａ，３ｂにエネルギーが蓄えられる。一方、半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオフのときは、リア
クトル３ａ，３ｂに蓄えられたエネルギーが平滑コンデ
ンサ７側に出力されるという動作を繰り返すことにより
直流出力電圧の昇圧，力率改善，高調波抑制等が行われ
る。また、この動作と同時に、リアクトル３ａ，３ｂに
よりコモン系ノイズの除去が行われる。なお、その他の
動作については実施の形態１と同様につき、その説明を
省略する。
について説明する。実施の形態２の動作において、半導
体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのときは、単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路に短絡電流が流れ、リア
クトル３ａ，３ｂにエネルギーが蓄えられる。一方、半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオフのときは、リア
クトル３ａ，３ｂに蓄えられたエネルギーが平滑コンデ
ンサ７側に出力されるという動作を繰り返すことにより
直流出力電圧の昇圧，力率改善，高調波抑制等が行われ
る。また、この動作と同時に、リアクトル３ａ，３ｂに
よりコモン系ノイズの除去が行われる。なお、その他の
動作については実施の形態１と同様につき、その説明を
省略する。
【００３５】前述したように、実施の形態２によれば、
ノイズフィルター２ａからの交流電源Ｒライン，Ｓライ
ンの両方にリアクトル３ａ，３ｂが設けられているた
め、ノイズフィルター２ａを小型で安価なものとするこ
とができるので、さらに、基板サイズを小型化し、ま
た、コストを低減することができる。この単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機その他の
狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなければな
らない家電製品等に適用する場合に有効となる。
ノイズフィルター２ａからの交流電源Ｒライン，Ｓライ
ンの両方にリアクトル３ａ，３ｂが設けられているた
め、ノイズフィルター２ａを小型で安価なものとするこ
とができるので、さらに、基板サイズを小型化し、ま
た、コストを低減することができる。この単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機その他の
狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなければな
らない家電製品等に適用する場合に有効となる。
【００３６】ここで、さらに、二つのリアクトルのコア
を共有化するようにしてもよい。図７は、実施の形態２
にかかる他のリアクトルの構成を示す図である。この例
では、リアクトル３ａ，３ｂに代え、同一のコアにそれ
ぞれ同数の銅線を巻いた構造を有するリアクトル３ｃ，
３ｄが設けられている。すなわち、この例では、比透磁
率の高いループ状のコアに、リアクトル３ｃ，３ｄそれ
ぞれの磁束が加わり合う和動接続となるように同数の銅
線を巻いている。
を共有化するようにしてもよい。図７は、実施の形態２
にかかる他のリアクトルの構成を示す図である。この例
では、リアクトル３ａ，３ｂに代え、同一のコアにそれ
ぞれ同数の銅線を巻いた構造を有するリアクトル３ｃ，
３ｄが設けられている。すなわち、この例では、比透磁
率の高いループ状のコアに、リアクトル３ｃ，３ｄそれ
ぞれの磁束が加わり合う和動接続となるように同数の銅
線を巻いている。
【００３７】このように、二つのリアクトル３ｃ，３ｄ
がコアを共有することにより、共有のコアを一つ設けれ
ばよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つのリア
クトル３ａ，３ｂを設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できるため、リアクトル３ｃ，３ｄを小型化でき、さら
に基板サイズを小型化することができる。このようなコ
アを共有するリアクトル３ｃ，３ｄを用いる構成は、図
８に示すように電流検出用シャント抵抗６を設けず、従
来例のようにＣＴを用いる場合にも適用することがで
き、ノイズフィルター２ａの小型化，コスト低減、リア
クトル３ｃ，３ｄの小型化を行うことができる。
がコアを共有することにより、共有のコアを一つ設けれ
ばよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つのリア
クトル３ａ，３ｂを設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できるため、リアクトル３ｃ，３ｄを小型化でき、さら
に基板サイズを小型化することができる。このようなコ
アを共有するリアクトル３ｃ，３ｄを用いる構成は、図
８に示すように電流検出用シャント抵抗６を設けず、従
来例のようにＣＴを用いる場合にも適用することがで
き、ノイズフィルター２ａの小型化，コスト低減、リア
クトル３ｃ，３ｄの小型化を行うことができる。
【００３８】実施の形態３．この発明にかかる実施の形
態３は、実施の形態１または実施の形態２において、単
相ハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部
を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積し
たものである。図９は、この発明の実施の形態３にかか
る単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図
である。なお、基本的な構成は実施の形態１，実施の形
態２と同様につき、図５と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。
態３は、実施の形態１または実施の形態２において、単
相ハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部
を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積し
たものである。図９は、この発明の実施の形態３にかか
る単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図
である。なお、基本的な構成は実施の形態１，実施の形
態２と同様につき、図５と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。
【００３９】この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
は、実施の形態１，実施の形態２の単相ハーフブリッジ
型コンバータ回路において、大電流が流れる電子部品で
あるダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、薄膜
配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレーム４３で接
続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つ
のモジュール４２としたものである。このモジュール４
２は、基板取り付け端子４１ａ〜４１ｇを介して回路基
板に取り付けられる。なお、実施の形態３の動作につい
ては実施の形態１，実施の形態２の動作と同様につき、
その説明を省略する。
は、実施の形態１，実施の形態２の単相ハーフブリッジ
型コンバータ回路において、大電流が流れる電子部品で
あるダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、薄膜
配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレーム４３で接
続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つ
のモジュール４２としたものである。このモジュール４
２は、基板取り付け端子４１ａ〜４１ｇを介して回路基
板に取り付けられる。なお、実施の形態３の動作につい
ては実施の形態１，実施の形態２の動作と同様につき、
その説明を省略する。
【００４０】前述したように、実施の形態３によれば、
ダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、絶縁樹脂
でモールドし、集積化して一つのモジュール４２とする
ことにより、薄膜配線基板上にこれらを構成した場合に
比べ、さらに基板サイズを小型化することができる。特
に空気調和機などの家電製品のようにＡＣ１００〜２４
０Ｖ，２０Ａ，ＤＣ４００Ｖ程度の高電圧大電流を使用
し、狭いスペースに電気品を収納しなければならない製
品に有効に利用できる。ＡＣ１００〜２４０Ｖ，２０
Ａ，ＤＣ４００Ｖ対応の薄膜配線は広いパターン幅，沿
面，空間距離が必要であるが、モジュール化することに
よりこれらの制約がなくなり、小型化が可能となる。
ダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、絶縁樹脂
でモールドし、集積化して一つのモジュール４２とする
ことにより、薄膜配線基板上にこれらを構成した場合に
比べ、さらに基板サイズを小型化することができる。特
に空気調和機などの家電製品のようにＡＣ１００〜２４
０Ｖ，２０Ａ，ＤＣ４００Ｖ程度の高電圧大電流を使用
し、狭いスペースに電気品を収納しなければならない製
品に有効に利用できる。ＡＣ１００〜２４０Ｖ，２０
Ａ，ＤＣ４００Ｖ対応の薄膜配線は広いパターン幅，沿
面，空間距離が必要であるが、モジュール化することに
よりこれらの制約がなくなり、小型化が可能となる。
【００４１】また、回路ループ面積、配線長が小さくな
るため、配線インダクタンスに起因する放射ノイズおよ
びこの放射ノイズによる誤動作を抑制することが可能と
なる。また、電流検出用シャント抵抗６をモジュール内
に取り込まずに外付けし、電流検出用シャント抵抗６の
抵抗値を変更することにより電流検出レベルの設定を容
易に行うことができるようにすることも可能である。ま
た、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４，半導体スイッ
チング素子ＰＷＭ駆動回路１５等の制御回路もモジュー
ル内におさめ、さらに小型化することもできる。
るため、配線インダクタンスに起因する放射ノイズおよ
びこの放射ノイズによる誤動作を抑制することが可能と
なる。また、電流検出用シャント抵抗６をモジュール内
に取り込まずに外付けし、電流検出用シャント抵抗６の
抵抗値を変更することにより電流検出レベルの設定を容
易に行うことができるようにすることも可能である。ま
た、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４，半導体スイッ
チング素子ＰＷＭ駆動回路１５等の制御回路もモジュー
ル内におさめ、さらに小型化することもできる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明によれ
ば、抵抗手段が、ブリッジ回路と負側の出力端子との間
に設けられ、制御手段が、カレントトランス（ＣＴ）に
より電流検出を行うのではなく、小型で安価な抵抗手段
により電流検出を行い、この検出結果を制御パラメータ
の一つとしてスイッチング手段を制御し、力率改善，電
源高調波抑制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズ
を小型化し、また、コストを低減することができる、と
いう効果を奏する。
ば、抵抗手段が、ブリッジ回路と負側の出力端子との間
に設けられ、制御手段が、カレントトランス（ＣＴ）に
より電流検出を行うのではなく、小型で安価な抵抗手段
により電流検出を行い、この検出結果を制御パラメータ
の一つとしてスイッチング手段を制御し、力率改善，電
源高調波抑制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズ
を小型化し、また、コストを低減することができる、と
いう効果を奏する。
【００４３】つぎの発明によれば、二つの交流側入力ラ
インにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモ
ン系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型
で安価なものとすることができるので、さらに、基板サ
イズを小型化し、また、コストを低減することができ
る、という効果を奏する。
インにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモ
ン系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型
で安価なものとすることができるので、さらに、基板サ
イズを小型化し、また、コストを低減することができ
る、という効果を奏する。
【００４４】つぎの発明によれば、二つのリアクトル手
段が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一
つ設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二
つのリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイ
ンダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすこと
ができるため、リアクトル手段を小型化でき、さらに基
板サイズを小型化することができる、という効果を奏す
る。
段が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一
つ設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二
つのリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイ
ンダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすこと
ができるため、リアクトル手段を小型化でき、さらに基
板サイズを小型化することができる、という効果を奏す
る。
【００４５】つぎの発明によれば、ブリッジ回路，第１
のスイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶
縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積するた
め、さらに基板サイズを小型化することができる、とい
う効果を奏する。
のスイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶
縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積するた
め、さらに基板サイズを小型化することができる、とい
う効果を奏する。
【００４６】つぎの発明によれば、コアを共有する二つ
のリアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞ
れ設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型の
リアクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安
価なものとすることができるので、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる、という効果
を奏する。
のリアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞ
れ設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型の
リアクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安
価なものとすることができるので、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる、という効果
を奏する。
【図１】 この発明の実施の形態１にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１にかかる単相ハーフブリッジ型
コンバータ回路の動作を説明するための説明図である。
コンバータ回路の動作を説明するための説明図である。
【図３】 実施の形態１にかかる、交流電源電圧が正の
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
【図４】 実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態２にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図６】 図５に示した実施の形態２にかかるリアクト
ルの構成を示す図である。
ルの構成を示す図である。
【図７】 実施の形態２にかかる他のリアクトルの構成
を示す図である。
を示す図である。
【図８】 実施の形態２にかかる他の単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態３にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図１０】 従来における単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路の構成を示す図である。
ータ回路の構成を示す図である。
１，５１ 交流電源、２，２ａ，５２ ノイズフィルタ
ー、３，３ａ〜３ｄ，５３ リアクトル、４ ダイオー
ドブリッジ回路、４ａ〜４ｄ，５４ａ〜５４ｄ整流素
子、５ａ，５ｂ，５５ａ，５５ｂ 半導体スイッチング
素子、６ 電流検出用シャント抵抗、７，５７ 容量、
８，５８ 目標出力電圧、９，５９ 出力電圧誤差増幅
器、１０，６０ 電源同期回路、１１，６１ 掛算器、
１２，６２ 電流誤差増幅器、１３，６３ 三角波、１
４，６４ 比較器、１５，６５半導体スイッチング素子
ＰＷＭ駆動回路、４１ａ〜４１ｇ 基板取り付け端子、
４２ モジュール、４３ リードフレーム、５６ カレ
ントトランス。
ー、３，３ａ〜３ｄ，５３ リアクトル、４ ダイオー
ドブリッジ回路、４ａ〜４ｄ，５４ａ〜５４ｄ整流素
子、５ａ，５ｂ，５５ａ，５５ｂ 半導体スイッチング
素子、６ 電流検出用シャント抵抗、７，５７ 容量、
８，５８ 目標出力電圧、９，５９ 出力電圧誤差増幅
器、１０，６０ 電源同期回路、１１，６１ 掛算器、
１２，６２ 電流誤差増幅器、１３，６３ 三角波、１
４，６４ 比較器、１５，６５半導体スイッチング素子
ＰＷＭ駆動回路、４１ａ〜４１ｇ 基板取り付け端子、
４２ モジュール、４３ リードフレーム、５６ カレ
ントトランス。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１２月１３日（２０００．１２．
１３）
１３）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 単相コンバータ回路
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流直流変換を
行う単相コンバータ回路に関し、特に、半導体スイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、力率改善，電源
高調波抑制，直流電圧調整等を行う単相コンバータ回路
に関するものである。
行う単相コンバータ回路に関し、特に、半導体スイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、力率改善，電源
高調波抑制，直流電圧調整等を行う単相コンバータ回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の単相コンバータとして、たとえ
ば、特開平１０−３３７０３４号公報に開示された「正
弦波入力単相整流回路」や、実開昭６４−５０６８６号
公報に開示された「整流回路」や、特開平２−２３７４
６９号公報に開示された「ＰＷＭ制御による電源装置」
等の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路がある。図１
０は、このような従来の単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路の構成を示す図である。このハーフブリッジ型コ
ンバータは、４個のダイオード５４ａ〜５４ｄをブリッ
ジ接続したコンデンサ入力整流回路の交流側入力ライン
の片側にリアクトル５３を接続し、ダイオード５４ｃ，
５４ｄと並列かつ逆極性に半導体スイッチング素子５５
ａ，５５ｂを設けたものである。
ば、特開平１０−３３７０３４号公報に開示された「正
弦波入力単相整流回路」や、実開昭６４−５０６８６号
公報に開示された「整流回路」や、特開平２−２３７４
６９号公報に開示された「ＰＷＭ制御による電源装置」
等の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路がある。図１
０は、このような従来の単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路の構成を示す図である。このハーフブリッジ型コ
ンバータは、４個のダイオード５４ａ〜５４ｄをブリッ
ジ接続したコンデンサ入力整流回路の交流側入力ライン
の片側にリアクトル５３を接続し、ダイオード５４ｃ，
５４ｄと並列かつ逆極性に半導体スイッチング素子５５
ａ，５５ｂを設けたものである。
【０００３】そして、交流電源５１からノイズフィルタ
５２を介して入力される交流を直流に変換する。ここ
で、カレントトランス（ＣＴ）５６，目標出力電圧５
８，出力電圧誤差増幅器５９，電源同期回路６０，掛算
器６１，電流誤差増幅器６２，三角波６３，比較器６４
および半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回路６５によ
り、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行
う。半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動するときの制御パラメータの一つである入力電流の検
出は、交流側入力ラインに設けられたＣＴ５６によって
行っている。
５２を介して入力される交流を直流に変換する。ここ
で、カレントトランス（ＣＴ）５６，目標出力電圧５
８，出力電圧誤差増幅器５９，電源同期回路６０，掛算
器６１，電流誤差増幅器６２，三角波６３，比較器６４
および半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回路６５によ
り、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動し、力率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行
う。半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂをＰＷＭ駆
動するときの制御パラメータの一つである入力電流の検
出は、交流側入力ラインに設けられたＣＴ５６によって
行っている。
【０００４】この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
においては、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂの
スイッチングスピードが速く、電圧電流変化が急とな
り、また、リアクトル５３の小型化のため、キャリア周
波数２０ｋＨｚ以上の高周波キャリアでＰＷＭスイッチ
ングさせている。このような高ｄｖ／ｄｔや配線インピ
ーダンスの影響により、数百ｋＨｚ〜百数十ＭＨｚ程度
のコモン系ノイズ等が発生し、他機器に悪影響を及ぼす
おそれがある。空気調和機等の家電製品に応用する場合
は、雑音端子電圧などのコモン系のノイズに法的規制が
あり、所定の基準内に抑える必要がある。このため、従
来の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路では、大型の
ノイズフィルター５２を備え、コモン系のノイズを抑え
ている。
においては、半導体スイッチング素子５５ａ，５５ｂの
スイッチングスピードが速く、電圧電流変化が急とな
り、また、リアクトル５３の小型化のため、キャリア周
波数２０ｋＨｚ以上の高周波キャリアでＰＷＭスイッチ
ングさせている。このような高ｄｖ／ｄｔや配線インピ
ーダンスの影響により、数百ｋＨｚ〜百数十ＭＨｚ程度
のコモン系ノイズ等が発生し、他機器に悪影響を及ぼす
おそれがある。空気調和機等の家電製品に応用する場合
は、雑音端子電圧などのコモン系のノイズに法的規制が
あり、所定の基準内に抑える必要がある。このため、従
来の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路では、大型の
ノイズフィルター５２を備え、コモン系のノイズを抑え
ている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術によれば、コストが高く、筐体サイズが大きい
うえ、広い配線パターンが必要となる主電源部に実装す
るＣＴ５６により入力電流の検出を行うため、単相コン
バータ回路を応用する装置の基板サイズの小型化が求め
られる場合でも、基板サイズが小型化できず、また、コ
ストが上昇するという問題点があった。また、コモン系
ノイズを抑えるためにコストが高い大型のノイズフィル
ターを用いるため、基板サイズが小型化できず、また、
コストが上昇するという問題点があった。
来の技術によれば、コストが高く、筐体サイズが大きい
うえ、広い配線パターンが必要となる主電源部に実装す
るＣＴ５６により入力電流の検出を行うため、単相コン
バータ回路を応用する装置の基板サイズの小型化が求め
られる場合でも、基板サイズが小型化できず、また、コ
ストが上昇するという問題点があった。また、コモン系
ノイズを抑えるためにコストが高い大型のノイズフィル
ターを用いるため、基板サイズが小型化できず、また、
コストが上昇するという問題点があった。
【０００６】この発明は、上記に鑑みてなされたもので
あって、基板サイズを小型化し、また、コストを低減す
ることが可能な単相コンバータ回路を得ることを目的と
する。
あって、基板サイズを小型化し、また、コストを低減す
ることが可能な単相コンバータ回路を得ることを目的と
する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、この発明にかかる単相コンバー
タ回路にあっては、４つの整流手段を接続したブリッジ
回路と、前記ブリッジ回路と負側の出力端子との間に設
けられた電流検出手段と、前記電流検出手段および前記
電流検出手段が接続された側の一方の整流手段に並列に
接続された第１のスイッチング手段と、前記電流検出手
段および前記電流検出手段が接続された側の他方の整流
手段に並列に接続された第２のスイッチング手段と、前
記電流検出手段により電流検出を行って前記スイッチン
グ手段を制御する制御手段と、を具備することを特徴と
する。
目的を達成するために、この発明にかかる単相コンバー
タ回路にあっては、４つの整流手段を接続したブリッジ
回路と、前記ブリッジ回路と負側の出力端子との間に設
けられた電流検出手段と、前記電流検出手段および前記
電流検出手段が接続された側の一方の整流手段に並列に
接続された第１のスイッチング手段と、前記電流検出手
段および前記電流検出手段が接続された側の他方の整流
手段に並列に接続された第２のスイッチング手段と、前
記電流検出手段により電流検出を行って前記スイッチン
グ手段を制御する制御手段と、を具備することを特徴と
する。
【０００８】この発明によれば、電流検出手段が、ブリ
ッジ回路と負側の出力端子との間に設けられ、制御手段
が、カレントトランス（ＣＴ）により電流検出を行うの
ではなく、小型で安価な電流検出手段により電流検出を
行い、この検出結果を制御パラメータの一つとしてスイ
ッチング手段を制御し、力率改善，電源高調波抑制，直
流電圧調整等を行う。
ッジ回路と負側の出力端子との間に設けられ、制御手段
が、カレントトランス（ＣＴ）により電流検出を行うの
ではなく、小型で安価な電流検出手段により電流検出を
行い、この検出結果を制御パラメータの一つとしてスイ
ッチング手段を制御し、力率改善，電源高調波抑制，直
流電圧調整等を行う。
【０００９】つぎの発明にかかる単層単相コンバータ回
路にあっては、前記第１のスイッチング手段および第２
のスイッチング手段の二つのスイッチング手段を同時に
スイッチングさせることを特徴とする。
路にあっては、前記第１のスイッチング手段および第２
のスイッチング手段の二つのスイッチング手段を同時に
スイッチングさせることを特徴とする。
【００１０】この発明によれば、二つのスイッチング手
段を同時にスイッチングさせることにより、力率がほぼ
１となり、さらに、実出力電圧が目標出力電圧となる。
段を同時にスイッチングさせることにより、力率がほぼ
１となり、さらに、実出力電圧が目標出力電圧となる。
【００１１】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、さらに、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられた二つのリアクトル手段を具備することを特徴
とする。
あっては、さらに、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられた二つのリアクトル手段を具備することを特徴
とする。
【００１２】この発明によれば、二つの交流側入力ライ
ンにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモン
系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型で
安価なものとすることができる。
ンにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモン
系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型で
安価なものとすることができる。
【００１３】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、前記二つのリアクトル手段が互いにコアを共
有することを特徴とする。
あっては、前記二つのリアクトル手段が互いにコアを共
有することを特徴とする。
【００１４】この発明によれば、二つのリアクトル手段
が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一つ
設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つ
のリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できる。
が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一つ
設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つ
のリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できる。
【００１５】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、前記ブリッジ回路，第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段を絶縁樹脂でモールド
し、一つのモジュールに集積したことを特徴とする。
あっては、前記ブリッジ回路，第１のスイッチング手段
および第２のスイッチング手段を絶縁樹脂でモールド
し、一つのモジュールに集積したことを特徴とする。
【００１６】この発明によれば、ブリッジ回路，第１の
スイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶縁
樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積することに
より、さらに基板サイズを小型化することができる。
スイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶縁
樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積することに
より、さらに基板サイズを小型化することができる。
【００１７】つぎの発明にかかる単相コンバータ回路に
あっては、スイッチング手段をＰＷＭ制御する単相コン
バータ回路において、コアを共有する二つのリアクトル
手段を、それぞれ二つの交流側入力ラインに設けたこと
を特徴とする。
あっては、スイッチング手段をＰＷＭ制御する単相コン
バータ回路において、コアを共有する二つのリアクトル
手段を、それぞれ二つの交流側入力ラインに設けたこと
を特徴とする。
【００１８】この発明によれば、コアを共有する二つの
リアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型のリ
アクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安価
なものとすることができる。
リアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞれ
設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型のリ
アクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安価
なものとすることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、この発明にかかる単相コン
バータ回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明
する。なお、この実施の形態により、この発明が限定さ
れるものではない。
バータ回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明
する。なお、この実施の形態により、この発明が限定さ
れるものではない。
【００２０】実施の形態１．この発明の実施の形態１に
かかる単相コンバータ回路として、空気調和機その他の
家電製品に用いられる単相ハーフブリッジ型コンバータ
回路を例に挙げて説明する。図１は、この発明の実施の
形態１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の
構成を示す図である。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、交流電源１に接続されたノイズフィルター
２からの交流電源Ｒライン，Ｓラインのいずれか一方に
設けられたリアクトル３と、４つの整流素子（ダイオー
ド）４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによりノイズフィルター
２，リアクトル３からの交流を全波整流するダイオード
ブリッジ回路４と、出力Ｎとダイオードブリッジ回路４
との間に接続された電流検出用シャント抵抗６と、を備
えている。
かかる単相コンバータ回路として、空気調和機その他の
家電製品に用いられる単相ハーフブリッジ型コンバータ
回路を例に挙げて説明する。図１は、この発明の実施の
形態１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の
構成を示す図である。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、交流電源１に接続されたノイズフィルター
２からの交流電源Ｒライン，Ｓラインのいずれか一方に
設けられたリアクトル３と、４つの整流素子（ダイオー
ド）４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによりノイズフィルター
２，リアクトル３からの交流を全波整流するダイオード
ブリッジ回路４と、出力Ｎとダイオードブリッジ回路４
との間に接続された電流検出用シャント抵抗６と、を備
えている。
【００２１】また、この単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路は、電流検出用シャント抵抗６および電流検出用
シャント抵抗６が接続された側の一方の整流素子４ｃに
並列に、整流素子４ｃと逆極性になるように（整流素子
４ｃとは逆の向きに電流が流れるように）接続された半
導体スイッチング素子５ａと、電流検出用シャント抵抗
６および電流検出用シャント抵抗６が接続された側の他
方の整流素子４ｄに並列に、整流素子４ｄと逆極性にな
るように（整流素子４ｄとは逆の向きに電流が流れるよ
うに）接続された半導体スイッチング素子５ｂと、出力
Ｐと出力Ｎとの間に設けられた容量（平滑コンデンサ）
７と、目標出力電圧８および実出力電圧（出力Ｐの電
圧）を入力し、これらの差分を増幅した出力電圧誤差分
信号を出力する出力電圧誤差増幅器９と、ノイズフィル
ター２以降の交流電圧を入力し、この交流電圧を全波整
流した正弦波基準波形信号を出力する電源同期回路１０
と、を備えている。
タ回路は、電流検出用シャント抵抗６および電流検出用
シャント抵抗６が接続された側の一方の整流素子４ｃに
並列に、整流素子４ｃと逆極性になるように（整流素子
４ｃとは逆の向きに電流が流れるように）接続された半
導体スイッチング素子５ａと、電流検出用シャント抵抗
６および電流検出用シャント抵抗６が接続された側の他
方の整流素子４ｄに並列に、整流素子４ｄと逆極性にな
るように（整流素子４ｄとは逆の向きに電流が流れるよ
うに）接続された半導体スイッチング素子５ｂと、出力
Ｐと出力Ｎとの間に設けられた容量（平滑コンデンサ）
７と、目標出力電圧８および実出力電圧（出力Ｐの電
圧）を入力し、これらの差分を増幅した出力電圧誤差分
信号を出力する出力電圧誤差増幅器９と、ノイズフィル
ター２以降の交流電圧を入力し、この交流電圧を全波整
流した正弦波基準波形信号を出力する電源同期回路１０
と、を備えている。
【００２２】また、この単相ハーフブリッジ型コンバー
タ回路は、出力電圧誤差増幅器９からの出力電圧誤差分
信号および電源同期回路１０からの正弦波基準波形信号
を入力し、これらを乗算した出力電圧誤差増幅信号を出
力する掛算器１１と、電流検出用シャント抵抗６を実電
流が流れることにより発生した実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する電流誤差増幅器１２と、三角波１３および電流誤
差増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これら
を比較してＰＷＭ駆動信号を出力する比較器１４と、比
較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力し、このＰＷＭ駆
動信号に応じて半導体スイッチング素子５ａ，５ｂをス
イッチングする（オン／オフさせる）半導体スイッチン
グ素子ＰＷＭ駆動回路１５と、を備えている。
タ回路は、出力電圧誤差増幅器９からの出力電圧誤差分
信号および電源同期回路１０からの正弦波基準波形信号
を入力し、これらを乗算した出力電圧誤差増幅信号を出
力する掛算器１１と、電流検出用シャント抵抗６を実電
流が流れることにより発生した実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する電流誤差増幅器１２と、三角波１３および電流誤
差増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これら
を比較してＰＷＭ駆動信号を出力する比較器１４と、比
較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力し、このＰＷＭ駆
動信号に応じて半導体スイッチング素子５ａ，５ｂをス
イッチングする（オン／オフさせる）半導体スイッチン
グ素子ＰＷＭ駆動回路１５と、を備えている。
【００２３】リアクトル３は、たとえば、トロイダルコ
イル等のコイルであり、交流電源Ｒライン，Ｓラインの
いずれか一方に設けられる。ダイオードブリッジ回路４
は、出力Ｐ方向に電流を流すように交流電源Ｒラインと
出力Ｐとの間に設けられたダイオード４ａと、出力Ｐ方
向に電流を流すように交流電源Ｓラインと出力Ｐとの間
に設けられたダイオード４ｂと、交流電源方向に電流を
流すように交流電源Ｒラインと電流検出用シャント抵抗
６との間に設けられたダイオード４ｃと、交流電源方向
に電流を流すように交流電源Ｓラインと電流検出用シャ
ント抵抗６との間に設けられたダイオード４ｄと、から
構成される。
イル等のコイルであり、交流電源Ｒライン，Ｓラインの
いずれか一方に設けられる。ダイオードブリッジ回路４
は、出力Ｐ方向に電流を流すように交流電源Ｒラインと
出力Ｐとの間に設けられたダイオード４ａと、出力Ｐ方
向に電流を流すように交流電源Ｓラインと出力Ｐとの間
に設けられたダイオード４ｂと、交流電源方向に電流を
流すように交流電源Ｒラインと電流検出用シャント抵抗
６との間に設けられたダイオード４ｃと、交流電源方向
に電流を流すように交流電源Ｓラインと電流検出用シャ
ント抵抗６との間に設けられたダイオード４ｄと、から
構成される。
【００２４】電流検出用シャント抵抗６は、たとえば１
０ｍΩ程度の抵抗値を持つ極小抵抗であって、ダイオー
ド４ｃ，４ｄのアノードと出力Ｎとの間に設けられる。
この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流ループ
は全て電流検出用シャント抵抗６を通り、単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路への入力電流が電流検出用シャ
ント抵抗６の両端に発生する電圧として検出される。半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、たとえば絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のトランジス
タである。半導体スイッチング素子５ａは、電流検出用
シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接続
された側の一方の整流素子４ｃに並列に、出力Ｎ方向に
電流を流すように接続される。
０ｍΩ程度の抵抗値を持つ極小抵抗であって、ダイオー
ド４ｃ，４ｄのアノードと出力Ｎとの間に設けられる。
この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流ループ
は全て電流検出用シャント抵抗６を通り、単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路への入力電流が電流検出用シャ
ント抵抗６の両端に発生する電圧として検出される。半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、たとえば絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のトランジス
タである。半導体スイッチング素子５ａは、電流検出用
シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接続
された側の一方の整流素子４ｃに並列に、出力Ｎ方向に
電流を流すように接続される。
【００２５】半導体スイッチング素子５ｂは、電流検出
用シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接
続された側の他方の整流素子４ｄに並列に、出力Ｎ方向
に電流を流すように接続される。平滑コンデンサ７は、
出力Ｐと出力Ｎとの間に設けられ、電流を平滑化する。
出力電圧誤差増幅器９は、予め設定された目標出力電圧
８および実出力電圧（出力Ｐの電圧）を入力し、これら
の差分を増幅した出力電圧誤差分信号を出力する。電源
同期回路１０には、ノイズフィルター２以降の交流電圧
を入力し、この交流電圧を全波整流した正弦波基準波形
信号を出力する。
用シャント抵抗６および電流検出用シャント抵抗６が接
続された側の他方の整流素子４ｄに並列に、出力Ｎ方向
に電流を流すように接続される。平滑コンデンサ７は、
出力Ｐと出力Ｎとの間に設けられ、電流を平滑化する。
出力電圧誤差増幅器９は、予め設定された目標出力電圧
８および実出力電圧（出力Ｐの電圧）を入力し、これら
の差分を増幅した出力電圧誤差分信号を出力する。電源
同期回路１０には、ノイズフィルター２以降の交流電圧
を入力し、この交流電圧を全波整流した正弦波基準波形
信号を出力する。
【００２６】掛算器１１は、出力電圧誤差増幅器９から
の出力電圧誤差分信号および電源同期回路１０からの正
弦波基準波形信号を入力し、これらを乗算した出力電圧
誤差増幅信号を出力する。出力電圧誤差増幅信号は、そ
の正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対応したものとな
る。電流誤差増幅器１２は、電流検出用シャント抵抗６
により電圧換算され検出された実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する。
の出力電圧誤差分信号および電源同期回路１０からの正
弦波基準波形信号を入力し、これらを乗算した出力電圧
誤差増幅信号を出力する。出力電圧誤差増幅信号は、そ
の正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対応したものとな
る。電流誤差増幅器１２は、電流検出用シャント抵抗６
により電圧換算され検出された実電流信号および掛算器
１１からの出力電圧誤差増幅信号を入力し、これらを比
較し、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出
力する。
【００２７】比較器１４は、三角波１３および電流誤差
増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これらを
比較して、たとえばキャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ
駆動信号を出力する。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆
動回路１５は、比較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力
し、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂをスイッチングする（オン／オフさせ
る）。なお、ノイズフィルター２については当業者に周
知の技術であるので、ここではその説明を省略する。な
お、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４および半導体ス
イッチング素子ＰＷＭ駆動回路１５は、この発明の制御
手段に対応する。
増幅器１２からの電流誤差増幅信号を入力し、これらを
比較して、たとえばキャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ
駆動信号を出力する。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆
動回路１５は、比較器１４からのＰＷＭ駆動信号を入力
し、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂをスイッチングする（オン／オフさせ
る）。なお、ノイズフィルター２については当業者に周
知の技術であるので、ここではその説明を省略する。な
お、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４および半導体ス
イッチング素子ＰＷＭ駆動回路１５は、この発明の制御
手段に対応する。
【００２８】以上の構成において、実施の形態１の動作
について図面を参照して説明する。図２は、実施の形態
１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の動作
を説明するための説明図である。この単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路においては、まず、実出力電圧と目
標出力電圧８との差分を増幅した電圧誤差分信号が生成
され、また、ノイズフィルター２以降の交流電圧を全波
整流した正弦波基準波形信号が生成される。これらの信
号は掛け合わされ、正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対
応した出力電圧誤差増幅信号が生成される。
について図面を参照して説明する。図２は、実施の形態
１にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の動作
を説明するための説明図である。この単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路においては、まず、実出力電圧と目
標出力電圧８との差分を増幅した電圧誤差分信号が生成
され、また、ノイズフィルター２以降の交流電圧を全波
整流した正弦波基準波形信号が生成される。これらの信
号は掛け合わされ、正弦波の振れ幅が出力電圧誤差に対
応した出力電圧誤差増幅信号が生成される。
【００２９】この出力電圧誤差増幅信号は、電流検出用
シャント抵抗６により電圧換算され検出された実電流信
号と比較され、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅
信号が生成される。この電流誤差増幅信号は三角波１３
と比較され、キャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ駆動信
号が生成される。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回
路１５は、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂをスイッチングする。これにより、
半導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、力率がほぼ１と
なるように、また、実出力電圧が目標出力電圧８となる
ように、同時にＰＷＭスイッチングされる。
シャント抵抗６により電圧換算され検出された実電流信
号と比較され、これらの誤差分を増幅した電流誤差増幅
信号が生成される。この電流誤差増幅信号は三角波１３
と比較され、キャリア周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ駆動信
号が生成される。半導体スイッチング素子ＰＷＭ駆動回
路１５は、このＰＷＭ駆動信号に応じて半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂをスイッチングする。これにより、
半導体スイッチング素子５ａ，５ｂは、力率がほぼ１と
なるように、また、実出力電圧が目標出力電圧８となる
ように、同時にＰＷＭスイッチングされる。
【００３０】図３は、実施の形態１にかかる、交流電源
電圧が正の場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の入力電流の流れを説明するための説明図であり、図４
は、実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の場合の
単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の入力電流の流れ
を説明するための説明図である。交流電源電圧が正で半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズ
フィルター２の交流電源Ｒラインからリアクトル３，半
導体スイッチング素子５ａ，電流検出用シャント抵抗６
およびダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流
電源Ｓラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクト
ル３にエネルギーが蓄えられる。
電圧が正の場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の入力電流の流れを説明するための説明図であり、図４
は、実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の場合の
単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の入力電流の流れ
を説明するための説明図である。交流電源電圧が正で半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズ
フィルター２の交流電源Ｒラインからリアクトル３，半
導体スイッチング素子５ａ，電流検出用シャント抵抗６
およびダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流
電源Ｓラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクト
ル３にエネルギーが蓄えられる。
【００３１】また、交流電源電圧が正で半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｒラインからリアクトル３，ダイオード４
ａ，平滑コンデンサ７，電流検出用シャント抵抗６およ
びダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流電源
Ｓラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７
が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエ
ネルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電
圧の昇圧が行われる。また、交流電源電圧が負で半導体
スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズフィ
ルター２の交流電源Ｓラインから半導体スイッチング素
子５ｂ，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃお
よびリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源
Ｒラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクトル３
にエネルギーが蓄えられる。
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｒラインからリアクトル３，ダイオード４
ａ，平滑コンデンサ７，電流検出用シャント抵抗６およ
びダイオード４ｄを通りノイズフィルター２の交流電源
Ｓラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７
が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエ
ネルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電
圧の昇圧が行われる。また、交流電源電圧が負で半導体
スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのとき、ノイズフィ
ルター２の交流電源Ｓラインから半導体スイッチング素
子５ｂ，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃお
よびリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源
Ｒラインに至るループを短絡電流が流れ、リアクトル３
にエネルギーが蓄えられる。
【００３２】また、交流電源電圧が負で半導体スイッチ
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｓラインからダイオード４ｂ，平滑コンデン
サ７，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃおよ
びリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源Ｒ
ラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７が
充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネ
ルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電圧
の昇圧が行われる。この動作が繰り返され、平均電流が
正弦波となり、力率改善，高調波抑制が行われる。ま
た、どの電流ループにおいても電流検出用シャント抵抗
６に電流が流れることとなるため、実電流に応じた電圧
降下が電流検出用シャント抵抗６で発生する。
ング素子５ａ，５ｂがオフのとき、ノイズフィルター２
の交流電源Ｓラインからダイオード４ｂ，平滑コンデン
サ７，電流検出用シャント抵抗６，ダイオード４ｃおよ
びリアクトル３を経てノイズフィルター２の交流電源Ｒ
ラインに至るループを電流が流れ、平滑コンデンサ７が
充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネ
ルギーが平滑コンデンサ７側に出力され、直流出力電圧
の昇圧が行われる。この動作が繰り返され、平均電流が
正弦波となり、力率改善，高調波抑制が行われる。ま
た、どの電流ループにおいても電流検出用シャント抵抗
６に電流が流れることとなるため、実電流に応じた電圧
降下が電流検出用シャント抵抗６で発生する。
【００３３】前述したように、実施の形態１によれば、
電流検出用シャント抵抗６が、ダイオードブリッジ回路
４と出力Ｎとの間に設けられ、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出用シャント抵抗６により電流検出を行い、この検
出結果を制御パラメータの一つとして半導体スイッチン
グ素子５ａ，５ｂを制御し、力率改善，電源高調波抑
制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる。この単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機そ
の他の狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなけ
ればならない家電製品等に適用する場合に有効となる。
電流検出用シャント抵抗６が、ダイオードブリッジ回路
４と出力Ｎとの間に設けられ、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出用シャント抵抗６により電流検出を行い、この検
出結果を制御パラメータの一つとして半導体スイッチン
グ素子５ａ，５ｂを制御し、力率改善，電源高調波抑
制，直流電圧調整等を行うため、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる。この単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機そ
の他の狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなけ
ればならない家電製品等に適用する場合に有効となる。
【００３４】実施の形態２．この発明にかかる実施の形
態２は、実施の形態１において、交流電源Ｒライン，Ｓ
ラインの両方にリアクトルを設け、コモン系ノイズを除
去するようにしたものである。図５は、この発明の実施
の形態２にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の構成を示す図である。なお、基本的な構成は実施の形
態１と同様につき、図１と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、実施の形態１のリアクトル３に代えて、交
流電源Ｒライン，Ｓラインの両方にリアクトル３ａ，３
ｂを備えている。また、実施の形態１のノイズフィルタ
ー２に代えて、より簡易な構成であって小型で安価なノ
イズフィルター２ａが設けられている。
態２は、実施の形態１において、交流電源Ｒライン，Ｓ
ラインの両方にリアクトルを設け、コモン系ノイズを除
去するようにしたものである。図５は、この発明の実施
の形態２にかかる単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
の構成を示す図である。なお、基本的な構成は実施の形
態１と同様につき、図１と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。この単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路は、実施の形態１のリアクトル３に代えて、交
流電源Ｒライン，Ｓラインの両方にリアクトル３ａ，３
ｂを備えている。また、実施の形態１のノイズフィルタ
ー２に代えて、より簡易な構成であって小型で安価なノ
イズフィルター２ａが設けられている。
【００３５】図６は、図５に示した実施の形態２にかか
るリアクトル３ａ，３ｂの構成を示す図である。このリ
アクトル３ａ，３ｂは、それぞれ比透磁率が高いコアに
同数の銅線が巻かれた構造であり、リアクトル３ａ，３
ｂに流れる最大電流以上まで磁気飽和せず、リアクタン
スが著しく低下しない仕様となっている。また、３０Ｍ
Ｈｚ程度までのノイズ減衰特性を持ち（空気調和機の雑
音端子電圧の法的な規制周波数範囲までのノイズ低減特
性を持ち）、エネルギーを蓄積，供給する機能の他、ノ
イズの流出を妨げる機能を持つ。これにより、ノイズフ
ィルター２ａを低コスト化，小型化することができる。
るリアクトル３ａ，３ｂの構成を示す図である。このリ
アクトル３ａ，３ｂは、それぞれ比透磁率が高いコアに
同数の銅線が巻かれた構造であり、リアクトル３ａ，３
ｂに流れる最大電流以上まで磁気飽和せず、リアクタン
スが著しく低下しない仕様となっている。また、３０Ｍ
Ｈｚ程度までのノイズ減衰特性を持ち（空気調和機の雑
音端子電圧の法的な規制周波数範囲までのノイズ低減特
性を持ち）、エネルギーを蓄積，供給する機能の他、ノ
イズの流出を妨げる機能を持つ。これにより、ノイズフ
ィルター２ａを低コスト化，小型化することができる。
【００３６】以上の構成において、実施の形態２の動作
について説明する。実施の形態２の動作において、半導
体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのときは、単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路に短絡電流が流れ、リア
クトル３ａ，３ｂにエネルギーが蓄えられる。一方、半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオフのときは、リア
クトル３ａ，３ｂに蓄えられたエネルギーが平滑コンデ
ンサ７側に出力されるという動作を繰り返すことにより
直流出力電圧の昇圧，力率改善，高調波抑制等が行われ
る。また、この動作と同時に、リアクトル３ａ，３ｂに
よりコモン系ノイズの除去が行われる。なお、その他の
動作については実施の形態１と同様につき、その説明を
省略する。
について説明する。実施の形態２の動作において、半導
体スイッチング素子５ａ，５ｂがオンのときは、単相ハ
ーフブリッジ型コンバータ回路に短絡電流が流れ、リア
クトル３ａ，３ｂにエネルギーが蓄えられる。一方、半
導体スイッチング素子５ａ，５ｂがオフのときは、リア
クトル３ａ，３ｂに蓄えられたエネルギーが平滑コンデ
ンサ７側に出力されるという動作を繰り返すことにより
直流出力電圧の昇圧，力率改善，高調波抑制等が行われ
る。また、この動作と同時に、リアクトル３ａ，３ｂに
よりコモン系ノイズの除去が行われる。なお、その他の
動作については実施の形態１と同様につき、その説明を
省略する。
【００３７】前述したように、実施の形態２によれば、
ノイズフィルター２ａからの交流電源Ｒライン，Ｓライ
ンの両方にリアクトル３ａ，３ｂが設けられているた
め、ノイズフィルター２ａを小型で安価なものとするこ
とができるので、さらに、基板サイズを小型化し、ま
た、コストを低減することができる。この単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機その他の
狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなければな
らない家電製品等に適用する場合に有効となる。
ノイズフィルター２ａからの交流電源Ｒライン，Ｓライ
ンの両方にリアクトル３ａ，３ｂが設けられているた
め、ノイズフィルター２ａを小型で安価なものとするこ
とができるので、さらに、基板サイズを小型化し、ま
た、コストを低減することができる。この単相ハーフブ
リッジ型コンバータ回路は、特に、空気調和機その他の
狭いスペースに回路基板（電気品）をおさめなければな
らない家電製品等に適用する場合に有効となる。
【００３８】ここで、さらに、二つのリアクトルのコア
を共有化するようにしてもよい。図７は、実施の形態２
にかかる他のリアクトルの構成を示す図である。この例
では、リアクトル３ａ，３ｂに代え、同一のコアにそれ
ぞれ同数の銅線を巻いた構造を有するリアクトル３ｃ，
３ｄが設けられている。すなわち、この例では、比透磁
率の高いループ状のコアに、リアクトル３ｃ，３ｄそれ
ぞれの磁束が加わり合う和動接続となるように同数の銅
線を巻いている。
を共有化するようにしてもよい。図７は、実施の形態２
にかかる他のリアクトルの構成を示す図である。この例
では、リアクトル３ａ，３ｂに代え、同一のコアにそれ
ぞれ同数の銅線を巻いた構造を有するリアクトル３ｃ，
３ｄが設けられている。すなわち、この例では、比透磁
率の高いループ状のコアに、リアクトル３ｃ，３ｄそれ
ぞれの磁束が加わり合う和動接続となるように同数の銅
線を巻いている。
【００３９】このように、二つのリアクトル３ｃ，３ｄ
がコアを共有することにより、共有のコアを一つ設けれ
ばよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つのリア
クトル３ａ，３ｂを設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できるため、リアクトル３ｃ，３ｄを小型化でき、さら
に基板サイズを小型化することができる。このようなコ
アを共有するリアクトル３ｃ，３ｄを用いる構成は、図
８に示すように電流検出用シャント抵抗６を設けず、従
来例のようにＣＴを用いる場合にも適用することがで
き、ノイズフィルター２ａの小型化，コスト低減、リア
クトル３ｃ，３ｄの小型化を行うことができる。
がコアを共有することにより、共有のコアを一つ設けれ
ばよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二つのリア
クトル３ａ，３ｂを設けた場合に比べてトータルのイン
ダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすことが
できるため、リアクトル３ｃ，３ｄを小型化でき、さら
に基板サイズを小型化することができる。このようなコ
アを共有するリアクトル３ｃ，３ｄを用いる構成は、図
８に示すように電流検出用シャント抵抗６を設けず、従
来例のようにＣＴを用いる場合にも適用することがで
き、ノイズフィルター２ａの小型化，コスト低減、リア
クトル３ｃ，３ｄの小型化を行うことができる。
【００４０】実施の形態３．この発明にかかる実施の形
態３は、実施の形態１または実施の形態２において、単
相ハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部
を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積し
たものである。図９は、この発明の実施の形態３にかか
る単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図
である。なお、基本的な構成は実施の形態１，実施の形
態２と同様につき、図５と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。
態３は、実施の形態１または実施の形態２において、単
相ハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部
を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積し
たものである。図９は、この発明の実施の形態３にかか
る単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図
である。なお、基本的な構成は実施の形態１，実施の形
態２と同様につき、図５と同一の部分については同一の
符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分に
ついてのみ説明する。
【００４１】この単相ハーフブリッジ型コンバータ回路
は、実施の形態１，実施の形態２の単相ハーフブリッジ
型コンバータ回路において、大電流が流れる電子部品で
あるダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、薄膜
配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレーム４３で接
続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つ
のモジュール４２としたものである。このモジュール４
２は、基板取り付け端子４１ａ〜４１ｇを介して回路基
板に取り付けられる。なお、実施の形態３の動作につい
ては実施の形態１，実施の形態２の動作と同様につき、
その説明を省略する。
は、実施の形態１，実施の形態２の単相ハーフブリッジ
型コンバータ回路において、大電流が流れる電子部品で
あるダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素
子５ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、薄膜
配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレーム４３で接
続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つ
のモジュール４２としたものである。このモジュール４
２は、基板取り付け端子４１ａ〜４１ｇを介して回路基
板に取り付けられる。なお、実施の形態３の動作につい
ては実施の形態１，実施の形態２の動作と同様につき、
その説明を省略する。
【００４２】前述したように、実施の形態３によれば、
ダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、絶縁樹脂
でモールドし、集積化して一つのモジュール４２とする
ことにより、薄膜配線基板上にこれらを構成した場合に
比べ、さらに基板サイズを小型化することができる。特
に空気調和機などの家電製品のようにＡＣ１００〜２４
０Ｖ，２０Ａ，ＤＣ４００Ｖ程度の高電圧大電流を使用
し、狭いスペースに電気品を収納しなければならない製
品に有効に利用できる。ＡＣ１００〜２４０Ｖ，２０
Ａ，ＤＣ４００Ｖ対応の薄膜配線は広いパターン幅，沿
面，空間距離が必要であるが、モジュール化することに
よりこれらの制約がなくなり、小型化が可能となる。
ダイオードブリッジ回路４，半導体スイッチング素子５
ａ，５ｂおよび電流検出用シャント抵抗６を、絶縁樹脂
でモールドし、集積化して一つのモジュール４２とする
ことにより、薄膜配線基板上にこれらを構成した場合に
比べ、さらに基板サイズを小型化することができる。特
に空気調和機などの家電製品のようにＡＣ１００〜２４
０Ｖ，２０Ａ，ＤＣ４００Ｖ程度の高電圧大電流を使用
し、狭いスペースに電気品を収納しなければならない製
品に有効に利用できる。ＡＣ１００〜２４０Ｖ，２０
Ａ，ＤＣ４００Ｖ対応の薄膜配線は広いパターン幅，沿
面，空間距離が必要であるが、モジュール化することに
よりこれらの制約がなくなり、小型化が可能となる。
【００４３】また、回路ループ面積、配線長が小さくな
るため、配線インダクタンスに起因する放射ノイズおよ
びこの放射ノイズによる誤動作を抑制することが可能と
なる。また、電流検出用シャント抵抗６をモジュール内
に取り込まずに外付けし、電流検出用シャント抵抗６の
抵抗値を変更することにより電流検出レベルの設定を容
易に行うことができるようにすることも可能である。ま
た、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４，半導体スイッ
チング素子ＰＷＭ駆動回路１５等の制御回路もモジュー
ル内におさめ、さらに小型化することもできる。
るため、配線インダクタンスに起因する放射ノイズおよ
びこの放射ノイズによる誤動作を抑制することが可能と
なる。また、電流検出用シャント抵抗６をモジュール内
に取り込まずに外付けし、電流検出用シャント抵抗６の
抵抗値を変更することにより電流検出レベルの設定を容
易に行うことができるようにすることも可能である。ま
た、電源同期回路１０，出力電圧誤差増幅器９，掛算器
１１，電流誤差増幅器１２，比較器１４，半導体スイッ
チング素子ＰＷＭ駆動回路１５等の制御回路もモジュー
ル内におさめ、さらに小型化することもできる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明によれ
ば、電流検出手段が、ブリッジ回路と負側の出力端子と
の間に設けられ、制御手段が、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出手段により電流検出を行い、この検出結果を制御
パラメータの一つとしてスイッチング手段を制御し、力
率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行うため、
基板サイズを小型化し、また、コストを低減することが
できる、という効果を奏する。
ば、電流検出手段が、ブリッジ回路と負側の出力端子と
の間に設けられ、制御手段が、カレントトランス（Ｃ
Ｔ）により電流検出を行うのではなく、小型で安価な電
流検出手段により電流検出を行い、この検出結果を制御
パラメータの一つとしてスイッチング手段を制御し、力
率改善，電源高調波抑制，直流電圧調整等を行うため、
基板サイズを小型化し、また、コストを低減することが
できる、という効果を奏する。
【００４５】つぎの発明によれば、二つのスイッチング
手段を同時にスイッチングさせることにより、力率がほ
ぼ１となり、さらに、実出力電圧が目標出力電圧となる
ので、基板サイズを小型化し、また、コストを低減する
ことができる、という効果を奏する。
手段を同時にスイッチングさせることにより、力率がほ
ぼ１となり、さらに、実出力電圧が目標出力電圧となる
ので、基板サイズを小型化し、また、コストを低減する
ことができる、という効果を奏する。
【００４６】つぎの発明によれば、二つの交流側入力ラ
インにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモ
ン系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型
で安価なものとすることができるので、さらに、基板サ
イズを小型化し、また、コストを低減することができ
る、という効果を奏する。
インにそれぞれ設けられた二つのリアクトル手段がコモ
ン系のノイズを抑制するため、ノイズフィルターを小型
で安価なものとすることができるので、さらに、基板サ
イズを小型化し、また、コストを低減することができ
る、という効果を奏する。
【００４７】つぎの発明によれば、二つのリアクトル手
段が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一
つ設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二
つのリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイ
ンダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすこと
ができるため、リアクトル手段を小型化でき、さらに基
板サイズを小型化することができる、という効果を奏す
る。
段が互いにコアを共有することにより、共有のコアを一
つ設ければよくなり、また、磁束が鎖交しない別個の二
つのリアクトル手段を設けた場合に比べてトータルのイ
ンダクタンスを増やすことができ、巻き数を減らすこと
ができるため、リアクトル手段を小型化でき、さらに基
板サイズを小型化することができる、という効果を奏す
る。
【００４８】つぎの発明によれば、ブリッジ回路，第１
のスイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶
縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積するた
め、さらに基板サイズを小型化することができる、とい
う効果を奏する。
のスイッチング手段および第２のスイッチング手段を絶
縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積するた
め、さらに基板サイズを小型化することができる、とい
う効果を奏する。
【００４９】つぎの発明によれば、コアを共有する二つ
のリアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞ
れ設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型の
リアクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安
価なものとすることができるので、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる、という効果
を奏する。
のリアクトル手段が、二つの交流側入力ラインにそれぞ
れ設けられ、コモン系のノイズを抑制するため、小型の
リアクトル手段を用いて、ノイズフィルターを小型で安
価なものとすることができるので、基板サイズを小型化
し、また、コストを低減することができる、という効果
を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１にかかる単相ハーフブリッジ型
コンバータ回路の動作を説明するための説明図である。
コンバータ回路の動作を説明するための説明図である。
【図３】 実施の形態１にかかる、交流電源電圧が正の
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
【図４】 実施の形態１にかかる、交流電源電圧が負の
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
場合の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の電流の流
れを説明するための説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態２にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図６】 図５に示した実施の形態２にかかるリアクト
ルの構成を示す図である。
ルの構成を示す図である。
【図７】 実施の形態２にかかる他のリアクトルの構成
を示す図である。
を示す図である。
【図８】 実施の形態２にかかる他の単相ハーフブリッ
ジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態３にかかる単相ハーフ
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
ブリッジ型コンバータ回路の構成を示す図である。
【図１０】 従来における単相ハーフブリッジ型コンバ
ータ回路の構成を示す図である。
ータ回路の構成を示す図である。
【符号の説明】 １，５１ 交流電源、２，２ａ，５２ ノイズフィルタ
ー、３，３ａ〜３ｄ，５３ リアクトル、４ ダイオー
ドブリッジ回路、４ａ〜４ｄ，５４ａ〜５４ｄ整流素
子、５ａ，５ｂ，５５ａ，５５ｂ 半導体スイッチング
素子、６ 電流検出用シャント抵抗、７，５７ 容量、
８，５８ 目標出力電圧、９，５９ 出力電圧誤差増幅
器、１０，６０ 電源同期回路、１１，６１ 掛算器、
１２，６２ 電流誤差増幅器、１３，６３ 三角波、１
４，６４ 比較器、１５，６５半導体スイッチング素子
ＰＷＭ駆動回路、４１ａ〜４１ｇ 基板取り付け端子、
４２ モジュール、４３ リードフレーム、５６ カレ
ントトランス。
ー、３，３ａ〜３ｄ，５３ リアクトル、４ ダイオー
ドブリッジ回路、４ａ〜４ｄ，５４ａ〜５４ｄ整流素
子、５ａ，５ｂ，５５ａ，５５ｂ 半導体スイッチング
素子、６ 電流検出用シャント抵抗、７，５７ 容量、
８，５８ 目標出力電圧、９，５９ 出力電圧誤差増幅
器、１０，６０ 電源同期回路、１１，６１ 掛算器、
１２，６２ 電流誤差増幅器、１３，６３ 三角波、１
４，６４ 比較器、１５，６５半導体スイッチング素子
ＰＷＭ駆動回路、４１ａ〜４１ｇ 基板取り付け端子、
４２ モジュール、４３ リードフレーム、５６ カレ
ントトランス。
Claims (5)
- 【請求項１】 ４つの整流手段を接続したブリッジ回路
と、 前記ブリッジ回路と負側の出力端子との間に設けられた
抵抗手段と、 前記抵抗手段および前記抵抗手段が接続された側の一方
の整流手段に並列に接続された第１のスイッチング手段
と、 前記抵抗手段および前記抵抗手段が接続された側の他方
の整流手段に並列に接続された第２のスイッチング手段
と、 前記抵抗手段により電流検出を行って前記スイッチング
手段を制御する制御手段と、 を具備することを特徴とする単相コンバータ回路。 - 【請求項２】 さらに、二つの交流側入力ラインにそれ
ぞれ設けられた二つのリアクトル手段を具備することを
特徴とする請求項１に記載の単相コンバータ回路。 - 【請求項３】 前記二つのリアクトル手段は、互いにコ
アを共有することを特徴とする請求項２に記載の単相コ
ンバータ回路。 - 【請求項４】 前記ブリッジ回路，第１のスイッチング
手段および第２のスイッチング手段を絶縁樹脂でモール
ドし、一つのモジュールに集積したことを特徴とする請
求項１，２または３に記載の単相コンバータ回路。 - 【請求項５】 スイッチング手段をＰＷＭ制御する単相
コンバータ回路において、 コアを共有する二つのリアクトル手段を、それぞれ二つ
の交流側入力ラインに設けたことを特徴とする単相コン
バータ回路。
Priority Applications (7)
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|---|---|---|---|
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| PCT/JP2001/001952 WO2001073933A1 (fr) | 2000-03-27 | 2001-03-13 | Convertisseur a une seule phase, convertisseur et dispositif pour cycle de refrigeration |
| ES01912304T ES2383553T3 (es) | 2000-03-27 | 2001-03-13 | Convertidor CA/CC monofásico |
| CNB018006523A CN1265539C (zh) | 2000-03-27 | 2001-03-13 | 单相变流器回路 |
| ES08002429.2T ES2612002T3 (es) | 2000-03-27 | 2001-03-13 | Circuito convertidor monofásico, aparato convertidor y el aparato de ciclo de refrigeración |
| EP01912304A EP1198058B1 (en) | 2000-03-27 | 2001-03-13 | Single-phase ac-dc converter |
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|---|---|---|---|
| JP2000099671A JP3274123B2 (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | 単相コンバータ回路 |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR100682010B1 (ko) | 2004-07-09 | 2007-02-15 | 산요덴키가부시키가이샤 | 전원 회로 |
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-
2000
- 2000-03-31 JP JP2000099671A patent/JP3274123B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US8395366B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter including input current detecting circuit |
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| JP2011166875A (ja) * | 2010-02-05 | 2011-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | 直流電源装置 |
| EP2355330A1 (en) | 2010-02-05 | 2011-08-10 | Mitsubishi Electric Corporation | DC power supply apparatus |
| US8937821B2 (en) | 2010-02-05 | 2015-01-20 | Mitsubishi Electric Corporation | DC power supply apparatus |
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| GB2542985A (en) * | 2014-09-05 | 2017-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | Power conversion device and refrigeration cycle device |
| JPWO2016035209A1 (ja) * | 2014-09-05 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及び冷凍サイクル装置 |
| US9998007B2 (en) | 2014-09-05 | 2018-06-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Boost converter with flying capacitor and refrigeration circuit |
| GB2542985B (en) * | 2014-09-05 | 2021-04-28 | Mitsubishi Electric Corp | Power conversion device and refrigeration cycle apparatus |
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