JPWO2016035209A1 - 電力変換装置及び冷凍サイクル装置 - Google Patents

Abstract

整流器（２）と、整流器（２）の出力電圧を昇圧する昇圧回路（３０）と、昇圧回路（３０）の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ（１２）と、平滑コンデンサ（１２）の直流電圧を交流電圧に変換して、変換後の電圧が供給される装置の一部を構成するモータ（１６）を駆動するインバータ回路（１３）とを備える。また、リアクトル（５）と、第一逆流防止素子（６）と、第二逆流防止素子（７）と、第一スイッチング素子（８）と、第二スイッチング素子（９）と、中間コンデンサ（１１）と、第一スイッチング素子（８）及び第二スイッチング素子（９）を制御する制御装置（２０）とを備える。

Description

本発明は、電力変換装置及びその電力変換装置を用いた冷凍空気調和装置等の冷凍サイクル装置に関する。

冷凍空気調和装置の圧縮機及びファンなどのモータを駆動する大容量のインバータ装置には、３相全波整流回路によってインバータ駆動用の直流母線電圧を生成する方式が用いられている。冷凍空気調和装置では、これまで定格冷房及び暖房運転時のエネルギー消費効率（ＣＯＰ）及び１年を通した通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）を高めるため、圧縮機用のモータは、冷凍空気調和装置の定格運転で用いられる回転数付近で誘起電圧（逆起電力）が電源電圧と同程度となるように設計される傾向がある。このような場合には、その回転数を超える高速回転域（例えば過負荷運転時）で運転させるようとすると、インバータ装置は、電源電圧以上の電圧を出力できないため、出力電圧飽和により圧縮機の電流が増大し、モータ効率の低下及びインバータ装置のロス増加によって、変換器の効率が低下する。また、圧縮機のモータに使用されている磁石の減磁耐力、及びインバータ装置に使用されている半導体の許容電流及び許容温度制約によって、運転範囲が狭くなることがある。

これらの課題に対する対応として、モータの高効率駆動化及び運転範囲拡大のために、インバータ装置の出力電圧範囲を拡大するため、昇圧回路を有する電力変換装置が提案されている（たとえば特許文献１参照）。特許文献１では、「前記直流電圧制御手段は、前記電圧変換回路に供給すべき所定の直流電圧指令値に、前記速度偏差値分の電圧を加算して出力するように構成されていることを特徴とする電動機駆動装置」が提案されている。特許文献１の電動機駆動装置は、電圧変換回路に供給すべき所定の直流電圧指令値は、モータ回転数に比例して大きくなるように設定される。したがって、特許文献１の電動機駆動装置は、昇圧回路の昇圧量を最適化する制御であり、必要最小限の昇圧量に留めることによって各回転数で昇圧回路にて発生する損失を最小限とすることができる。

また、特許文献２においては、「前記キャリア周波数可変手段のキャリア周波数は、前記直流電力計測手段の出力値の大きさに対応して該出力値が小さいときには高く、該出力値が大きいときには低くすることを特徴とする自励式整流装置の制御方法」が提案されている。特許文献２の制御方法では、キャリア周波数を可変とすることで、ＬＣＲフィルタによるノイズ電流の除去率を変化させる。このようにすることで、総合力率の改善することが可能となる。

特許第３３０８９９３号公報（請求項１等） 特開平７−３３７０１９号公報（請求項１等）

しかしながら、特許文献１に開示されている昇圧回路では、一般的にスイッチング周波数を高く設定する必要があり、スイッチング損失が大きくなる、という問題点がある。スイッチング周波数を低下することによってスイッチング損失は改善する。しかし、スイッチング周波数を低下させると、電源側へ流出するリプル電流が増加し、また、リプル電流を抑制しようとするとリアクトルが大型化してしまう。

また、特許文献２の制御方法においては、キャリア周波数を線形に変化させるため、キャリア周波数が低い条件では電源側へ流出するリプル電流が増加してしまう、という問題点がある。高周波のリプル電流が流出することは好ましくないため、特許文献２ではＬＣＲフィルタを設けているが、キャリア周波数を小さくすればするほどＬＣＲフィルタが大型化し、コストアップとなってしまう。また、キャリア周波数を線形に変化するため、スイッチング動作に起因して発生するノイズ電流の周波数領域が幅広くなり、ノイズフィルタで減衰する必要がある周波数域も広くなり、ノイズフィルタ設計の難易度が高くなるだけでなく、コストアップになる恐れもある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、スイッチング損失を改善するとともに、低コスト化を実現した電力変換装置を提供することを第１の目的とする。更に、本発明は、そのような電力変換装置を用いた冷凍サイクル装置を提供することを第２の目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、整流器の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並列接続され、直流電圧を交流電圧に変換して、変換後の交流電圧が供給される装置の一部を構成するモータを駆動するインバータと、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を制御する制御装置とを備える。昇圧回路は、直列に接続された第一逆流防止素子、第二逆流防止素子、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、一端が整流器側に接続され、他端が第二逆流防止素子と第一スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、第二逆流防止素子と第一スイッチング素子との直列回路に並列接続された中間コンデンサとを備える。第二スイッチング素子のオン動作によって第二逆流防止素子を介して中間コンデンサが充電され、第一スイッチング素子のオン動作によって第二逆流防止素子を介して中間コンデンサが放電され、変換後の交流電圧が供給される装置の運転状態に基づいた情報に応じて、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子をオン、オフするキャリア周波数を変更する。

本発明によれば、上記の構成からなる昇圧回路を採用したことにより、リアクトルに流れるリプル電流を増加することなく、キャリア周波数を低下することが可能となり、スイッチングによる損失を低下することが可能となる。このため、スイッチング損失が改善される。また、リプル電流を増加することがないので、リアクトル及び平滑コンデンサの大型化が避けられ、低コスト化が実現されている。特に、キャリア周波数を低下してもリプル電流が増加しない２倍昇圧を選定した場合には、リアクトル及び平滑コンデンサの最小化が可能になっている。

本発明の実施形態１に係る電力変換装置の回路図である。 図１の電力変換装置のスイッチングパターンごとの電流経路を示す図である。 特許文献１の昇圧回路のキャリア周波数とリプル電流ΔＩの関係を示す図である。 図１の電力変換装置の２倍昇圧時のスイッチングパターンを示す図である。 図１の電力変換装置のキャリア周波数、昇圧モード（微昇圧、２倍昇圧、超２倍昇圧）、昇圧状態の関係図を示す図である。 図５の変形例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の回路図である。 図７の電力変換装置の昇圧比、リプル電流、キャリア周波数の関係を示す図である。 本発明の実施形態３に係る冷凍空気調和装置の冷媒回路図である。 図１のＭＬＣ制御部の機能ブロック図及び駆動信号のタイミングチャーである。

実施形態１．
（電力変換装置の構成）
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態１に係る電力変換装置について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置電力の回路図であり、図１を参照しながら電力変換装置の構成について説明する。図１の電力変換装置は、整流回路としての整流器２、リプルフィルタ３、リアクトル電流センサ４、リアクトル５、第一逆流防止ダイオード６、第二逆流防止ダイオード７、第一スイッチング素子８、第二スイッチング素子９、中間コンデンサ１１、電圧センサ１１ａ、平滑コンデンサ１２、電圧センサ１２ａ、インバータ回路１３、モータ電流センサ１４、１５、ＭＬＣ駆動回路１７、インバータ駆動回路１９、制御装置２０及び空調機制御装置２１を備えている。整流器２は、交流電源１の交流電圧（例えばＡＣ２００ＶまたはＡＣ４００Ｖ）を直流電圧に変換するものであって、たとえば６個のダイオードをブリッジ接続した３相全波整流器からなっている。

図１のリアクトル５、中間コンデンサ１１、第一逆流防止ダイオード６、第二逆流防止ダイオード７、第一スイッチング素子８、及び第二スイッチング素子９は、昇圧回路３０を構成している。昇圧回路３０は、整流器２からの出力を任意の電圧に昇圧するマルチレベルチョッパ回路（略称ＭＬＣ）を構成している。昇圧回路３０においては、リアクトル５だけではなく中間コンデンサ１１の静電エネルギーも利用することによって、特許文献１に記載の昇圧回路よりも昇圧量を大きくすることが可能になっている。昇圧回路３０において、第一逆流防止ダイオード６、第二逆流防止ダイオード７、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９は直列に接続されており、その全体は平滑コンデンサ１２に並列に接続されている。リアクトル５は、その一端が整流器２に接続され、他端が第二逆流防止ダイオード７と第一スイッチング素子８との接続点に接続されている。中間コンデンサ１１は、第二逆流防止ダイオード７と第一スイッチング素子８の直列回路に並列接続されている。なお、リアクトル５に流れる電流は、リアクトル電流センサ４によって検出される。

第一逆流防止ダイオード６、第二逆流防止ダイオード７、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することができる。また、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９としては、ワイドバンドギャップ半導体の他に、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用い、逆流防止ダイオードとしてファストリカバリダイオードのような素子を用いてもよい。なお、第一逆流防止ダイオード６は本発明の第一逆流防止素子に相当し、第二逆流防止ダイオード７は本発明の第二逆流防止素子に相当する。

平滑コンデンサ１２は、昇圧回路３０からの出力を平滑化し充電するものである。インバータ回路１３は、平滑コンデンサ１２に並列に接続されており、平滑コンデンサ１２によって平滑され、充電された直流電力を交流電力（ＰＷＭ電圧）に変換する。インバータ回路１３は、複数の例えばＩＧＢＴのようなスイッチング素子で構成される。なお、インバータ回路１３のスイッチング素子として、上述したスイッチング素子と同様に、炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

空調機制御装置２１は、室内を目標とする温度となるように冷凍空気調和装置（冷凍サイクル装置）を制御するためのものであり、例えば、変換後の交流電圧が供給される装置の一部を構成する圧縮機５１（モータ１６）の回転数等を決定する。冷凍空気調和装置については後述の実施の形態３で説明する。空調機制御装置２１は、空調調和装置の能力指令（例えば、モータ１６の回転数）を受け、インバータ制御部３６に出力する。インバータ制御部３６は、空調調和装置の能力指令、モータ電流センサ１４、１５の出力及び平滑コンデンサ１２の電圧を用いて、インバータ駆動回路１９を介してモータ１６を目標の回転数に制御する。なお、モータ電流センサ１４は、モータ１６のＵ相の電流を検出するものであり、モータ電流センサ１５は、モータ１６のＷ相の電流を検出するものである。また、中間コンデンサ１１の電圧は電圧センサ１１ａにより検出され、平滑コンデンサ１２の電圧は、電圧センサ１２ａにより検出される。これらの電圧センサ１１ａ、１２ａは例えばオペアンプ等によって構成される。

制御装置２０は、リアクトル電流検出部３２、中間Ｃ電圧検出部３３、母線電圧検出部３４、モータ電流検出部３５、インバータ制御部３６、キャリア周波数決定部３７、キャリア周波数可変部３８及びＭＬＣ制御部３９を備えている。ここで、リアクトル電流検出部３２、中間Ｃ電圧検出部３３、母線電圧検出部３４及びモータ電流検出部３５は、リアクトル電流センサ４、電圧センサ１１ａ、電圧センサ１２ａ、モータ電流センサ１４及びモータ電流センサ１５からの検出信号を、ＭＬＣ制御部３９及びインバータ制御部３６に出力する際のインターフェースとして機能する。

キャリア周波数決定部３７は、インバータ制御部３６から得られる情報（例えば、モータ回転数、変調度、モータ１６を駆動するために必要な電圧等）からキャリア周波数を決定する。そして、キャリア周波数可変部３８は、キャリア周波数決定部３７で決定されたキャリア周波数の情報を、例えばＭＬＣ制御部３９に内蔵されている記憶装置に書き込んで設定する。ＭＬＣ制御部３９は、リアクトル電流センサ４で検出したリアクトル電流、電圧センサ１１ａで検出した中間コンデンサ１１の電圧、電圧センサ１２ａ検出した平滑コンデンサ１２の電圧、及びキャリア周波数可変部３８によって設定されたキャリア周波数を用いて昇圧回路３０の出力電圧を目標とする電圧まで昇圧させる。

なお、制御装置２０の全体、又は制御装置２０を構成するインバータ制御部３６、キャリア周波数決定部３７、キャリア周波数可変部３８及びＭＬＣ制御部３９の全部又は少なくとも一部は、例えばマイクロコンピュータによって構成される。また、上記の昇圧回路３０、ＭＬＣ駆動回路１７及び制御装置２０は、昇圧回路部（昇圧装置）３１を構成している。

（昇圧回路３０の動作）
次に、昇圧回路３０（マルチレベルコンバータ）の動作を図２を参照しながら具体的に説明する。図２は、図１の電力変換装置のスイッチングパターンごとの電流経路を示す図である。動作説明に際しては、（Ａ）電源電圧の２倍より小さい直流電圧に変換する場合、（Ｂ）電源電圧の２倍より大きい直流電圧に変換する場合、（Ｃ）電源電圧の２倍の直流電圧に変換する場合の順序で説明する。

（Ａ）まず、電源電圧の２倍より小さい直流電圧に変換する場合について説明する。
（ａ）図２（ａ）の経路で電流が流れる場合を説明する。整流器２の出力電圧→リアクトル５→第二逆流防止ダイオード７→中間コンデンサ１１→第二スイッチング素子９→整流器２、という順番で電流が流れる。整流器２にて整流された電源電圧のエネルギーがリアクトル５と中間コンデンサ１１へと移行する。
（ｂ）次に、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９の双方がＯＦＦしている図２（ｃ）の状態の時、リアクトル５に蓄積されたエネルギーが、リアクトル５→第二逆流防止ダイオード７→第一逆流防止ダイオード６→平滑コンデンサ１２→整流器２→リアクトル５の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ１２へとエネルギーが移行する。

（ｃ）次に、図２（ｂ）の状態の時、中間コンデンサ１１に蓄積されたエネルギーが、中間コンデンサ１１→第一逆流防止ダイオード６→平滑コンデンサ１２→整流器２→リアクトル５→第一スイッチング素子８→中間コンデンサ１１に移行するとともに、リアクトル５にエネルギーを蓄積する。
（ｄ）次に、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９の双方がＯＦＦしている図２（ｃ）の状態の時、リアクトル５に蓄積されたエネルギーが、リアクトル５→第二逆流防止ダイオード７→第一逆流防止ダイオード６→平滑コンデンサ１２→整流器２→リアクトル５の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ１２へとエネルギーが移行する。この一連の動作を繰り返すことによって昇圧電圧が入力電圧の２倍より低い範囲で入力電圧を昇圧することが可能となる。なお、図２の第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のスイッチング指令値（オンデューティ指令値）は、ＭＬＣ制御部３９によって演算される。

図１０は、ＭＬＣ制御部３９の機能ブロック図及び駆動信号のタイミングチャートを示したものである。ＭＬＣ制御部３９は、平滑コンデンサ電圧指令演算部４０、リアクトル電流指令演算部４１及び中間Ｃ電圧指令演算部４２を備えている。平滑コンデンサ電圧指令演算部４０、リアクトル電流指令演算部４１及び中間Ｃ電圧指令演算部４２は、比例制御及び積分制御の少なくとも一方の演算処理を行う。始めに、平滑コンデンサ電圧指令演算部４０は、平滑コンデンサ１２の目標となる昇圧目標値と、母線電圧検出部３４（電圧センサ１２ａ）で検出された母線電圧検出値との差分から平滑コンデンサ電圧指令値を求める。次に、リアクトル電流指令演算部４１は、リアクトル電流検出部３２（リアクトル５）で検出されたリアクトル電流検出値と、平滑コンデンサ電圧指令値との差分からリアクトル電流指令値を求める。中間Ｃ電圧指令演算部４２は、中間コンデンサ１１の目標となる中間Ｃ電圧目標値と、中間Ｃ電圧検出部３３（電圧センサ１１ａ）で検出された中間Ｃ電圧検出値との差分から中間Ｃコンデンサ電圧指令値を求める。最後に、第一スイッチング素子８のスイッチング指令値は、リアクトル電流指令値から中間Ｃコンデンサ電圧指令値を減算し、第二スイッチング素子９のスイッチング指令値は、リアクトル電流指令値と中間Ｃコンデンサ電圧指令値とを加算した結果をスイッチング指令値として求める。そして、図１０のタイミングチャートに示されるように、第一スイッチング素子８のスイッチング指令値及び第二スイッチング素子９のスイッチング指令値をキャリア信号のレベルと対比することにより、それぞれの駆動信号を生成する。このようにして、各スイッチング素子を駆動することで、平滑コンデンサ電圧、中間Ｃ電圧及びリアクトル電流を任意の値に制御することができる。なお、ＭＬＣ制御部３９は、昇圧目標値及び中間Ｃ電圧目標値をインバータ制御部３６から取得する。このようにして、図１０のＭＬＣ制御部３９は、任意の平滑コンデンサ電圧及び中間Ｃ電圧を得ることができるので、後述の（Ｂ）電源電圧の２倍より大きい直流の電圧に変換する場合及び（Ｃ）電源電圧の２倍の大きさ直流の電圧に変換する場合においても、同様に適用される。

（Ｂ）電源電圧の２倍より大きい直流の電圧に変換する場合について説明する。まず、図２（ｄ）の状態の時、整流器２→リアクトル５→第一スイッチング素子８→第二スイッチング素子９→整流器２の順序で電流が流れてリアクトル５にエネルギーが蓄積される。以降、図２（ａ）→図２（ｄ）→図２（ｂ）の経路で電流が流れる。この一連の動作を繰り返すことによって、昇圧電圧が入力電圧の２倍より大きい範囲で入力電圧を昇圧することが可能となる。なお、このときの第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のスイッチング指令値（オンデューティ指令値）も、上述の図１０に示されたＭＬＣ制御部３９によって演算される。

（Ｃ）電源電圧の２倍の直流の電圧に変換する場合について説明する。２倍昇圧する場合に流れる電流経路は、図２（ａ）の電流経路と図２（ｂ）の電流経路とを交互に繰り返す。なお、このときの第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のスイッチング指令値（オンデューティ指令値）も、上述の図１０に示されたＭＬＣ制御部３９によって演算される。

次に、本実施の形態（上記の（Ｃ）の場合）における、キャリア周波数とリアクトル電流のリプルΔＩとの関係を、従来例との対比で説明する。

図３は、特許文献１に示されているような昇圧回路における、キャリア周波数とリアクトル電流のリプルΔＩとの関係を示した図である。一般的な昇圧回路の場合には、キャリア周波数を１／２とするとリプルΔＩが２倍になることが知られている。したがって、スイッチング損失低減のために、キャリア周波数を低下させるとリプル電流が増加してしまう。リプル電流を低減する手段としては、リアクトル５のインダクタンス値の増加、または、リプルフィルタ３の強化が必要となる。何れの場合も、コストアップ及び大型化の原因となる。

図４は、電源電圧の２倍の直流電圧に変換する場合のスイッチングパターンを示した図である。２倍昇圧する場合に流れる電流経路は、上記のように、図２（ａ）と図２（ｂ）とを交互に繰り返す。その時のスイッチングパターンは、図４に示されるとおりである。図４において、上から第一スイッチング素子８の状態、第二スイッチング素子９の状態、リアクトル電流ＩＬ（図２参照）、中間コンデンサ１１に流れる電流（ＩＣ２）、平滑コンデンサ１２に流れる電流（ＩＣ１）、第一スイッチング素子８とリアクトル５との接続点の電圧（Ｖｏｕｔ）という順序で記載されている。２倍昇圧時の特徴として、リアクトル５と第一スイッチング素子８とが接続されたポイントの電圧Ｖｏｕｔが、スイッチングパターンによらず一定となる。したがって、リアクトル５の両端に印加される電圧がスイッチングにより変化しないため、リアクトル５に流れるリプル電流がゼロとなる。本実施の形態は、２倍昇圧時にリプル電流がゼロになる、というメリットを利用している。つまり、キャリア周波数を低下させても、２倍昇圧時にはリプル電流がゼロになる。

図４において、リアクトル５と第一スイッチング素子８とが接続されたポイントの電圧Ｖｏｕｔが一定になる根拠は次のとおりである。
中間コンデンサ１１の電圧を平滑コンデンサ１２の電圧Ｖｄｃの１／２に制御した例で説明する。図２中のＶｏｕｔの電圧は図２（ａ）〜（ｄ）の各状態で次の通りとなる。中間コンデンサ１１の電圧がＶｄｃ／２に制御されているとき、図２（ａ）の時はＶｄｃ／２、図２（ｂ）の時はＶｄｃ／２、図２（ｃ）の時はＶｄｃ、図２（ｄ）の時は０Ｖとなる。そして、上述した通り、２倍昇圧の場合、図２（ａ）と図２（ｂ）とを交互に繰り返すため、Ｖｏｕｔは常にＶｄｃ／２となり一定である。

図５は、微昇圧、２倍昇圧及び超２倍昇圧の３つの昇圧状態とキャリア周波数との関係を示した図である。微昇圧は、リアクトル電流を制御できる最小の昇圧量であり、電源電圧（整流器２の出力電圧）の２倍よりも小さい。２倍昇圧は、昇圧量が電源電圧の２倍となる電圧である。超２倍昇圧は、２倍昇圧より大きな任意の値で問題ないが、回路を構成している電子部品の耐圧等から上限が決定される。図５に示されるように、モータを効率よく駆動するために必要となる電圧は、モータ回転数と比例関係となる。

ここで、昇圧停止から微昇圧への昇圧動作について説明する。ＭＬＣ制御部３９がＭＬＣ駆動回路１７を介して昇圧回路３０を制御することによって、リアクトル電流を制御することができる。そして、リアクトル電流を制御することによって系統側へ流出する高調波を低下させることができる。このため、ＭＬＣ制御部３９は、モータ１６を効率よく駆動するために必要な電圧が電源電圧より小さい領域から昇圧を開始させる。但し、リアクトル電流を制御できる程度の必要最小限の昇圧量に留める微昇圧とする。微昇圧とするのは、損失ミニマムを実現することが狙いである。昇圧動作させる判定条件は、リアクトル電流等の入力電流の状態がわかるパラメータを用いる。或いは、入力電流との関係が推定できるパラメータ、例えばモータ電流若しくはモータ回転数、又は空調機の運転指令を用いて判定条件を定めてもよい。なお、モータ電流及びモータ回転数は、モータ電流センサ１４、１５から得られる。空調機の運転指令については、例えば空調機制御装置２１から取得する。

キャリア周波数決定部３７は、モータ１６を駆動するために必要な電圧が予め定めた閾値１を超えると２倍昇圧、閾値２を超えると超２倍昇圧とする。超２倍昇圧のときはキャリア周波数を２ｎｋＨｚ、２倍昇圧、微昇圧の時はｎｋＨｚとする。例えば、２倍昇圧時のキャリア周波数を４ｋＨｚとすると、超２倍昇圧時は８ｋＨｚとなる。図５の例ではキャリア周波数が２種類であるが、２倍昇圧時にはキャリア周波数に関わらずリプル電流はゼロになるので、ｎｋＨｚである必要はなく（この例では４ｋＨｚである必要はなく）、適用するシステムの都合のよいキャリア周波数を選定すればよい。

微昇圧、２倍昇圧及び超２倍昇圧の状態、或いは、キャリア周波数ｎｋＨｚ、２ｎｋＨｚを切り替える際には、各状態のチャタリング防止のためのヒステリシス特性を設けることが望ましい。

超２倍昇圧時の昇圧量には特に制約はないため、図６に示されるように、モータ１６を効率よく駆動するために必要な電圧を一致するような形で昇圧量を可変としてもよい。図６に示された例では、超２倍昇圧時には、図２（ｄ）に示される第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のＯＮ時間を調整することにより、昇圧量を直線的に増加させることができる。つまり、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のＯＮ時間を長くする程、昇圧電圧を大きくすることができる。このＯＮ時間の調整処理は、ＭＬＣ制御部３９が行う。

（実施の形態１の効果）
以上のように本実施の形態によれば、昇圧回路３０が上記のように構成されており、そして、冷凍空気調和装置（冷凍サイクル装置）の運転状態に応じた情報（モータ回転数等）に応じて第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９をオン、オフするキャリア周波数を変更するようにしたので、リアクトル５に流れるリプル電流を増加することなく、キャリア周波数を低下させることができる。このため、スイッチング損失を低下させることができる。リプル電流の増加が抑制されるので、リアクトル５及びリプル電流吸収用のフィルタの大型化が避けられ、低コスト化が実現されている。特に、キャリア周波数を低下させる区間（例えば基準とするキャリア周波数の約１／２）では、昇圧回路３０の昇圧量を２倍昇圧とすることによって、リアクトル５及び平滑コンデンサ１２の最小化が可能になっている。冷凍空気調和装置等の冷凍サイクル装置では、通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）が重視されているが、ＡＰＦは低速側での効率の寄与度が高いため、低速側にてキャリア周波数低下することによるメリットが大きく、冷凍サイクル装置の運転との相性がよい。

実施形態２．
本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について、実施の形態１に係る電力変換装置と相違する点を中心に説明する。

（電力変換装置の構成）
図７は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。図８は、図７の電力変換装置の昇圧比、リプル電流及びキャリア周波数の関係を示す図である。本実施の形態のキャリア周波数決定部３７は、ＭＬＣ制御部３９から得られる条件によりキャリア周波数を決定する。ＭＬＣにおけるキャリア周波数、リプル電流ΔＩ、昇圧比の関係は、図８に示されるような関係になっている。ここで、昇圧比は、整流器２が出力する電圧と昇圧後の電圧の比率である。キャリア周波数が大きいほどリプル電流が小さくなり、また、昇圧比によりリプル電流が変化することがわかる。リプル電流が昇圧比に対して可変となると、リプル電流を吸収するためのフィルタはリプル電流が最大となるポイントで設計する必要がある。そこで、リプル電流を一定とする制御をする。発生するリプル電流を一定とするためには、各昇圧比に対して目標とするリプル電流と交わる交点のキャリア周波数を選択すればよいことがわかる。つまり、昇圧比に対してキャリア周波数を可変していくこととなる。

本実施の形態２においては、リプル電流を一定とするための昇圧比とキャリア周波数との関係をテーブル化又は計算式として、例えばキャリア周波数決定部３７に記憶しておくものとする。ＭＬＣ制御部３９は、インバータ制御部３６からの制御情報に基づいて昇圧比を求める。キャリア周波数決定部３７は、ＭＬＣ制御部３９からの昇圧比を元に上記のテーブル（計算式）を参照することによってキャリア周波数を決定する。キャリア周波数可変部３８は、キャリア周波数決定部３７によって決定されたキャリア周波数の情報を、ＭＬＣ制御部３９の記憶装置に書き込んで設定する。ＭＬＣ制御部３９は、上記の実施の形態１の場合と同様に、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９を変更されたキャリア周波数に基づいてオン、オフ制御し、所望の昇圧電圧を得る。なお、第一スイッチング素子８及び第二スイッチング素子９のオン、オフ制御パターンは上記の実施の形態１（図２参照）と同じである。

なお、図８に示されるように、昇圧比が２倍となる条件ではリプル電流がゼロとなることより、昇圧比が２付近では昇圧比を「２」と制御することが好ましい。電源電圧の変動により、昇圧する目標値が同一でも昇圧比は異なる場合がある。このような場合には、昇圧比はＭＬＣ制御部３９で演算しているため、昇圧比が「２」となるように昇圧の目標値を可変するように構成してもよい。つまり、昇圧の目標値は、インバータ回路１３で必要とされる電圧よりも高い電圧であればよいので、そのような範囲で昇圧の目標値を変更して昇圧比を「２」に設定する。なお、上記の説明ではリプル電流を一定とする、即ち基準値にする例を説明したが、リプル電流を基準値以下に制御するようにしてもよい。

（実施の形態２の効果）
系統側へ流出するリプル電流を抑制するためのフィルタは、リプル電流吸収用のフィルタはリプル電流の許容値以下の減衰量となるように設計する必要があるため、リプル電流が最大となる条件で設計する。しかし、最大となるリプル電流を吸収するために必要となるリプルフィルタ３は大型化し、コストアップとなる。しかし、本実施の形態２によれば、発生するリプル電流が一定（又はそれ以下）となることから、リプルフィルタ３を小型化することが可能となり、必要となるコストを低下することが可能となる。

実施の形態３．
本実施の形態３においては、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置を空気調和機の圧縮機５１に適用した例について説明する。

（空気調和機の構成及び動作）
図９は、本発明の実施の形態３に係る空気調和機の構成図である。以下、図９を参照しながら、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置を空気調和機の圧縮機５１に適用した場合について説明する。

図９に示される電力変換装置１０１は、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置であり、交流電源１から電力供給を受け、モータ１６に供給して回転駆動させるものである。このモータ１６は、圧縮要素５１ａに連結されており、このモータ１６及び圧縮要素５１ａによって冷媒を圧縮する圧縮機５１が構成されている。

圧縮機５１、四方弁５２、室外熱交換器５３、膨張装置５４、室内熱交換器５５、四方弁５２、そして、圧縮機５１の順に冷媒配管によって環状に接続されて冷凍サイクル（冷媒回路）が構成されている。このうち、室外機６１は、電力変換装置１０１、圧縮機５１、四方弁５２、室外熱交換器５３及び膨張装置５４を備えて構成され、室内機６２は、室内熱交換器５５を備えて構成されている。なお、冷房運転においては、室外熱交換器５３は凝縮器として機能し、室内熱交換器５５は蒸発器として機能する。

次に、図９で示された冷凍空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。
冷房動作をするに際し、四方弁５２は、予め、圧縮機５１から吐出された冷媒が室外熱交換器５３へ向かうように、かつ、室内熱交換器５５から流出した冷媒が圧縮機５１へ向かうように流路を切り替えているものとする。電力変換装置１０１によって圧縮機５１のモータ１６が回転駆動することによって、モータ１６に連結した圧縮機５１の圧縮要素５１ａが冷媒を圧縮し、圧縮機５１は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機５１から吐出した高温高圧冷媒は、四方弁５２を経由して、室外熱交換器５３へ流入し、室外熱交換器５３において外部の空気と熱交換を実施して放熱する。室外熱交換器５３から流出した冷媒は、膨張装置５４によって膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器５５へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器５５から流出する。室内熱交換器５５から流出したガス冷媒は、四方弁５２を経由して、圧縮機５１に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。

なお、図９においては、空気調和機の圧縮機５１に、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置を適用した例を示したが、これに限定されるものではなく、例えば、室外熱交換器５３に送風するファン（図示せず）の駆動電源に適用してもよい。また、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置を空気調和機の他に、ヒートポンプ装置、冷凍装置、その他の冷凍サイクル装置一般に適用してもよい。

１ 交流電源、２ 整流器、３ リプルフィルタ、４ リアクトル電流センサ、５ リアクトル、６ 第一逆流防止ダイオード、７ 第二逆流防止ダイオード、８ 第一スイッチング素子、９ 第二スイッチング素子、１１ 中間コンデンサ、１１ａ 電圧センサ、１２ 平滑コンデンサ、１２ａ 電圧センサ、１３ インバータ回路、１４、１５ モータ電流センサ、１６ モータ、１７ ＭＬＣ駆動回路、１９ インバータ駆動回路、２０ 制御装置、２１ 空調機制御装置、３０ 昇圧回路、３１ 昇圧回路部、３２ リアクトル電流検出部、３３ 中間Ｃ電圧検出部、３４ 母線電圧検出部、３５ モータ電流検出部、３６ インバータ制御部、３７ キャリア周波数決定部、３８ キャリア周波数可変部、３９ ＭＬＣ制御部、４０ 平滑コンデンサ電圧指令演算部、４１ リアクトル電流指令演算部、４２ 中間Ｃ電圧指令演算部、５１ 圧縮機、５１ａ 圧縮要素、５２ 四方弁、５３ 室外熱交換器、５４ 膨張装置、５５ 室内熱交換器、６１ 室外機、６２ 室内機、１０１ 電力変換装置。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、直列に接続された第一逆流防止ダイオード、第二逆流防止ダイオード、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、一端が整流器側に接続され、他端が第二逆流防止ダイオードと第一スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、第二逆流防止ダイオードと第一スイッチング素子との直列回路に並列接続された中間コンデンサとを備え、整流器の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並列接続され、直流電圧を交流電圧に変換して、変換後の交流電圧が供給される装置の一部を構成するモータを駆動するインバータと、インバータを制御するインバータ制御部と、インバータ制御部からの情報に基づいてキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部と、決定されたキャリア周波数の情報に基づいて、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を制御するＭＬＣ制御部とを備え、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を制御する制御装置とを備え、第二スイッチング素子のオン動作によって第二逆流防止ダイオードを介して中間コンデンサが充電され、第一スイッチング素子のオン動作によって第一逆流防止ダイオードを介して中間コンデンサが放電され、変換後の交流電圧が供給される装置の運転状態に基づいた情報に応じて、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子をオン、オフするキャリア周波数を変更する。

Claims (13)

1. 交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
   前記整流器の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記昇圧回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサに並列接続され、直流電圧を交流電圧に変換して、変換後の交流電圧が供給される装置の一部を構成するモータを駆動するインバータと、
   前記第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を制御する制御装置と
   を備え、
   前記昇圧回路は、
   直列に接続された第一逆流防止素子、第二逆流防止素子、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、
   一端が前記整流器側に接続され、他端が前記第二逆流防止素子と前記第一スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、
   前記第二逆流防止素子と前記第一スイッチング素子との直列回路に並列接続された中間コンデンサと、
   を備え、
   前記第二スイッチング素子のオン動作によって前記第二逆流防止素子を介して前記中間コンデンサが充電され、前記第一スイッチング素子のオン動作によって前記第二逆流防止素子を介して前記中間コンデンサが放電され、
   前記変換後の交流電圧が供給される装置の運転状態に基づいた情報に応じて、前記第一スイッチング素子及び前記第二スイッチング素子をオン、オフするキャリア周波数を変更する、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記インバータを制御するインバータ制御部を更に備えた、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、
   前記インバータ制御部からの情報に基づいてキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部と、
   前記決定されたキャリア周波数の情報に基づいて、前記第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を制御するＭＬＣ制御部と
   を備えた、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記キャリア周波数決定部は、前記インバータ制御部からの情報であるモータ回転数に基づいてキャリア周波数を決定する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記キャリア周波数決定部は、前記インバータ制御部からの情報である昇圧目標電圧に基づいてキャリア周波数を決定する、請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記昇圧回路は、前記整流回路の出力の２倍よりも低い微昇圧、前記整流回路の出力の２倍である２倍昇圧、及び当該２倍電圧より高い超２倍昇圧を含む複数の昇圧電圧を選択的に出力し、
   前記キャリア周波数決定部は、前記インバータ制御部からの情報であるモータ回転数に基づいて昇圧目標電圧を決定し、当該昇圧目標電圧が前記２倍昇圧以下の領域では、前記２倍昇圧に対応するキャリア周波数を選択する、請求項３に記載の電力変換装置。
7. 前記キャリア周波数決定部が決定するキャリア周波数は、少なくとも２種類のキャリア周波数を有する、請求項１〜６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記２種類のキャリア周波数は、ｎｋＨｚと２ｎｋＨｚである、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記キャリア周波数決定部は、前記リアクトルに流れるリプル電流が基準値又は基準値以下となるようにキャリア周波数を決定する、請求項３に記載の電力変換装置。
10. 前記キャリア周波数決定部は、前記リプル電流を基準値又は基準値以下とするためのキャリア周波数は、予め定めた昇圧比とリプル電流の関係を用いて、前記昇圧回路の目標昇圧比に基づいてキャリア周波数を決定する、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記目標昇圧比が２倍昇圧又はそれ以下では昇圧比が２倍となるように昇圧量を調整する、請求項１〜１０の何れか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記第一第二スイッチング素、前記第二スイッチング素子、前記第一逆流防止素子、及び前記第二逆流防止素子の少なくとも一つは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、請求項１〜１１の何れか一項に記載の電力変換装置。
13. 圧縮機、凝縮器、膨張装置及び蒸発器が冷媒配管によって環状に接続された冷媒回路と、前記圧縮機に電力を供給して駆動する電力変換装置と、
    を備え、
    前記電力変換装置として、請求項１〜請求項１２の何れか一項に記載の電力変換装置を含む、冷凍サイクル装置。

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