JP6505264B2 - 電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電圧を整流して変圧する電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置に関するものである。

従来、冷凍空気調和装置の圧縮機およびファンなどのモータを駆動する大容量のインバータ装置として、三相全波整流方式のコンバータによってインバータ駆動用の直流電圧を生成する方式が用いられている。三相全波整流方式のコンバータは、三相交流電圧を整流する三相整流器と、リアクトルおよびコンデンサからなり、三相整流器の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを備えている。

このような三相全波整流方式のコンバータにおいては、電源力率および電源電流に対する高調波の発生を改善することが求められている。これに対して、電源力率および電源電流高調波を改善する方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１に記載の三相全波整流方式のコンバータは、三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバータと、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備えている。スイッチング制御手段は、電源電流が矩形波となるように、スイッチング素子のオンデューティを制御する。

特許文献１に記載の方式では、電源電流が矩形波となるため、三相整流器の直後にＤＣ（Direct Current）リアクトルを設ける場合と比較して、電源電流高調波成分、特に５次高調波成分が少なくなる。そのため、高調波規制の観点から優位となっている。

特許第２８６９４９８号公報

ところで、特許文献１に記載の方式では、三相整流器の出力に直流電力を流すための直流電流指令と、直流電流検出器によって検出された三相整流器の出力電流との偏差をゼロに抑制することによって、電源電流が矩形波となるようにしている。
しかしながら、電源電流を矩形波とすることにより、５次高調波を抑制することができ、低次高調波の成分を少なくすることができるという利点があるが、高次高調波成分が増加してしまう。そのため、高調波成分の総量で評価するＴＨＤ（Total Harmonic Distortion；全高調波歪）およびＰＷＨＤ（Partial Weighted Harmonic Distortion；部分加重高調波歪）が悪化してしまうという問題点があった。

本発明は、上記従来の技術における問題点に鑑みてなされたものであって、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することが可能な電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、三相交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、リアクトル、スイッチング素子、および逆流防止素子を少なくとも有し、前記整流器で整流された電圧を変圧する変圧回路と、前記変圧回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧および相電圧の少なくとも一方の電源電圧を検出する電源電圧検出器と、前記変圧回路の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、前記電源電圧、前記出力電圧、および前記リアクトル電流に基づき、該リアクトル電流の予め設定された電流値からの電流偏差を、予め設定された電流偏差に近づけるように前記スイッチング素子の動作を制御するコンバータ制御部とを備え、前記コンバータ制御部は、前記出力電圧に対する目標電圧値を示す電圧指令値から前記出力電圧を減算して得られる電圧差分に基づき、前記リアクトル電流の目標電流値を示す電流指令値を算出する電流制御部と、前記電流指令値から前記リアクトル電流を減算して得られる電流偏差に基づき、前記スイッチング素子の動作に関する情報を示すスイッチング指令値を算出するスイッチング指令値制御部と、前記電源電圧および前記電流偏差に基づき、前記スイッチング指令値を補正するための制御量を生成する誤差蓄積部と、前記スイッチング指令値と前記制御量とを加算して得られる加算スイッチング指令値に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号を生成するスイッチング制御部とを有し、前記誤差蓄積部は、前記電流偏差に基づき、前記リアクトル電流の誤差分を示す誤差量を決定する電流偏差蓄積量決定部と、前記誤差量を前記三相交流電源の電源位相角毎に蓄積して前記制御量を生成する複数の積分器が設けられた電流偏差蓄積部と、前記電源電圧検出器で検出された前記電源電圧に基づき、該電源電圧の電源位相角を算出する電源位相角算出部と、算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器に前記誤差量を蓄積させる入力選択部と、算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器から前記制御量を出力させる出力選択部とを有するものである。

以上のように、本発明によれば、リアクトル電流の所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることにより、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することが可能になる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 図１の電力変換装置におけるコンバータ制御部の構成の一例を示す回路図である。 図２の電流偏差蓄積量決定部における誤差量の決定処理の流れを示すフローチャートである。 図１の電力変換装置を適用可能な空気調和装置の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 図５の電力変換装置におけるコンバータ制御部の構成の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置について説明する。
この電力変換装置は、三相交流電源から予め定められた周波数の交流電流を生成し、例えば空気調和装置における圧縮機または送風機のモータ等の負荷に対して供給するものである。

［電力変換装置の構成］
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の構成の一例を示す回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置１は、整流器４、変圧回路５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９およびコンバータ制御部１０を備える。

整流器４は、三相交流電源２が接続され、三相交流電源２から供給されるＡＣ（Alternating Current）２００Ｖ等の交流電圧を整流して直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータである。整流器４は、例えば、６個のダイオード４１をブリッジ接続した三相全波整流器で構成されている。整流器４は、整流した電圧Ｖ_ｉｎを変圧回路５に対して出力する。

変圧回路５は、整流器４で整流された電圧Ｖ_ｉｎを、例えばＤＣ３６５Ｖ等に変圧するＤＣ−ＤＣコンバータであり、例えば、昇圧チョッパ回路からなっている。変圧回路５は、電圧Ｖ_ｉｎを変圧した出力電圧Ｖ_ｄｃを出力する。変圧回路５は、昇圧用のリアクトル５１、第１の逆流防止素子５２および第１のスイッチング素子５３を有している。
リアクトル５１は、整流器４の出力端に接続されている。第１の逆流防止素子５２は、リアクトル５１に直列接続されている。第１のスイッチング素子５３は、リアクトル５１と第１の逆流防止素子５２との間に接続されている。

第１の逆流防止素子５２は、例えば、ファーストリカバリダイオード等の逆流防止ダイオードからなっている。また、第１の逆流防止素子５２は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体からなっている。
第１のスイッチング素子５３は、後述するコンバータ制御部１０から供給されるスイッチング信号Ｓ_１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。第１のスイッチング素子５３は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体素子、または、Ｓｉ素子と比較してバンドギャップが大きいＳｉＣ素子、ＧａＮ素子、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体からなっている。

また、変圧回路５は、電流検出器５４を有している。電流検出器５４は、リアクトル５１に流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌを検出する。検出されたリアクトル電流Ｉ_Ｌは、コンバータ制御部１０に供給される。

平滑コンデンサ６は、変圧回路５からの出力電圧Ｖ_ｄｃを平滑化して充電するものである。

インバータ７は、例えば、複数のスイッチング素子で構成され、平滑コンデンサ６によって平滑され充電された直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ７には、例えば、空気調和装置における圧縮機のモータ等の負荷３が接続され、負荷３に対して所定の周波数の交流電圧を供給する。インバータ７は、図示しないインバータ制御手段によって制御されている。
なお、インバータ７に用いられるスイッチング素子としては、例えば、上述した第１のスイッチング素子５３と同様に、ＩＧＢＴ等の半導体素子、炭化ケイ素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。

電源電圧検出器８は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出する。ここでは、一例として、三相のうちのＲ相およびＳ相の線間電圧を電源電圧Ｖ_ｒｓとして検出するものとする。検出された電源電圧Ｖ_ｒｓは、コンバータ制御部１０に供給される。
出力電圧検出器９は、平滑コンデンサ６に蓄積される出力電圧Ｖ_ｄｃを検出する。検出された出力電圧Ｖ_ｄｃは、コンバータ制御部１０に供給される。

コンバータ制御部１０は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖ_ｒｓ、出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖ_ｄｃ、および電流検出器５４で検出されたリアクトル電流Ｉ_Ｌに基づき、スイッチング信号Ｓ_１を生成する。
コンバータ制御部１０は、例えばマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と適宜称する）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などの演算装置上で実行されるプログラムで構成される。

（コンバータ制御部の構成）
図２は、図１の電力変換装置１におけるコンバータ制御部１０の構成の一例を示す回路図である。
図２に示すように、コンバータ制御部１０は、電流制御部１１、スイッチング指令値制御部１２、スイッチング制御部１３、および誤差蓄積部２０を備えている。

電流制御部１１は、出力電圧Ｖ_ｄｃの目標電圧値である電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊と出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖ_ｄｃとに基づき、リアクトル５１を流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌの目標電流値である電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊を算出する。電流制御部１１は、電圧減算器１４および電流指令値算出部１５を有している。

電圧減算器１４は、電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊から出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖ_ｄｃを減算し、電圧差分を算出する。

電流指令値算出部１５は、電圧減算器１４で算出された電圧差分に基づき、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊を算出する。電流指令値算出部１５は、例えば、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）および微分制御（Ｄ）を組み合わせたＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative）制御を行うことにより、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊を算出する。
なお、電流指令値算出部１５は、ＰＩＤ制御に限られず、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊を算出するものであれば、どのような制御手法を用いてもよい。例えば、比例制御のみを行うＰ制御を用いてもよいし、比例制御、積分制御および微分制御のうちいずれかを組み合わせた制御を用いてもよい。

スイッチング指令値制御部１２は、電流制御部１１で算出された電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊と電流検出器５４で検出されたリアクトル電流Ｉ_Ｌとに基づき、スイッチング指令値Ｄ_０を算出する。スイッチング指令値制御部１２は、電流減算器１６およびスイッチング指令値算出部１７を有している。

電流減算器１６は、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊からリアクトル電流Ｉ_Ｌを減算し、電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌを算出する。

スイッチング指令値算出部１７は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌに基づき、スイッチング指令値Ｄ_０を算出する。スイッチング指令値Ｄ_０は、第１のスイッチング素子５３のスイッチング動作に関する情報を示す値であり、例えば、スイッチング信号Ｓ１のデューティ比を示す値である。スイッチング指令値算出部１７は、例えば、比例制御、積分制御および微分制御を組み合わせたＰＩＤ制御を行うことにより、スイッチング指令値Ｄ_０を算出する。
なお、スイッチング指令値算出部１７における制御方式としては、これに限られない。例えば、比例制御および積分制御を組み合わせたＰＩ制御、比例制御のみによるＰ制御等の制御方式を用いてもよいし、比例制御、積分制御および微分制御のうちいずれかを組み合わせた制御を用いてもよい。

スイッチング制御部１３は、スイッチング指令値制御部１２で算出されたスイッチング指令値Ｄ_０と後述する誤差蓄積部２０から出力された制御量とに基づき、スイッチング信号Ｓ_１を生成する。スイッチング制御部１３は、加算器１８およびスイッチング信号生成部１９を有している。

加算器１８は、スイッチング指令値算出部１７で算出されたスイッチング指令値Ｄ_０と、誤差蓄積部２０から出力されるスイッチング指令値Ｄ_０を補正するための制御量とを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ_１を算出する。このとき、加算器１８は、制御量に所定の定数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄ_０に加算してもよい。

スイッチング信号生成部１９は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ_１に基づき、第１のスイッチング素子５３のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ_１を生成して出力する。
スイッチング信号生成部１９は、例えば、キャリア周波数による三角波を用いる方法等の公知の方法を用いることによって、スイッチング信号Ｓ１を生成する。

誤差蓄積部２０は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌと、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖ_ｒｓとに基づき、制御量を算出する。
誤差蓄積部２０は、電流偏差蓄積量決定部２１、電源位相角算出部２２、入力選択部２３、出力選択部２４、電流偏差蓄積部２５、入力スイッチ２６および出力スイッチ２７を有する。

電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌが入力され、この電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌに基づき、後述する電流偏差蓄積部２５に蓄積する、リアクトル電流Ｉ_Ｌの誤差分を示す誤差量を決定する。

図３は、図２の電流偏差蓄積量決定部２１における誤差量の決定処理の流れを示すフローチャートである。
電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌが入力される（ステップＳＴ１）と、この電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌと予め設定された閾値とを比較する（ステップＳＴ２）。そして、電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌが閾値以下である場合（ステップＳＴ２；Ｙｅｓ）には、誤差量として値「０」を出力する（ステップＳＴ３）。一方、電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌが閾値よりも大きい場合（ステップＳＴ２；Ｎｏ）には、誤差量として電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌを出力する（ステップＳＴ４）。

なお、電流偏差蓄積部２５に蓄積する誤差量を決定するための閾値は、例えば、電源電流の高調波のうち特定の次数の高調波成分が所定の値以下となるようにフィードバック制御して設定してもよい。また、例えば、低下させたい次数の高調波成分を逐一算出し、この高調波が所定の値以下となるように、閾値を可変としてもよいし、予め決定した閾値を用いてもよい。

説明は図２に戻り、電流偏差蓄積部２５は、電流偏差蓄積量決定部２１から出力された誤差量が入力され、電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角毎の誤差量を蓄積して制御量を生成する。
電流偏差蓄積部２５には、複数の積分器ｍが設けられ、電源位相角毎にＮ個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１が設けられている。すなわち、交流電源の１周期をＮ個に分割した際の電源位相角毎に、誤差量がＮ個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１のそれぞれに蓄積される。

積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１の個数Ｎは、電源周波数である電源電圧の周期と、制御周波数である制御周期とに基づいて設定されると好ましい。例えば、三相交流電源２の電源周波数が６０Ｈｚであり、制御周波数が１８ｋＨｚ（＝１８０００Ｈｚ）である場合、積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１の個数Ｎは、「１８０００Ｈｚ÷６０Ｈｚ＝３００個」となる。
そして、１個の積分器ｍは、全電源位相角を積分器ｍの個数で除した値の位相角に対応する。そのため、この場合の積分器ｍは、電源位相角「１．２°（＝３６０°÷３００個）」分の誤差量を蓄積する。

電流偏差蓄積部２５には、入力スイッチ２６および出力スイッチ２７が設けられている。入力スイッチ２６は、後述する入力選択部２３からの情報に基づいて動作する。これにより、入力された誤差量を蓄積する積分器ｍが決定される。また、出力スイッチ２７は、後述する出力選択部２４からの情報に基づいて動作する。これにより、蓄積された誤差量による制御量を出力する積分器ｍが決定される。

電源位相角算出部２２は、電源電圧検出器８で検出された線間電圧または相電圧に基づき、電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角θを算出する。上述したように、電源電圧検出器８は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出するので、電源位相角算出部２２は、三相のうちいずれか１つの相の電源位相角θを算出する。この例においては、電源電圧検出器８で電源電圧Ｖ_ｒｓを検出しているので、この電源電圧Ｖ_ｒｓに基づき電源位相角θを算出する。

また、電源位相角算出部２２は、電源電圧Ｖ_ｒｓのゼロクロスを検出し、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期を検出する機能を有している。ここで、リアクトル電流Ｉ_Ｌの高調波成分は、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期と同じ周波数特性を有している。そのため、電源位相角算出部２２が電源電圧Ｖ_ｒｓのゼロクロスを検出することにより、簡易な方法でリアクトル電流Ｉ_Ｌの周期性を知ることができ、回路を安価に構成することができる。

入力選択部２３は、電源位相角算出部２２で算出された電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角θに基づき、電流偏差蓄積部２５に設けられた入力スイッチ２６を動作させるための情報を出力する。具体的には、入力選択部２３は、電流偏差蓄積部２５におけるＮ個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１のうち、電源位相角θに対応する積分器ｍに誤差量を蓄積させるように、入力スイッチ２６を動作させる。

出力選択部２４は、電源位相角算出部２２で算出された電源位相角θに基づき、出力スイッチ２７を動作させるための情報を出力する。具体的には、出力選択部２４は、電流偏差蓄積部２５におけるＮ個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１のうち、電源位相角θよりも予め設定された設定遅延位相分だけ遅延させた電源位相角に対応する積分器ｍから制御量を出力させるように、出力スイッチ２７を動作させる。

ここで、上述したように、リアクトル電流Ｉ_Ｌの高調波成分は、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期と同一の周波数特性を有している。そのため、設定遅延位相分は、電源周期の１周期に設定すると好ましい。これにより、同一の周波数特性を有する制御量を用いてリアクトル電流Ｉ_Ｌの誤差を打ち消すことができるので、リアクトル電流Ｉ_Ｌの変動を確実に抑制することができる。

また、入力選択部２３および出力選択部２４は、無駄時間による遅延と、電流制御による遅延との２種類の遅延を考慮して、積分器ｍへの誤差量の蓄積および積分器ｍからの制御量の出力のタイミングを制御する。
無駄時間による遅延は、マイコン等のコントローラによる計算時間遅れに起因するものである。このときに発生する遅延は、一般的に、制御周期の１周期分に相当する。
電流制御による遅延は、リアクトル電流Ｉ_Ｌに起因するものである。リアクトル電流Ｉ_Ｌと、リアクトル５１の電圧であるリアクトル電圧Ｖ_Ｌとの関係は、リアクトル５１のインダクタンスをＬとした場合、以下の式（１）で示すことができる。

式（１）に示すように、リアクトル電流Ｉ_Ｌは、リアクトル電圧Ｖ_Ｌの積分で表すことができる。すなわち、これは、変圧回路５において出力電圧がリアクトル電圧Ｖ_Ｌとなるように出力しても、リアクトル電流Ｉ_Ｌとして反映されるまでに一定の時間を要することを意味する。そのため、電流制御による遅延を考慮して電流偏差蓄積部２５の積分器ｍから制御量を出力する場合には、制御周期の１周期分の遅延を考慮する必要がある。

このように、上述した２種類の遅延を考慮することにより、出力選択部２４で積分器ｍから制御量を出力するタイミングは、入力選択部２３で積分器ｍに誤差量を蓄積するタイミングと比較して、制御周期の２周期分だけ進めるように設定される。

［電力変換装置の動作］
次に、本実施の形態１に係る電力変換装置１の動作について説明する。
図１に示すように、三相交流電源２から交流電圧が給電されると、この交流電圧が整流器４に供給される。整流器４は、供給された交流電圧が整流され、電圧Ｖ_ｉｎを出力する。整流器４から出力された電圧Ｖ_ｉｎは変圧回路５に供給され、変圧回路５は、電圧Ｖ_ｉｎを昇圧し、出力電圧Ｖ_ｄｃを出力する。このとき、変圧回路５では、リアクトル電流Ｉ_Ｌが一定となるように動作がコンバータ制御部１０によって制御される。
変圧回路５において、第１のスイッチング素子５３がＯＮした場合には、整流器４によって整流された電圧Ｖ_ｉｎがリアクトル５１に印加され、第１の逆流防止素子５２によって導通が阻止される。
一方、第１のスイッチング素子５３がＯＦＦした場合には、第１の逆流防止素子５２が導通し、リアクトル５１には、第１のスイッチング素子５３のＯＮ時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、第１のスイッチング素子５３のＯＮ時にリアクトル５１に蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ６側に移送される。
この場合、第１のスイッチング素子５３のオンデューティがコンバータ制御部１０によって制御されることにより、変圧回路５からの出力電圧Ｖ_ｄｃが制御される。

変圧回路５によって昇圧された出力電圧Ｖ_ｄｃは平滑コンデンサ６に蓄積され、平滑コンデンサ６は、出力電圧Ｖ_ｄｃを平滑化する。
平滑コンデンサ６によって平滑化された出力電圧Ｖｄｃは、インバータ７によって三相交流電圧に変換される。そして、変換された交流電圧が負荷３に供給される。

変圧回路５における第１のスイッチング素子５３の動作は、コンバータ制御部１０によって制御されている。コンバータ制御部１０は、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９、および電流検出器５４による検出結果に基づきスイッチング信号Ｓ１を生成して第１のスイッチング素子５３に供給する。

図２に示すように、コンバータ制御部１０において、まず、電圧減算器１４は、電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊から出力電圧検出器９で検出された現在の出力電圧Ｖ_ｄｃを減算し、電圧差分を算出する。電流指令値算出部１５は、電圧減算器１４で算出された電圧差分に基づき電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊を算出する。
次に、電流減算器１６は、電流指令値算出部１５で算出された電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊からリアクトル電流Ｉ_Ｌを減算し、電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌを算出する。スイッチング指令値算出部１７は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌに基づき、スイッチング指令値Ｄ_０を算出する。

一方、電源位相角算出部２２は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖ_ｒｓに基づき、この電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角θを算出する。
また、電流偏差蓄積量決定部２１は、電流減算器１６で算出された電流偏差Ｉ_Ｌ ^＊−Ｉ_Ｌに基づき、誤差量を決定する。

さらに、入力選択部２３は、電源位相角算出部２２で算出された電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角θに基づき入力スイッチ２６を動作させ、電源位相角θに対応する積分器ｍを選択する。出力選択部２４は、電源電圧Ｖ_ｒｓの電源位相角θに基づき出力スイッチ２７を動作させ、電源位相角θよりも電源周期の１周期分等の設定遅延位相分遅延させるとともに、入力選択部２３によって選択された積分器が対応する電源位相角よりも制御周期の２周期分だけ進めた電源位相角に対応する積分器ｍを選択する。

そして、電流偏差蓄積部２５は、電流偏差蓄積量決定部２１で決定された誤差量を、入力選択部２３によって選択された積分器ｍに蓄積するとともに、出力選択部２４によって選択された積分器ｍから制御量を出力する。

次に、加算器１８は、スイッチング指令値算出部１７で算出されたスイッチング指令値Ｄ_０と、電流偏差蓄積部２５から出力された制御量とを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ_１を算出する。

スイッチング信号生成部１９は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ_１に基づきスイッチング信号Ｓ_１を生成し、第１のスイッチング素子５３に対して出力する。

［電力変換装置の適用回路例］
次に、電力変換装置１を適用可能な回路について説明する。
図４は、図１の電力変換装置１を適用可能な空気調和装置６０の一例を示すブロック図である。
図４に示すように、この空気調和装置６０は、電力変換装置１により電力が供給される負荷３としてのモータによって駆動し、冷媒を圧縮する圧縮機６１、冷媒と外部流体との間で熱交換を行う凝縮器としての熱源側熱交換器６２、冷媒を減圧および膨張させる膨張弁６３、冷媒と外部流体との間で熱交換を行う蒸発器としての利用側熱交換器６４を備える。そして、圧縮機６１、熱源側熱交換器６２、膨張弁６３および利用側熱交換器６４が冷媒配管によって順次接続され、冷媒配管内を冷媒が循環する冷媒回路が構成されている。

この空気調和装置６０では、まず、低温低圧の冷媒が圧縮機６１によって圧縮され、高温高圧のガス冷媒となって圧縮機６１から吐出される。圧縮機６１から吐出された高温高圧のガス冷媒は、凝縮器として機能する熱源側熱交換器６２に流入し、空気または水等の外部の流体と熱交換して放熱しながら凝縮し、過冷却状態の高圧の液冷媒となって熱源側熱交換器６２から流出する。

熱源側熱交換器６２から流出した高圧の液冷媒は、膨張弁６３によって膨張および減圧されて低温低圧の気液二相冷媒となり、蒸発器として機能する利用側熱交換器６４に流入する。利用側熱交換器６４に流入した低温低圧の気液二相冷媒は、室内空気と熱交換して吸熱および蒸発することにより室内空気を冷却し、低温低圧のガス冷媒となって利用側熱交換器６４から流出する。利用側熱交換器６４から流出した低温低圧のガス冷媒は、圧縮機６１へ吸入される。

なお、上述した空気調和装置６０の例は、冷房運転を行う際の回路を示すが、例えば、熱源側熱交換器６２および利用側熱交換器６４の接続位置を入れ替えることにより、暖房運転を行うこともできる。

以上のように、本実施の形態１では、誤差蓄積部２０から制御量を出力し、この制御量によってスイッチング指令値Ｄ_０を補正した加算スイッチング指令値Ｄ_１に基づき、変圧回路５の第１のスイッチング素子５３の動作を制御するスイッチング信号Ｓ_１を生成する。これにより、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期とリアクトル電流Ｉ_Ｌの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流Ｉ_Ｌの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。そして、高調波成分の総量で評価するＴＨＤおよびＰＷＨＤを低下させることができる。

すなわち、リアクトルの電流偏差が０に収束するように制御し、入力電流を矩形波とする従来の電力変換装置と比較して、本実施の形態１に係る電力変換装置では、低次高調波だけでなく、高次高調波をも抑制することができる。

また、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、キャリア周波数を高く設定することができるため、電流制御の応答がより高くなり、より高次の高調波まで制御して抑制することができる。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。
本実施の形態２に係る電力変換装置は、変圧回路および変圧回路を制御するコンバータ制御部の構成が実施の形態１と相違する。

［電力変換装置の構成］
図５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す回路図である。
なお、実施の形態１に係る電力変換装置１と同様の部分には、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。また、この電力変換装置１００は、実施の形態１と同様に、圧縮機６１のモータを負荷３として、空気調和装置６０に適用することができる。

図５に示すように、電力変換装置１００には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置１００は、整流器４、変圧回路１０５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９、中間電圧検出器７０およびコンバータ制御部１１０を備える。

変圧回路１０５は、図１に示す変圧回路５と同様に、整流器４で整流された電圧Ｖ_ｉｎを変圧して出力電圧Ｖ_ｄｃを出力する昇圧チョッパ回路であるが、複数レベルの出力電圧を出力することが可能なマルチレベルコンバータとして構成されている。
変圧回路１０５は、リアクトル５１、第２のスイッチング素子１５１、第３のスイッチング素子１５２、第２の逆流防止素子１５３、第３の逆流防止素子１５４、中間コンデンサ１５５、電流検出器５４を有している。

リアクトル５１は、整流器４の出力端に接続されている。第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、互いに直列接続されるとともに、リアクトル５１に直列接続されている。
第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２は、リアクトル５１と第２の逆流防止素子１５３との間に接続されている。
中間コンデンサ１５５は、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２の間と、第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４の間とに接続されている。

第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、実施の形態１における第１の逆流防止素子５２と同様に、例えば、ファーストリカバリダイオード等の逆流防止ダイオードからなっている。また、第２の逆流防止素子１５３および第３の逆流防止素子１５４は、第１の逆流防止素子５２と同様に、例えば、Ｓｉ素子と比較してバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体からなっている。

第２のスイッチング素子１５１は、後述するコンバータ制御部１１０から供給されるスイッチング信号Ｓ_１１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。
第３のスイッチング素子１５２は、コンバータ制御部１１０から供給されるスイッチング信号Ｓ_１２に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。
第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２は、実施の形態１における第１のスイッチング素子５３と同様に、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子、またはワイドバンドギャップ半導体からなっている。

この変圧回路１０５は、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２の動作に応じて、出力電圧として０、Ｖ_ｍ、Ｖ_ｄｃの３つのレベルのものを出力することができる。
中間電圧Ｖ_ｍは、第２のスイッチング素子１５１および第３のスイッチング素子１５２のいずれか一方がＯＮ、他方がＯＦＦとなるようにスイッチング動作することにより、平滑コンデンサ６の出力電圧Ｖ_ｄｃの１／２となるように制御される。これにより、スイッチング損失を小さくすることができ、リアクトル５１のキャリアリプル電流が小さくなるので、効率を向上させることができる。

中間電圧検出器７０は、変圧回路１０５に設けられた中間コンデンサ１５５の中間電圧Ｖ_ｍを検出する。

コンバータ制御部１１０は、電源電圧検出器８で検出された電源電圧Ｖ_ｒｓ、出力電圧検出器９で検出された出力電圧Ｖ_ｄｃ、中間電圧検出器７０で検出された中間電圧Ｖ_ｍ、および電流検出器５４で検出されたリアクトル電流Ｉ_Ｌに基づき、スイッチング信号Ｓ_１１およびＳ_１２を生成する。生成されたスイッチング信号Ｓ_１１は、第２のスイッチング素子１５１に供給され、スイッチング信号Ｓ_１２は、第３のスイッチング素子１５２に供給される。
コンバータ制御部１１０は、実施の形態１におけるコンバータ制御部１０と同様に、例えばマイコン等の演算装置上で実行されるプログラムで構成される。

（コンバータ制御部の構成）
図６は、図５の電力変換装置１００におけるコンバータ制御部１１０の構成の一例を示す回路図である。
図６に示すように、コンバータ制御部１１０は、電流制御部１１、スイッチング指令値制御部１２、中間電圧減算器１６１、中間指令値算出部１６２、スイッチング制御部１３０、および誤差蓄積部２０を備える。

中間電圧減算器１６１は、中間電圧Ｖ_ｍの目標電圧値である中間電圧指令値Ｖ_ｍ ^＊から、中間電圧検出器７０で検出された中間電圧Ｖ_ｍを減算し、中間電圧差分を算出する。

中間指令値算出部１６２は、中間電圧減算器１６１で算出された中間電圧差分に基づき、中間スイッチング指令値Ｄ_ｍを算出する。中間指令値算出部１６２は、例えば、ＰＩＤ制御、ＰＩ制御、Ｐ制御等を行うことにより、中間スイッチング指令値Ｄ_ｍを算出する。

スイッチング制御部１３０は、スイッチング指令値制御部１２で算出されたスイッチング指令値Ｄ_０と、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄ_ｍと、誤差蓄積部２０から出力された制御量とに基づき、スイッチング信号Ｓ_１１およびスイッチング信号Ｓ_１２を生成する。スイッチング制御部１３０は、加算器１８、中間減算器１３１、中間加算器１３２、スイッチング信号生成部１３３を有している。

中間減算器１３１は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ_１から、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄ_ｍを減算し、減算スイッチング指令値Ｄ_１１を算出する。

中間加算器１３２は、加算器１８で算出された加算スイッチング指令値Ｄ_１と、中間指令値算出部１６２で算出された中間スイッチング指令値Ｄ_ｍとを加算し、加算スイッチング指令値Ｄ_１２を算出する。

スイッチング信号生成部１３３は、中間減算器１３１で算出された減算スイッチング指令値Ｄ_１１に基づき、第２のスイッチング素子１５１のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ_１１を生成して出力する。
また、スイッチング信号生成部１３３は、中間加算器１３２で算出された加算スイッチング指令値Ｄ_１２に基づき、第３のスイッチング素子１５２のスイッチング動作であるＯＮまたはＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ_１２を生成して出力する。

以上のように、本実施の形態２では、変圧回路としてマルチレベルコンバータを用いているが、この場合においても、実施の形態１と同様に、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期とリアクトル電流Ｉ_Ｌの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流Ｉ_Ｌの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。

実施の形態３．
次に、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。
本実施の形態３に係る電力変換装置は、変圧回路の構成が実施の形態１および実施の形態２と相違する。

［電力変換装置の構成］
図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置２００の構成の一例を示す回路図である。
なお、実施の形態１に係る電力変換装置１および実施の形態２に係る電力変換装置１００と同様の部分には、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。また、この電力変換装置２００は、実施の形態１および実施の形態２と同様に、圧縮機６１のモータを負荷３として、空気調和装置６０に適用することができる。

図７に示すように、電力変換装置２００には、三相交流電源２および負荷３が接続されている。電力変換装置２００は、整流器４、変圧回路２０５、平滑コンデンサ６、インバータ７、電源電圧検出器８、出力電圧検出器９およびコンバータ制御部１０を備える。

変圧回路２０５は、整流器４で整流された電圧Ｖ_ｉｎを変圧して降圧した出力電圧Ｖ_ｄｃを出力する降圧コンバータとして構成されている。
変圧回路２０５は、リアクトル５１、第４のスイッチング素子２５１、第４の逆流防止素子２５２、および電流検出器５４を有している。

第４のスイッチング素子２５１は、整流器４の出力端に接続されている。リアクトル５１は、第４のスイッチング素子２５１に直列接続されている。第４の逆流防止素子２５２は、第４のスイッチング素子２５１とリアクトル５１との間に接続されている。

第４のスイッチング素子２５１は、コンバータ制御部１０から供給されるスイッチング信号Ｓ_１に基づきＯＮまたはＯＦＦとなるスイッチング動作を行う。

以上のように、本実施の形態３では、変圧回路として降圧コンバータを用いているが、この場合でも、実施の形態１および実施の形態２と同様に、電源電圧Ｖ_ｒｓの周期とリアクトル電流Ｉ_Ｌの周期との間の関係性を利用して、リアクトル電流Ｉ_Ｌの所定の電流値からの電流偏差を目的の電流偏差に近づけることができる。そのため、電流制御の性能を向上させることができ、低次高調波を抑制しつつ、高次高調波も抑制することができる。

１、１００、２００ 電力変換装置、２ 三相交流電源、３ 負荷、４ 整流器、５、１０５、２０５ 変圧回路、６ 平滑コンデンサ、７ インバータ、８ 電源電圧検出器、９ 出力電圧検出器、１０、１１０ コンバータ制御部、１１ 電流制御部、１２ スイッチング指令値制御部、１３、１３０ スイッチング制御部、１４ 電圧減算器、１５ 電流指令値算出部、１６ 電流減算器、１７ スイッチング指令値算出部、１８ 加算器、１９、１３３ スイッチング信号生成部、２０ 誤差蓄積部、２１ 電流偏差蓄積量決定部、２２ 電源位相角算出部、２３ 入力選択部、２４ 出力選択部、２５ 電流偏差蓄積部、２６ 入力スイッチ、２７ 出力スイッチ、４１ ダイオード、５１ リアクトル、５２ 第１の逆流防止素子、５３ 第１のスイッチング素子、５４ 電流検出器、６０ 空気調和装置、６１ 圧縮機、６２ 熱源側熱交換器、６３ 膨張弁、６４ 利用側熱交換器、７０ 中間電圧検出器、１３１ 中間減算器、１３２ 中間加算器、１５１ 第２のスイッチング素子、１５２ 第３のスイッチング素子、１５３ 第２の逆流防止素子、１５４ 第３の逆流防止素子、１５５ 中間コンデンサ、１６１ 中間電圧減算器、１６２ 中間指令値算出部、２５１ 第４のスイッチング素子、２５２ 第４の逆流防止素子。

Claims (14)

1. 三相交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
   リアクトル、スイッチング素子、および逆流防止素子を少なくとも有し、前記整流器で整流された電圧を変圧する変圧回路と、
   前記変圧回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサで平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧および相電圧の少なくとも一方の電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
   前記変圧回路の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、
   前記電源電圧、前記出力電圧、および前記リアクトル電流に基づき、該リアクトル電流の予め設定された電流値からの電流偏差を、予め設定された電流偏差に近づけるように前記スイッチング素子の動作を制御するコンバータ制御部と
   を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記出力電圧に対する目標電圧値を示す電圧指令値から前記出力電圧を減算して得られる電圧差分に基づき、前記リアクトル電流の目標電流値を示す電流指令値を算出する電流制御部と、
   前記電流指令値から前記リアクトル電流を減算して得られる電流偏差に基づき、前記スイッチング素子の動作に関する情報を示すスイッチング指令値を算出するスイッチング指令値制御部と、
   前記電源電圧および前記電流偏差に基づき、前記スイッチング指令値を補正するための制御量を生成する誤差蓄積部と、
   前記スイッチング指令値と前記制御量とを加算して得られる加算スイッチング指令値に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号を生成するスイッチング制御部と
   を有し、
   前記誤差蓄積部は、
   前記電流偏差に基づき、前記リアクトル電流の誤差分を示す誤差量を決定する電流偏差蓄積量決定部と、
   前記誤差量を前記三相交流電源の電源位相角毎に蓄積して前記制御量を生成する複数の積分器が設けられた電流偏差蓄積部と、
   前記電源電圧検出器で検出された前記電源電圧に基づき、該電源電圧の電源位相角を算出する電源位相角算出部と、
   算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器に前記誤差量を蓄積させる入力選択部と、
   算出された前記電源位相角に基づき、前記電流偏差蓄積部の前記複数の積分器のうち、前記電源位相角に対応する積分器から前記制御量を出力させる出力選択部と
   を有する
   電力変換装置。
2. 前記出力選択部は、
   算出された前記電源位相角よりも電源周期の１周期分だけ遅延させた位相角に対応する積分器から、前記制御量を出力させる
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記出力選択部は、
   前記入力選択部によって選択された積分器が対応する電源位相角よりも、制御周期の２周期分だけ進めた位相角に対応する積分器から、前記制御量を出力させる
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記電流偏差蓄積量決定部は、
   前記電流偏差と予め設定された閾値とを比較し、
   前記電流偏差が前記閾値以下である場合に、値０を前記誤差量として出力し、
   前記電流偏差が前記閾値よりも大きい場合に、前記電流偏差を前記誤差量として出力する
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記電流偏差蓄積量決定部は、
   前記三相交流電源の電源電流における予め決められた次数の高調波成分が予め設定された値以下となるように、前記閾値を設定する
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電流偏差蓄積部は、
   前記電源電圧の周期と制御周期とに基づき、前記複数の積分器の個数が決定される
   請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記電流制御部は、
   前記電圧差分に対して、比例制御、積分制御および微分制御のうち１または複数のいずれかを組み合わせて制御を行うことにより、前記電流指令値を算出する
   請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記スイッチング指令値制御部は、
   前記電流偏差に対して、比例制御、積分制御および微分制御のうち１または複数のいずれかを組み合わせて制御を行うことにより、前記スイッチング指令値を算出する
   請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記変圧回路は、
   前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、
   前記リアクトルに直列接続された前記逆流防止素子と、
   前記リアクトルと前記逆流防止素子との間に接続された前記スイッチング素子と
   を有する
   請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記変圧回路は、
    前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、
    互いに直列接続されるとともに、前記リアクトルに直列接続された第２の逆流防止素子および第３の逆流防止素子と、
    互いに直列接続されるとともに、前記リアクトルと前記第２の逆流防止素子との間に接続された第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子と、
    前記第２の逆流防止素子および前記第３の逆流防止素子の間と、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の間とに接続された中間コンデンサと
    を有する
    請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記変圧回路は、
    前記整流器の出力端に接続された前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子に直列接続された前記リアクトルと、
    前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に接続された前記逆流防止素子と
    を有する
    請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記中間コンデンサの電圧を中間電圧として検出する中間電圧検出器
    をさらに備え、
    前記コンバータ制御部は、
    前記中間電圧の目標電圧値を示す中間指令値から前記中間電圧を減算して得られる中間電圧差分に基づき、中間スイッチング指令値を算出する中間指令値算出部をさらに有し、
    前記スイッチング制御部は、
    前記スイッチング指令値、前記中間スイッチング指令値および前記制御量に基づき、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング信号を生成する
    請求項１０に記載の電力変換装置。
13. 前記スイッチング素子および前記逆流防止素子の少なくとも一方は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
    請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
14. 請求項１〜１３のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から供給される電力により駆動する圧縮機、熱源側熱交換器、膨張弁および利用側熱交換器を冷媒配管で順次接続して冷媒を循環させる冷媒回路と
    を備える空気調和装置。

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