JP6478881B2 - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。

電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
そこで、特許文献１のように交流電源を直流電源に変換する直流電源装置において、回路にＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を備えた同期整流回路が提案されている。

特開２００８−６１４１２号公報

ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流することで力率を改善することが行われる。短絡回数が１回であると負荷が大きい領域では力率の改善には不十分であり、短絡回数を複数増やすことで力率を更に改善することが可能であるが、スイッチング損失は悪化してしまう。また、高出力領域ほど力率は悪化し、高調波電流の許容値に対して厳しくなるため、低出力領域以上に力率の改善が必要である。
しかし、前述したように短絡回数を増やすことでスイッチング損失の悪化に繋がるため、省エネルギ化と高調波電流の抑制を両立させるための最適な制御が求められる。
そこで、本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置を提供し、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、第１〜第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードに並列接続され、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１〜第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードに並列接続され、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１〜第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１〜第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備えることを特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。

本実施形態における直流電源装置を示す概略の構成図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。 部分スイッチング（２ショット）を行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 高速スイッチングを行った場合において、ＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。 高速スイッチングを行い、デッドタイムを考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。 高速スイッチングを行った場合において、交流電源電圧と回路電流の関係を示した図である。 交流電源電圧が正極性の場合に、リアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティを示した図である。 部分スイッチングの概要を説明した図である。 負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。 部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。 本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。 負荷の大きさに応じて直流電源装置の動作モードと空気調和機の運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１を備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）とは、ブリッジ整流回路１０を構成する。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）はスイッチング素子であり、ダイオードＤ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードであり、ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の飽和電圧は、ダイオードＤ１、Ｄ２と寄生ダイオードＤ３、Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。

この直流電源装置１は更に、電流検出部１１と、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。

ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈａとリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。

また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ１と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。

リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。

平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。

スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。

このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ：Reverse Recovery Time）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。

ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや交耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
シャント抵抗Ｒ１は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有している。
電流検出部１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。

ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。

交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。

ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。

負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、その検出値（電流、モータ回転数、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。

昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そしてコンバータ制御部１８は、目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力して、スイッチング制御を行う。

直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

コンバータ制御部１８を含むブロックＭは、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１又はシャント抵抗Ｒ１、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
次に、本発明の直流電源装置１の動作モードについて説明する。

直流電源装置１の動作モードを大別すると、ダイオード整流モード、同期整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの４つがある。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。

≪ダイオード整流モード≫
ダイオード整流モードは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。このモードではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態である。
図２は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。

図３は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。

≪同期整流モード≫
前述のダイオード整流に対して高効率動作を行うために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。

図４は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図４において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
図５は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。

図５において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
以上のように直流電源装置を動作させることで、高効率動作が可能となる。

図６（ａ）〜（ｄ）は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図６（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図６（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図６（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図６（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。

図６（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
図６（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄに対して大きい場合に流れる。

≪高速スイッチング動作≫
次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。

この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、力率改善動作と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、力率改善電流と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。

交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで同期整流を行った場合、電流の流れは図４の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図６（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させ、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。

図７は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせた場合に流れる力率改善電流ｉｓｐの経路を示した図である。
短絡電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。

交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。

図８は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて力率改善電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。

図９（ａ）〜（ｄ）は、力率改善電流を２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図９（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図９（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図９（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図９（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図９（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。

図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。

図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンして力率改善動作を行う。その後ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。

図９（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。

例えば交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、図４のようになる。

なお、この力率改善動作と前述したダイオード整流動作を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ３がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は、図２のようになる。

図１０（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図１０（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図１０（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図１０（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１０（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図１０（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。

高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にする。このように、このように力率改善動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。

しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本発明では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。

さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。

式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。なお、ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１にて検出した値であり、回路電流実効値Ｉｓは、電流検出部１１にて検出した値である。

式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。

昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。

さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。

以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。

図１１は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図１１の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。

破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。

図１１において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど力率改善電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。

なお、実際には上下短絡を回避するためにデッドタイムを考慮する必要がある。図１２は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１２の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。

図１３は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１３の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。

図１３に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄ_Ｑ２を、以下の式（８）に示す。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄ_Ｑ１を、以下の式（９）に示す。

また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。

図１４は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示した図である。図１４の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。

実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。

以上、高速スイッチングと同期整流を組み合わせて実施する場合について説明を行ってきた。なお、前述したように高速スイッチングとダイオード整流を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のみ高速スイッチングを行う。このように制御を行っても力率の改善効果を得ることができる。

≪部分スイッチング動作≫
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。

回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。

部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で力率改善動作を行うのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１５を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。

図１５（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。

図１５（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓを示し、図１５（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１５（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１５（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示している。
図１５（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状である。
図１５（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。

ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをdi(P1)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。さらに時間ton1_Q2に亘ってオンした後、時間toff_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。このときdi(ton1_Q2)/dtとdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。

次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。

なお、このようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替えているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実施しているためである。
なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。

≪制御モードの切り替え≫
本発明の直流電源装置１は、ダイオード整流制御と同期整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御を実施可能である。例えば使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで、前述した４つの制御を実施するモードを、予め決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能となる。

図１６は、負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。この図において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。また、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。

第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。

第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである。

第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。

第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。

第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。

第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。

第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。

例えば、効率向上と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。要するに、効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。

なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えばカレントトランス１１で検出した回路電流がある。或いは負荷検出部１５にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈがモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転数、変調率、或いは直流電圧等を用いればよい。

更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合は閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。

例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上・第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。

また、第３，第６〜第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧が変動する場合がある。これを回避するために、部分スイッチングの動作から高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える。

図１７は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
図１７（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧の瞬時値ｖｓと入力電流Ｉｓとを模式的に示している。
図１７（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧の瞬時値ｖｓと入力電流ｉｓとを模式的に示している。このときの電流ｉｓのピークは、図１７（ａ）に示した電流ｉｓのピークよりも小さくなっている。このようにオン時間を調整して切り替えることで直流電圧の変動を抑えることが可能である。これは、部分スイッチングに対して高速スイッチング時は力率が良いため電流は小さくなる。つまり、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧が昇圧されすぎてしまうためである。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。

同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、先程とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧の低下を防ぐことが可能である。
更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで安定的に制御の切り替えを行うことができる。

＜空気調和機と直流電源装置の動作＞
図１８は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。

図１８に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。

リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。

空気調和機Ａに搭載された直流電源装置の動作の流れについて説明する。直流電源装置は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードを備えている。

例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置を同期整流モードで動作させるとよい。

負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。

図１９は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置は同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。

定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。

以上のように、直流電源装置は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。

なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置に通流する回路電流ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。

例えば負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置は同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置は高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。

以上のように直流電源装置は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。

本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Silicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）を用いたスイッチング素子を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。

このように、本実施形態の直流電源装置を空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性を高めることができる。空気調和機以外の機器に本実施形態の直流電源装置を搭載しても、高効率かつ信頼性を高めることが可能である。

本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として高速ｔｒｒタイプの素子を用いているが、具体的にｔｒｒを３００ｎｓ以下の素子を用いることで高効率動作が可能である。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン抵抗に関しても小さいほど同期整流の効果が高まる。具体的にはオン抵抗が０．１Ω以下とすることで高効率動作が可能である。
ブリッジ整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の寄生ダイオードとダイオードＤ１，Ｄ２の構成に限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）にそれぞれダイオードを並列接続し、これにダイオードＤ１，Ｄ２を組み合わせて構成してもよい。

上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。

各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１ 直流電源装置
１０ 整流回路
１１ 電流検出部
Ｒ１ シャント抵抗
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部 （制御手段）
１９ 電源回路
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード （第１のダイオード）
Ｄ２ ダイオード （第２のダイオード）
Ｄ３ ダイオード （第３のダイオード）
Ｄ４ ダイオード （第４のダイオード）
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ （第１のスイッチング素子）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ （第２のスイッチング素子）

Claims (14)

1. 交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
   前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
   前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
   前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
   前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
   を備えることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
5. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
6. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
7. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
8. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
9. 前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
10. 前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
    ことを特徴とする請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。
11. 前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
    ことを特徴とする請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。
12. 前記制御手段は、前記閾値情報として、回路電流、モータ電流、モータ回転数、変調率、直流電圧のいずれかを用いる、
    ことを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の直流電源装置。
13. 前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、またはＧａＮ（Gallium nitride）を用いたスイッチング素子である、
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１２の何れか１項に記載の直流電源装置。
14. 請求項１ないし請求項１３の何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、
    ことを特徴とする空気調和機。

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