JP7145965B2 - 電力変換回路および空気調和機 - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換回路および空気調和機に関する。
本技術分野の背景技術として、下記特許文献１の請求項１には、「直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給する二個一組の主回路スイッチング素子と、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備え、前記逆電圧印加回路は、前記直流電圧源より電圧値が低い補助電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短く高速な補助ダイオードとの直列接続にて構成され、二個一組の主回路スイッチング素子を互いにオン状態とオフ状態とを切替える際に両主回路スイッチング素子をともにオフする短時間の休止期間を有して前記主回路スイッチング素子を切り替える主回路スイッチング制御回路と、前記主回路スイッチング素子がオフした時点から始まる休止期間中に前記逆電圧印加スイッチング素子をオンさせ前記休止期間の経過後にオフさせる逆電圧印加スイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。」と記載されている。
しかし、上記特許文献１の技術では、逆電圧印加スイッチング素子をオン／オフさせるドライブ信号にノイズが重畳すると、逆電圧印加回路は還流ダイオードに適切な逆電圧を印加できなくなり、電力損失が大きくなることがある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、電力損失を抑制できる電力変換回路および空気調和機を提供することを目的とする。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、電力損失を抑制できる電力変換回路および空気調和機を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため本発明の電力変換回路は、直流系統と交流系統との間に設けられ、電力変換を行う複数の主回路スイッチング素子と、複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記直流系統における直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、を備え、前記逆電圧印加回路は、それぞれ、前記直流系統における直流電圧よりも低い直流電圧を発生させる低電圧電源と、キャパシタと、前記低電圧電源と前記キャパシタとの間に接続された逆電圧印加スイッチング素子と、前記キャパシタに蓄積された電荷によって対応する前記還流ダイオードに逆電圧を印加するように、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続された逆電圧印加ダイオードと、を備え、前記逆電圧印加スイッチング素子は、前記主回路スイッチング素子よりも耐圧が低く、前記逆電圧印加スイッチング素子と、前記キャパシタとは、前記低電圧電源の正極と負極との間に直列接続され、前記逆電圧印加ダイオードは、前記還流ダイオードよりも逆回復時間が短く、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続されていることを特徴とする。
本発明によれば、電力変換回路および空気調和機の電力損失を抑制できる。
［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
図１は、本発明の第１実施形態によるインバータ１２０（電力変換回路）の回路図である。
インバータ１２０は、直流電源１４２（直流系統）から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、負荷装置であるモータ１４４（交流系統）を駆動する。なお、モータ１４４は、例えば磁石型三相同期電動機である。インバータ１２０は、直流端子４０Ｐ，４０Ｎと、交流端子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗと、６個のスイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６（主回路スイッチング素子）と、６個の還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６と、６台の逆電圧印加回路１１～１６と、インバータ制御回路１３０（制御部）と、ドライバ回路１２２と、を備えている。
〈第１実施形態の構成〉
図１は、本発明の第１実施形態によるインバータ１２０（電力変換回路）の回路図である。
インバータ１２０は、直流電源１４２（直流系統）から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、負荷装置であるモータ１４４（交流系統）を駆動する。なお、モータ１４４は、例えば磁石型三相同期電動機である。インバータ１２０は、直流端子４０Ｐ，４０Ｎと、交流端子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗと、６個のスイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６（主回路スイッチング素子）と、６個の還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６と、６台の逆電圧印加回路１１～１６と、インバータ制御回路１３０（制御部）と、ドライバ回路１２２と、を備えている。
なお、本実施形態においては、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６および後述する他のスイッチング素子は、全てＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。スイッチング素子ＱＡ１，ＱＡ２のゲート・ソース間電圧を、各々ＶｇｓＱＡ１，ＶｇｓＱＡ２と呼ぶ。
直流端子４０Ｐ，４０Ｎ間には、直流電源１４２が出力する主直流電圧ＶＥが印加される。また、モータ１４４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各巻線（図示略）は、それぞれ交流端子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに接続されている。スイッチング素子ＱＡ１，ＱＡ２は、直流端子４０Ｐ，４０Ｎの間に直列接続されている。同様に、スイッチング素子ＱＡ３，ＱＡ４も、直流端子４０Ｐ，４０Ｎの間に直列接続され、スイッチング素子ＱＡ５，ＱＡ６も、直流端子４０Ｐ，４０Ｎの間に直列接続されている。これらスイッチング素子の３箇所の接続点は、各々交流端子４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに接続されている。
還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６は、各々スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６に対して逆並列接続されており、モータ１４４から出力された電流を直流電源１４２に還流する。逆電圧印加回路１１～１６は、各々還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６に並列接続されている。逆電圧印加回路１１～１６は、対応する還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６に印加し、逆回復損失を抑制するものである。
インバータ制御回路１３０は、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６のオン／オフ状態を制御する主回路制御信号ＳＡ１～ＳＡ６と、逆電圧印加回路１１～１６の動作を制御する逆電圧制御信号ＳＢ１～ＳＢ６と、を出力する。ドライバ回路１２２は、主回路制御信号ＳＡ１～ＳＡ６と、逆電圧制御信号ＳＢ１～ＳＢ６と、をバッファリングし、その結果を電圧信号ＶＡ１～ＶＡ６，ＶＢ１～ＶＢ６として出力する。ここで、主回路制御信号ＳＡ１～ＳＡ６は、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６をオン／オフすることによって、直流電源１４２をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調するために出力される。
次に、逆電圧印加回路１１について説明する。
図１において、スイッチング素子ＱＡ１がオフ状態であって、ダイオードＤＡ１に順方向の還流電流が流れていたとする。ここで、スイッチング素子ＱＡ１がオン状態になると、ダイオードＤＡ１には逆電圧が印加される。その際、ダイオードＤＡ１の残留電荷によって逆方向電流が流れる。この逆方向電流は逆回復電流と呼ばれており、逆回復電流による損失は逆回復損失と呼ばれている。ダイオードＤＡ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＡ１に主直流電圧ＶＥがそのまま印加されると、逆回復電流および逆回復損失が大きくなる。そこで、逆電圧印加回路１１は、この問題に対応するために設けられている。すなわち、逆電圧印加回路１１は、ダイオードＤＡ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＡ１に対して、主直流電圧ＶＥよりも低い逆電圧を印加し、逆回復電流および逆回復損失を低減させようとするものである。
図１において、スイッチング素子ＱＡ１がオフ状態であって、ダイオードＤＡ１に順方向の還流電流が流れていたとする。ここで、スイッチング素子ＱＡ１がオン状態になると、ダイオードＤＡ１には逆電圧が印加される。その際、ダイオードＤＡ１の残留電荷によって逆方向電流が流れる。この逆方向電流は逆回復電流と呼ばれており、逆回復電流による損失は逆回復損失と呼ばれている。ダイオードＤＡ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＡ１に主直流電圧ＶＥがそのまま印加されると、逆回復電流および逆回復損失が大きくなる。そこで、逆電圧印加回路１１は、この問題に対応するために設けられている。すなわち、逆電圧印加回路１１は、ダイオードＤＡ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＡ１に対して、主直流電圧ＶＥよりも低い逆電圧を印加し、逆回復電流および逆回復損失を低減させようとするものである。
逆電圧印加回路１１の内部において、直流電源２２（低電圧電源）は、上述した直流電源１４２の主直流電圧ＶＥよりも低い直流電圧ＶＧを出力する。例えば、インバータ１２０を空気調和機に適用する場合には、主直流電圧ＶＥの実効値は３００［Ｖ］程度とし、直流電圧ＶＧは、その１／１０以下の電圧、例えば５～２４［Ｖ］程度にするとよい。抵抗器２４およびキャパシタ２６は、直流電圧ＶＧからノイズ成分を除去するフィルタ回路を構成している。スイッチング素子２８（逆電圧印加スイッチング素子）は、インバータ制御回路１３０からドライバ回路１２２を介して供給された電圧信号ＶＢ１によってオン／オフ制御される。ダイオード３０は、スイッチング素子２８の還流ダイオードである。
キャパシタ３２は、スイッチング素子２８のオン／オフ状態に基づいて充放電される。ダイオード３４（逆電圧印加ダイオード）は、キャパシタ３２の一端と、スイッチング素子ＱＡ１のドレイン端子との間に、逆流防止用に接続されている。
スイッチング素子２８は、直流電源２２が出力する直流電圧ＶＧのスイッチングを行うため、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６よりも耐圧の低いものを採用している。また、ダイオード３４は、高速に動作させることが好ましいため、還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６よりも逆回復時間が短いものを採用している。具体的には、ダイオード３４として、ワイドバンドギャップ半導体（シリコンカーバイド、窒化ガリウム、酸化ガリウム等）を適用するとよい。なお、他の逆電圧印加回路１２～１６については図示を省略するが、これらは逆電圧印加回路１１と同様に構成されている。
スイッチング素子２８は、直流電源２２が出力する直流電圧ＶＧのスイッチングを行うため、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６よりも耐圧の低いものを採用している。また、ダイオード３４は、高速に動作させることが好ましいため、還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６よりも逆回復時間が短いものを採用している。具体的には、ダイオード３４として、ワイドバンドギャップ半導体（シリコンカーバイド、窒化ガリウム、酸化ガリウム等）を適用するとよい。なお、他の逆電圧印加回路１２～１６については図示を省略するが、これらは逆電圧印加回路１１と同様に構成されている。
〈第１実施形態の動作〉
図２は、インバータ１２０における各部の波形図である。
図２において主回路制御信号ＳＡ１，ＳＡ２は、上述したように、スイッチング素子ＱＡ１，ＱＡ２を制御するために、インバータ制御回路１３０が出力する信号である。時刻ｔ0以前においては、主回路制御信号ＳＡ２がハイレベルであるため、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ２もハイレベルになっている。従って、スイッチング素子ＱＡ２（図１参照）は時刻ｔ0以前にはオン状態になっている。これにより、交流端子４２Ｕからインバータ１２０に流入した電流は、スイッチング素子ＱＡ２を介して直流電源１４２に還流する。
図２は、インバータ１２０における各部の波形図である。
図２において主回路制御信号ＳＡ１，ＳＡ２は、上述したように、スイッチング素子ＱＡ１，ＱＡ２を制御するために、インバータ制御回路１３０が出力する信号である。時刻ｔ0以前においては、主回路制御信号ＳＡ２がハイレベルであるため、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ２もハイレベルになっている。従って、スイッチング素子ＱＡ２（図１参照）は時刻ｔ0以前にはオン状態になっている。これにより、交流端子４２Ｕからインバータ１２０に流入した電流は、スイッチング素子ＱＡ２を介して直流電源１４２に還流する。
次に、時刻ｔ0において、主回路制御信号ＳＡ２は、ハイレベルからロウレベルに立ち下がり、スイッチング素子ＱＡ２のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ２は、時刻ｔ0から徐々に立ち下がっている。このように、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ２が立ち下がると、スイッチング素子ＱＡ２はオフ状態になる。すると、図１において交流端子４２Ｕからインバータ１２０に流入した電流は、ダイオードＤＡ１を介して直流電源１４２に還流する。
次に、時刻ｔ2において主回路制御信号ＳＡ１がロウレベルからハイレベルに立ち上がると、スイッチング素子ＱＡ１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ１は、その後の時刻ｔ4～時刻ｔ10にかけて、徐々に立ち上がっている。主回路制御信号ＳＡ１が時刻ｔ2に立ち上がった後、時刻ｔ4までの期間、電圧ＶｇｓＱＡ１には変化がみられないが、この期間は、ドライバ回路１２２における遅れ時間である。次に、時刻ｔ4～ｔ6の期間には、徐々に電圧ＶｇｓＱＡ１が上昇している。この期間は、スイッチング素子ＱＡ１のゲート・ソース間容量をチャージしている期間である。次に、時刻ｔ6～ｔ8の期間、電圧ＶｇｓＱＡ１はほぼ一定になっている。これはスイッチング素子ＱＡ１にミラー効果が現れていることによる。そこで、時刻ｔ6～ｔ8の期間をミラー期間と呼ぶ。
上述したように、ダイオードＤＡ１（図１参照）に順方向の還流電流が流れている際、スイッチング素子ＱＡ１をオン状態にすると、ダイオードＤＡ１には逆回復電流が流れる。実際に逆回復電流が発生し得るタイミングは、周囲温度等の条件によってばらつく。ここで、スイッチング素子ＱＡ１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ１が安定する時刻ｔ10においては、そのドレイン・ソース間電圧も安定していると考えられるため、逆回復は、時刻ｔ0～ｔ10の期間内に生じると考えられる。但し、図中の時刻ｔ4，ｔ6，ｔ8，ｔ10等のタイミングは、周囲温度やノイズ等の条件によってばらつく。そこで、本実施形態においては、時刻ｔ10に対して若干の余裕を加えた時刻ｔ12まで、逆回復が生じ得るものとして、各部品の定数等を設定している。
逆電圧制御信号ＳＢ１は、時刻ｔ0に立ち上がり、時刻ｔ2に立ち下がる信号である。但し、逆電圧制御信号ＳＢ１の立上がりタイミングは時刻ｔ0以降であってもよく、立下りタイミングは時刻ｔ2以前であってもよい。すなわち、逆電圧制御信号ＳＢ１は、デッドタイム期間ｔ0～ｔ2に立上がりタイミングと立下りタイミングとが現れる信号である。ドライバ回路１２２（図１参照）は、逆電圧制御信号ＳＢ１と略同一波形の電圧信号ＶＢ１（図示略）を出力し、スイッチング素子２８（図１参照）は、該電圧信号ＶＢ１によってオン／オフされる。これにより、キャパシタ３２の端子電圧ＶＣ１の波形は、図２に示すようなものになる。
すなわち、端子電圧ＶＣ１は、時刻ｔ0から立ち上がり、時刻ｔ2以前には一定値に安定している。端子電圧ＶＣ１が立ち上っている期間は、直流電源２２（図１参照）から供給された電流によってキャパシタ３２が充電されている。そして、端子電圧ＶＣ１は、時刻ｔ2に逆電圧制御信号ＳＢ１が立ち下がった後、徐々に低下する。端子電圧ＶＣ１が低下している期間は、キャパシタ３２が放電されている。
但し、時刻ｔ2にキャパシタ３２が放電を開始した後、時刻ｔ12に至るまで、端子電圧ＶＣ１は、ダイオード３４の順方向電圧降下ＶＦ（例えば０．６［Ｖ］）以上の値に保持されている。換言すれば、時刻ｔ2～ｔ12の期間内に、端子電圧ＶＣ１を順方向電圧降下ＶＦ以上に保持するように、キャパシタ３２の静電容量が決定されている。このように、本実施形態によれば、主直流電圧ＶＥよりも低い端子電圧ＶＣ１が、時刻ｔ0～ｔ12の期間内に、ダイオードＤＡ１に逆電圧として印加され、これによって逆回復電流および逆回復損失を小さくすることができる。
〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明らかにするために、比較例の構成について説明する。
本比較例の回路構成について図示は省略するが、「キャパシタ３２が設けられていない」点を除いて、上記実施形態のもの（図１参照）と同様である。また、本比較例において、インバータ制御回路１３０は逆電圧制御信号ＳＢ１に代えて、破線で示す逆電圧制御信号ＳＢＸ１を出力する。ここで、逆電圧制御信号ＳＢＸ１は、図２に示すように、主回路制御信号ＳＡ１の立上りタイミングである時刻ｔ2よりも早い時刻ｔ1に立ち上がり、時刻ｔ12までハイレベルを維持する信号である。また、図１において端子電圧ＶＣ１に対応する箇所の電圧を電圧ＶＸ１と呼ぶ。本比較例においては、キャパシタ３２が設けられていないため、図２に示すように、電圧ＶＸ１の立上り／立下りタイミングは、逆電圧制御信号ＳＢＸ１のものとほぼ同様になる。
次に、本実施形態の効果を明らかにするために、比較例の構成について説明する。
本比較例の回路構成について図示は省略するが、「キャパシタ３２が設けられていない」点を除いて、上記実施形態のもの（図１参照）と同様である。また、本比較例において、インバータ制御回路１３０は逆電圧制御信号ＳＢ１に代えて、破線で示す逆電圧制御信号ＳＢＸ１を出力する。ここで、逆電圧制御信号ＳＢＸ１は、図２に示すように、主回路制御信号ＳＡ１の立上りタイミングである時刻ｔ2よりも早い時刻ｔ1に立ち上がり、時刻ｔ12までハイレベルを維持する信号である。また、図１において端子電圧ＶＣ１に対応する箇所の電圧を電圧ＶＸ１と呼ぶ。本比較例においては、キャパシタ３２が設けられていないため、図２に示すように、電圧ＶＸ１の立上り／立下りタイミングは、逆電圧制御信号ＳＢＸ１のものとほぼ同様になる。
仮に、逆電圧制御信号ＳＢＸ１および電圧ＶＸ１の波形が図２に示す通りであれば、本比較例は、上記実施形態と同様に動作する。すなわち、ダイオードＤＡ１に逆回復電流が発生し得る時刻ｔ1～ｔ12の期間には、主直流電圧ＶＥよりも低い電圧ＶＸ１をダイオードＤＡ１に印加し続けることができる。しかし、逆電圧制御信号ＳＢＸ１にノイズが乗ると、ノイズに同期してスイッチング素子２８のオン／オフ状態が乱れ、電圧ＶＸ１の波形が乱れる。これにより、ダイオードＤＡ１が逆回復状態であるにもかかわらず、スイッチング素子２８がオフ状態になる可能性が生じる。このような状態が生じると、主直流電圧ＶＥによってダイオードＤＡ１に大きな逆回復電流が流れ、逆回復損失も増大する。
これに対して、本実施形態によれば、スイッチング素子２８によってキャパシタ３２を充電し、キャパシタ３２の端子電圧ＶＣ１をダイオード３４を介してダイオードＤＡ１に印加することができる。これにより、ダイオードＤＡ１の逆回復時に、ノイズ等によってスイッチング素子２８がオフ状態になったとしても、安定した逆電圧である端子電圧ＶＣ１をダイオードＤＡ１に印加し続けることができる。また、本実施形態においては、時刻ｔ2またはそれ以前にスイッチング素子２８をオフ状態にするため、スイッチング素子ＱＡ１の動作に対する逆電圧印加回路１１の干渉を抑制することができる。
〈第１実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態によれば、逆電圧印加回路（１１～１６）は、それぞれ、直流系統（１４２）における直流電圧（ＶＥ）よりも低い直流電圧（ＶＧ）を発生させる低電圧電源（２２）と、キャパシタ（３２）と、低電圧電源（２２）とキャパシタ（３２）との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子（２８）と、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）に逆電圧を印加するように、キャパシタ（３２）と還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）との間に接続された逆電圧印加ダイオード（３４）と、を備える。
以上のように、本実施形態によれば、逆電圧印加回路（１１～１６）は、それぞれ、直流系統（１４２）における直流電圧（ＶＥ）よりも低い直流電圧（ＶＧ）を発生させる低電圧電源（２２）と、キャパシタ（３２）と、低電圧電源（２２）とキャパシタ（３２）との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子（２８）と、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）に逆電圧を印加するように、キャパシタ（３２）と還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）との間に接続された逆電圧印加ダイオード（３４）と、を備える。
これによって、逆電圧印加スイッチング素子（２８）のオン／オフ状態がノイズ等によって乱れたとしても、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって、対応する還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）に対して、安定して適切な逆電圧を印加することができる。従って、本実施形態によれば、逆回復電流を抑制することができ、電力変換回路（１２０）における電力損失を抑制できる。
さらに、本実施形態においては、逆電圧印加スイッチング素子（２８）は、主回路スイッチング素子（ＱＡ１～ＱＡ６）よりも耐圧が低く、逆電圧印加スイッチング素子（２８）と、キャパシタ（３２）とは、低電圧電源（２２）の正極と負極との間に直列接続され、逆電圧印加ダイオード（３４）は、還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）よりも逆回復時間が短く、キャパシタ（３２）と還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）との間に接続されている。
このように、逆電圧印加スイッチング素子（２８）の耐圧を低くすることにより、逆電圧印加回路（１１～１６）を安価に構成することができ、逆回復時間が短い逆電圧印加ダイオード（３４）を適用することにより、逆電圧印加回路（１１～１６）を高速に動作させることができる。
このように、逆電圧印加スイッチング素子（２８）の耐圧を低くすることにより、逆電圧印加回路（１１～１６）を安価に構成することができ、逆回復時間が短い逆電圧印加ダイオード（３４）を適用することにより、逆電圧印加回路（１１～１６）を高速に動作させることができる。
また、本実施形態によれば、逆電圧印加回路（１１～１６）は、全ての還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）に対してそれぞれ接続されている。
これにより、全ての還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）において、逆回復電流を抑制することができる。
これにより、全ての還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）において、逆回復電流を抑制することができる。
また、本実施形態によれば、逆電圧印加ダイオード（３４）は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されているため、逆電圧印加ダイオード（３４）の逆回復時間を還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）よりも短くすることができ、逆電圧印加回路（１１～１６）を高速に動作させることができる。
［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成〉
図３は、本発明の第２実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ１７０（電力変換回路）の回路図である。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、交流電源１６２（交流系統）から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置１６４（直流系統）に供給するものである。ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、一対の交流端子６０Ａ，６０Ｂと、直流端子６２Ｐ，６２Ｎと、４個のスイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４（主回路スイッチング素子）と、４個の還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４と、４台の逆電圧印加回路５１～５４と、コンバータ制御回路１８０（制御部）と、ドライバ回路１７２と、リアクトル１７４と、平滑キャパシタ１７６と、電流検出部１７７と、電圧検出部１７８と、を備えている。
〈第２実施形態の構成〉
図３は、本発明の第２実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ１７０（電力変換回路）の回路図である。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、交流電源１６２（交流系統）から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置１６４（直流系統）に供給するものである。ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、一対の交流端子６０Ａ，６０Ｂと、直流端子６２Ｐ，６２Ｎと、４個のスイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４（主回路スイッチング素子）と、４個の還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４と、４台の逆電圧印加回路５１～５４と、コンバータ制御回路１８０（制御部）と、ドライバ回路１７２と、リアクトル１７４と、平滑キャパシタ１７６と、電流検出部１７７と、電圧検出部１７８と、を備えている。
本実施形態においても、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４および後述する他のスイッチング素子は、全てＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のゲート・ソース間電圧を、各々ＶｇｓＱＤ１，ＶｇｓＱＤ２と呼ぶ。交流電源１６２は、例えば商用電源であり、交流端子６０Ａ，６０Ｂ間には、交流電源１６２が出力する交流電圧が印加される。平滑キャパシタ１７６は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に接続され、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４の出力電圧を平滑する。この平滑キャパシタ１７６の端子電圧を主直流電圧ＶＥ（直流電圧）と呼ぶ。また、負荷装置１６４は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎに接続されている。
スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に直列接続されている。同様に、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４も、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に直列接続されている。交流端子６０Ａには、リアクトル１７４の一端が接続され、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２の接続点には、リアクトル１７４の他端が接続されている。また、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４の接続点は、交流端子６０Ｂに接続されている。交流端子６０Ｂを基準として、リアクトル１７４の他端の電圧瞬時値を、交流電圧瞬時値ｖｓと呼ぶ。また、交流電源１６２からＡＣ／ＤＣコンバータ１７０に流れる電流瞬時値を、交流電流瞬時値ｉｓと呼ぶ。
還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４は、各々スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４に対して逆並列接続されている。逆電圧印加回路５１～５４は、それぞれ、第１実施形態（図１参照）における逆電圧印加回路１１と同様に構成されている。これにより、逆電圧印加回路５１～５４は、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、逆回復損失を抑制する。
コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のオン／オフ状態を制御する主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４と、逆電圧印加回路５１～５４の動作を制御する逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４と、を出力する。ドライバ回路１７２は、主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４と、逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４と、をバッファリングし、その結果を電圧信号ＶＤ１～ＶＤ４，ＶＥ１～ＶＥ４として出力する。電流検出部１７７は、交流電流瞬時値ｉｓを検出し、電圧検出部１７８は交流電圧瞬時値ｖｓを検出する。
〈第２実施形態の動作〉
コンバータ制御回路１８０は、負荷の大きさ（例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値）に基づいて、複数の動作モードのうち何れかを選択可能である。ここで、選択可能な動作モードには、「同期整流モード」、および「スイッチング・モード」が含まれる。
コンバータ制御回路１８０は、負荷の大きさ（例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値）に基づいて、複数の動作モードのうち何れかを選択可能である。ここで、選択可能な動作モードには、「同期整流モード」、および「スイッチング・モード」が含まれる。
（同期整流モード）
同期整流モードは、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のオン／オフ状態を、交流電圧瞬時値ｖｓの極性に応じて、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期毎に切り換える動作モードである。すなわち、交流電圧瞬時値ｖｓが正値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４をオン状態にし、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３をオフ状態にする。これにより、交流電源１６２から電流が供給されると、その電流は、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ１、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ４を順次介して流れ、交流電源１６２に戻る。
同期整流モードは、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のオン／オフ状態を、交流電圧瞬時値ｖｓの極性に応じて、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期毎に切り換える動作モードである。すなわち、交流電圧瞬時値ｖｓが正値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４をオン状態にし、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３をオフ状態にする。これにより、交流電源１６２から電流が供給されると、その電流は、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ１、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ４を順次介して流れ、交流電源１６２に戻る。
逆に、交流電圧瞬時値ｖｓが負値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３をオン状態にし、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４をオフ状態にする。これにより、交流電源１６２から電流が供給されると、その電流は、スイッチング素子ＱＤ３、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ２、リアクトル１７４を順次介して流れ、交流電源１６２に戻る。同期整流モードは、リアクトル１７４による電流位相の遅れが顕著ではない場合、例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値が所定の閾値未満である場合に採用するとよい。
（スイッチング・モード）
ところで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、リアクトル１７４を含むため、上述した同期整流モードでは、交流電流瞬時値ｉｓは交流電源１６２の電圧に対して遅れ位相になる。スイッチング・モードは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０の力率を改善しようとする動作モードである。すなわち、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期内で、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を、デッドタイムを挟みつつ相補的に複数回切り替える。また、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４のオン／オフ状態については、上述した同期整流モードにおける状態と同様になるように制御する。
ところで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、リアクトル１７４を含むため、上述した同期整流モードでは、交流電流瞬時値ｉｓは交流電源１６２の電圧に対して遅れ位相になる。スイッチング・モードは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０の力率を改善しようとする動作モードである。すなわち、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期内で、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を、デッドタイムを挟みつつ相補的に複数回切り替える。また、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４のオン／オフ状態については、上述した同期整流モードにおける状態と同様になるように制御する。
例えば、交流電圧瞬時値ｖｓが正値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ３をオフ状態に保ち、スイッチング素子ＱＤ４をオン状態に保ち、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を相補的に複数回切り替える。ここで、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４が共にオン状態であってスイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３が共にオフ状態であれば、上述した同期整流モードの場合と同様に電流が流れる。一方、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ４が共にオン状態であって、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ３が共にオフ状態であれば、交流電源１６２から供給された電流は、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ２、およびスイッチング素子ＱＤ４を順次介して交流電源１６２に戻る。
すなわち、この場合、負荷装置１６４を介することなく、交流電源１６２にリアクトル１７４を直結した状態になり、リアクトル１７４に大きな電流を流すことができる。リアクトル１７４に電流として供給されたエネルギーは、磁束としてリアクトル１７４に蓄えられ、その後にスイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４が共にオン状態になった際に、電流として負荷装置１６４に供給される。同期整流モードは、リアクトル１７４による電流位相の遅れが力率の悪化として顕著に現れる場合、例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値が上述した閾値以上である場合に採用するとよい。
同期整流モードにおいては、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に流れる順方向電流が小さいため、逆回復電流も小さくなる。すると、逆電圧印加回路５１～５４の消費電力が逆回復損失よりも大きくなることがある。このような場合には、逆電圧印加回路５１～５４を非動作状態にすることが好ましい。そこで、コンバータ制御回路１８０は、同期整流モードおいては、逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４をロウレベルに維持し、逆電圧印加回路５１～５４を非動作状態にする。
一方、スイッチング・モードにおいては、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に流れる順方向電流が大きいため、逆回復電流も大きくなる。そこで、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、そのタイミングに同期して逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４をハイレベルに設定する。これにより、逆電圧印加回路５１～５４は、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、これによって逆回復損失を抑制する。上述したように、本実施形態における逆電圧印加回路５１～５４は、第１実施形態（図１参照）における逆電圧印加回路１１と同様に構成されている。そして、各還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際の逆電圧印加回路５１～５４の動作も、図２に示したものと同様である。
〈第２実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態によれば、制御部（１８０）は、交流系統（１６２）から直流系統（１６４）に向かって電力を供給する際に、交流系統（１６２）における交流電圧の半周期の期間内に、交流系統（１６２）とリアクトル（１７４）とを断続的に複数回直結するように、主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）を制御する。
そして、第１実施形態と同様に、逆電圧印加回路（５１～５４）は、それぞれ、直流系統（１６４）における直流電圧（ＶＥ）よりも低い直流電圧（ＶＧ）を発生させる低電圧電源（２２）と、キャパシタ（３２）と、低電圧電源（２２）とキャパシタ（３２）との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子（２８）と、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に逆電圧を印加するように、キャパシタ（３２）と還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）との間に接続された逆電圧印加ダイオード（３４）と、を備える。
以上のように、本実施形態によれば、制御部（１８０）は、交流系統（１６２）から直流系統（１６４）に向かって電力を供給する際に、交流系統（１６２）における交流電圧の半周期の期間内に、交流系統（１６２）とリアクトル（１７４）とを断続的に複数回直結するように、主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）を制御する。
そして、第１実施形態と同様に、逆電圧印加回路（５１～５４）は、それぞれ、直流系統（１６４）における直流電圧（ＶＥ）よりも低い直流電圧（ＶＧ）を発生させる低電圧電源（２２）と、キャパシタ（３２）と、低電圧電源（２２）とキャパシタ（３２）との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子（２８）と、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に逆電圧を印加するように、キャパシタ（３２）と還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）との間に接続された逆電圧印加ダイオード（３４）と、を備える。
これによって、逆電圧印加スイッチング素子（２８）のオン／オフ状態がノイズ等によって乱れたとしても、キャパシタ（３２）に蓄積された電荷によって、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ６）に対して、安定して適切な逆電圧を印加することができる。従って、本実施形態によっても、逆回復電流を抑制することができ、電力変換回路（１７０）における電力損失を抑制できる。
［第３実施形態］
図４は、本発明の第３実施形態による空気調和機９００の冷凍サイクル系統図である。
図４に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。
図４は、本発明の第３実施形態による空気調和機９００の冷凍サイクル系統図である。
図４に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。
そして、室外機９６０は、圧縮機９６１と、四方弁９６２と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。また、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ９６６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ９６６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。
また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３を冷却する。室外機９６０に設けられた四方弁９６２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。
図４において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９６１の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９６１の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９６１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。
冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９６１の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９６１の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９６１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。
室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁９６２を通過し、圧縮機９６１に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷凍サイクルが形成される。
圧縮機９６１は、冷媒を圧縮する圧縮機構１４６と、圧縮機構１４６を回転駆動するモータ１４４と、を備えている。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、交流電源１６２から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ１２０に供給する。インバータ１２０は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ１４４を駆動する。なお、インバータ１２０およびＡＣ／ＤＣコンバータ１７０の構成は、第１，第２実施形態のもの（図１、図３参照）と同様である。
これにより、本実施形態によれば、第１，第２実施形態と同様にＡＣ／ＤＣコンバータ１７０およびインバータ１２０の電力損失を抑制でき、高効率な空気調和機９００を実現することができる。
これにより、本実施形態によれば、第１，第２実施形態と同様にＡＣ／ＤＣコンバータ１７０およびインバータ１２０の電力損失を抑制でき、高効率な空気調和機９００を実現することができる。
［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
（１）上記各実施形態においては、スイッチング素子２８，ＱＡ１～ＱＡ６，ＱＤ１～ＱＤ４としてＭＯＳＦＥＴを適用した例を説明したが、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等であってもよい。
（２）上記各実施形態においては、全ての還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６，ＤＤ１～ＤＤ４に対して、逆電圧印加回路１１～１６，５１～５４を並列に接続したが、一部の還流ダイオードのみに対して逆電圧印加回路を接続してもよい。例えば、第１実施形態（図１参照）においては、高電位側の逆電圧印加回路１１，１３，１５のみを設け、低電位側の逆電圧印加回路１２，１４，１６を省略してもよい。また、逆に、低電位側の逆電圧印加回路１２，１４，１６のみを設け、高電位側の逆電圧印加回路１１，１３，１５を省略してもよい。
また、第２実施形態（図３参照）においては、スイッチング・モードにおいてオン／オフ状態が相補的に切り替えられるスイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２に対応する逆電圧印加回路５１，５２のみを設け、他の逆電圧印加回路５３，５４は省略してもよい。これは、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２に逆接続されたダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、他のダイオードＤＤ３，ＤＤ４と比較して、の逆回復が頻繁に発生するためである。このように、逆電圧印加回路１１～１６，５１～５４のうち一部のみを設けることにより、インバータ１２０やＡＣ／ＤＣコンバータ１７０のコストダウンを図ることができる。
（３）また、上記第１実施形態においては、逆電圧制御信号ＳＢ１は、時刻ｔ2またはそれ以前に立ち下がっていた（図２参照）。しかし、逆電圧制御信号ＳＢ１を時刻ｔ2以降に立ち下げるようにしてもよい。第２実施形態の逆電圧制御信号ＳＥ１についても同様である。
（４）第２実施形態におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、同期整流モードおよびスイッチング・モードの動作モードを有していたが、これらに加えて、または同期整流モードに代えて、ダイオード整流モードを選択できるようにしてもよい。ここで、ダイオード整流モードとは、４つの還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４を用いて全波整流を行う動作モードである。ダイオード整流モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４を継続的にロウレベルに設定し、これによってスイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４を継続的にオフ状態にする。
（５）第２実施形態におけるコンバータ制御回路１８０は、スイッチング・モードのみならず、同期整流モードまたは上述した変形例のダイオード整流モード何れにおいても、逆回復損失を抑制する制御を行ってもよい。すなわち、コンバータ制御回路１８０は、同期整流モードまたはダイオード整流モードにおいて、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、これによって逆回復損失を抑制するようにしてもよい。
（６）上記各実施形態において、還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６，ＤＤ１～ＤＤ４は、スイッチング素子ＱＡ１～ＱＡ６，ＱＤ１～ＱＤ４とは別体のものであった。しかし、スイッチング素子が寄生ダイオードを有する場合は、寄生ダイオードを、還流ダイオードＤＡ１～ＤＡ６，ＤＤ１～ＤＤ４として適用してもよい。
１１～１６，５１～５４ 逆電圧印加回路
２２ 直流電源（低電圧電源）
２８ スイッチング素子（逆電圧印加スイッチング素子）
３２ キャパシタ
３４ ダイオード（逆電圧印加ダイオード）
１２０ インバータ（電力変換回路）
１７０ ＡＣ／ＤＣコンバータ（電力変換回路）
１３０ インバータ制御回路（制御部）
１４２ 直流電源（直流系統）
１４４ モータ（交流系統）
１６２ 交流電源（交流系統）
１６４ 負荷装置（直流系統）
１８０ コンバータ制御回路（制御部）
１７４ リアクトル
９００ 空気調和機
ＱＡ１～ＱＡ６，ＱＤ１～ＱＤ４ スイッチング素子（主回路スイッチング素子）
ＤＡ１～ＤＡ６，ＤＤ１～ＤＤ４ 還流ダイオード
ＶＥ 主直流電圧（直流電圧）
ＶＧ 直流電圧
２２ 直流電源（低電圧電源）
２８ スイッチング素子（逆電圧印加スイッチング素子）
３２ キャパシタ
３４ ダイオード（逆電圧印加ダイオード）
１２０ インバータ（電力変換回路）
１７０ ＡＣ／ＤＣコンバータ（電力変換回路）
１３０ インバータ制御回路（制御部）
１４２ 直流電源（直流系統）
１４４ モータ（交流系統）
１６２ 交流電源（交流系統）
１６４ 負荷装置（直流系統）
１８０ コンバータ制御回路（制御部）
１７４ リアクトル
９００ 空気調和機
ＱＡ１～ＱＡ６，ＱＤ１～ＱＤ４ スイッチング素子（主回路スイッチング素子）
ＤＡ１～ＤＡ６，ＤＤ１～ＤＤ４ 還流ダイオード
ＶＥ 主直流電圧（直流電圧）
ＶＧ 直流電圧
Claims (3)
- 直流系統と交流系統との間に設けられ、電力変換を行う複数の主回路スイッチング素子と、
複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、
少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記直流系統における直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、
前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、
を備え、
前記逆電圧印加回路は、それぞれ、
前記直流系統における直流電圧よりも低い直流電圧を発生させる低電圧電源と、
キャパシタと、
前記低電圧電源と前記キャパシタとの間に接続された逆電圧印加スイッチング素子と、
前記キャパシタに蓄積された電荷によって対応する前記還流ダイオードに逆電圧を印加するように、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続された逆電圧印加ダイオードと、
を備え、
前記逆電圧印加スイッチング素子は、前記主回路スイッチング素子よりも耐圧が低く、
前記逆電圧印加スイッチング素子と、前記キャパシタとは、前記低電圧電源の正極と負極との間に直列接続され、
前記逆電圧印加ダイオードは、前記還流ダイオードよりも逆回復時間が短く、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続されている
ことを特徴とする電力変換回路。 - 直流系統と交流系統との間に設けられ、電力変換を行う複数の主回路スイッチング素子と、
複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、
少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記直流系統における直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、
前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、
を備え、
前記逆電圧印加回路は、それぞれ、
前記直流系統における直流電圧よりも低い直流電圧を発生させる低電圧電源と、
キャパシタと、
前記低電圧電源と前記キャパシタとの間に接続された逆電圧印加スイッチング素子と、
前記キャパシタに蓄積された電荷によって対応する前記還流ダイオードに逆電圧を印加するように、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続された逆電圧印加ダイオードと、
前記主回路スイッチング素子と前記交流系統との間に接続されたリアクトル
を備え、
前記制御部は、前記交流系統から前記直流系統に向かって電力を供給する際に、前記交流系統における交流電圧の半周期の期間内に、前記交流系統と前記リアクトルとを断続的に複数回直結するように、前記主回路スイッチング素子を制御する
ことを特徴とする電力変換回路。 - 請求項１または２に記載の電力変換回路を備える
ことを特徴とする空気調和機。
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