WO2022168222A1 - 電力変換装置及び空調機 - Google Patents

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WO2022168222A1
WO2022168222A1 PCT/JP2021/004076 JP2021004076W WO2022168222A1 WO 2022168222 A1 WO2022168222 A1 WO 2022168222A1 JP 2021004076 W JP2021004076 W JP 2021004076W WO 2022168222 A1 WO2022168222 A1 WO 2022168222A1
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power supply
switching element
potential side
voltage
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PCT/JP2021/004076
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健太 湯淺
憲嗣 岩崎
恵和 塚野
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device that converts power from a power source into an arbitrary frequency and an arbitrary voltage and supplies it to a load such as a motor, and an air conditioner equipped with the same.
  • An inverter is a device that can arbitrarily adjust and output voltage and frequency.
  • the output of the motor that drives the compressor is adjusted by the inverter according to the load of the air-conditioned space, thereby over-cooling or heating the air-conditioned space. It is possible to prevent overshoot and save energy consumption.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) method is generally used as a method of controlling the on/off operation.
  • a power supply is required to supply power to the gate drive circuit in order to drive the power module.
  • a high potential side upper arm (high side) transistor and a low potential side lower arm (low side) transistor are connected in series.
  • the circuit that drives the transistors in the lower arm will be referred to as a low-side circuit
  • the circuit that drives the transistors in the upper arm will be referred to as a high-side circuit.
  • a connection point between the upper arm transistor and the lower arm transistor is called a midpoint.
  • the reference potential of the low-side circuit is the ground
  • a normal power supply can be used as the control power supply.
  • the high-side circuit since the reference potential is the midpoint potential, a normal power supply whose reference potential is the ground cannot be used as the control power supply.
  • a floating power supply method or bootstrap method is used to supply power to the high-side circuit.
  • a bootstrap capacitor is connected to the power supply input of the high-side circuit. Then, by switching the transistor in the lower arm, a current path toward the gate drive circuit in the upper arm is created to charge the bootstrap capacitor. After charging, the charge stored in the bootstrap capacitor is used as a power source to drive the transistor in the upper arm. Charging the bootstrap capacitor in this manner is called a bootstrap operation, and the charging period is called a bootstrap period.
  • the bootstrap method does not require the use of high-cost components such as transformers or dedicated power supplies to drive the high-side circuit, it has the following problems. That is, when the bootstrap capacitor is charged, a large current momentarily flows through the power supply circuit of the low-side circuit, so the internal impedance of the power supply circuit of the low-side circuit may cause a voltage drop in the control power supply of the low-side circuit.
  • Patent Document 1 describes that generally a large current flows through the bootstrap circuit when the bootstrap capacitor is initially charged, so a large allowable current that can withstand the initial charging current is required.
  • conventional problems include that the size of the bootstrap circuit increases in order to secure the allowable current, and power loss and heat generation occur due to the limiting resistance of the bootstrap circuit. ing.
  • Patent Document 1 proposes a method of providing a first period and a second period as a charging period for the bootstrap capacitor as a conventional solution to the above problem.
  • the low-side circuit intermittently performs charging to suppress the current, and in the second period, continuous energization is performed to complete charging.
  • Patent Document 1 no consideration is given to the voltage drop of the control power supply. Therefore, depending on the pulse width of the intermittent energization, the duty, the time length of the first period, and the value of the internal impedance of the control power supply, the voltage drop of the control power supply may increase, and the power supply circuit of the low-side circuit may be heavily stressed. There is Further, in Patent Document 1, if a protection circuit for detecting a voltage drop is provided in the low-side circuit as a countermeasure against the voltage drop in the control power supply, in that case, the protection circuit will work, There is a possibility that the power converter will stop abnormally.
  • the present disclosure has been made in order to solve such problems, and provides a power conversion device capable of charging the bootstrap capacitor while suppressing voltage drop of the control power supply during charging of the bootstrap capacitor, and the same.
  • the purpose is to obtain an air conditioner with
  • At least two switching elements are connected in series to form a series body, one end of the series body is connected to a power supply potential side, and the other end of the series body is connected to a reference potential side. and a gate drive circuit that outputs a pulse signal based on a control signal from a control unit provided outside to drive the switching element.
  • the gate drive circuit is supplied with power from a control power supply to drive the switching element connected to the reference potential side; and the switching element connected to the power supply potential side.
  • the switching element connected to the reference potential side performs switching to charge the bootstrap capacitor, and the charging period of the bootstrap capacitor includes at least a first period and a second period. wherein the switching element connected to the reference potential side is driven by a pulse signal having a first pulse width in the first period, and the switching element connected to the reference potential side is driven in the second period is driven by a pulse signal having a second pulse width larger than the first pulse width, and the first pulse width of the first period is set to the size of the voltage drop of the control power supply allowed in the first period. It is determined based on
  • the air conditioner according to the present disclosure includes the above-described power conversion device, a compressor driven by an electric motor that is a load of the power conversion device, a condenser that condenses refrigerant discharged from the compressor, and a condensed a refrigeration cycle device including an expansion valve that decompresses the refrigerant; an evaporator that evaporates the decompressed refrigerant; and a blower that blows air to at least one of the condenser and the evaporator of the refrigeration cycle device. It is prepared.
  • the power converter and the air conditioner according to the present disclosure it is possible to charge the bootstrap capacitor while suppressing the voltage drop of the control power supply when charging the bootstrap capacitor.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is an enlarged view showing a part of the configuration of a gate drive circuit 130 and the configuration of an inverter 120 in FIG. 1;
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power conversion device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 9 is a schematic diagram showing a gate waveform for charging the bootstrap capacitor 133 in the power conversion device 100 according to Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 3; 6 is an enlarged view showing a part of the configuration of a gate drive circuit 130 and the configuration of an inverter 120 of FIG. 5; FIG. FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of the configuration of an air conditioner 400 according to Embodiment 4; FIG. 3 is a diagram showing an example in which converter 110 provided in power converter 100 according to Embodiment 1 is an active converter;
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an enlarged view showing a part of the configuration of gate drive circuit 130 and the configuration of inverter 120 in FIG.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion section 150 composed of a converter 110 and an inverter 120, and a gate drive circuit .
  • the gate drive circuit 130 is controlled by an external control section 140 .
  • An AC power supply 1 as a power supply and an electric motor 2 as a load are connected to the power converter 100 .
  • the AC power supply 1 is, for example, a three-phase commercial power supply having U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the electric motor 2 is, for example, a three-phase permanent magnet synchronous motor having U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the converter 110 does not necessarily have to be provided in the power conversion unit 150, and may be provided as necessary. A case where converter 110 is provided will be described below as an example.
  • the inverter 120 is composed of a semiconductor switch 121.
  • the semiconductor switch 121 is, for example, a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor), or a HEMT (High Electron Mobility Transistor).
  • the inverter 120 drives the electric motor 2 by controlling the path of the current flowing through the electric motor 2 by controlling the on/off of the semiconductor switch 121 .
  • at least two semiconductor switches 121 are connected in series for each phase to form a series body. One end of the series body is connected to the power supply potential side (high potential side), and the other end of the series body is connected to the reference potential side (low potential side). Furthermore, the midpoint 125 of the series body is connected to the output terminal 126 (see FIG. 2) of the power converter 100 .
  • the inverter 120 is connected to the positive side bus 151 and the negative side bus 152 that are the output ends of the converter 110 .
  • Inverter 120 converts the DC voltage rectified by rectifier circuit 111 of converter 110 into AC voltage, and outputs the AC voltage to electric motor 2 .
  • the voltage value and frequency of the AC voltage supplied to the electric motor 2 can be made variable.
  • the electric motor 2 is described here as an example of the load of the power conversion device 100, the load of the power conversion device 100 may be another device.
  • the inverter 120 is composed of a full bridge circuit with six semiconductor switches 121, for example. A specific description will be given with reference to FIG.
  • the upper arm semiconductor switches 121 connected to the positive bus 151 three semiconductor switches 121Hu, 121Hv and 121Hw are provided for the phases U, V and W of the electric motor 2, respectively.
  • the semiconductor switches 121 of the lower arm connected to the negative bus 152 three semiconductor switches 121Lu, 121Lv and 121Lw are provided for the phases U, V and W of the electric motor 2, respectively.
  • the upper arm semiconductor switches 121Hu, 121Hv, 121Hw and the lower arm semiconductor switches 121Lu, 121Lv, 121Lw are connected in series to form a series body. A full bridge circuit is formed by connecting these three series bodies in parallel.
  • the upper arm semiconductor switch 121H is referred to as a high-side semiconductor switch 121H.
  • the lower arm semiconductor switch 121L is referred to as a low-side semiconductor switch 121L.
  • the number of phases of inverter 120 is three is taken as an example here, the number of phases may be two or less, or may be four or more.
  • each semiconductor switch 121 is connected in antiparallel with a freewheeling diode 122 .
  • Each semiconductor switch 121 performs an on/off operation independently of each other according to the drive switch signal output by the gate drive circuit 130 .
  • the on/off operation converts a DC voltage into an AC voltage.
  • the converter 110 includes a rectifier circuit 111, a DC reactor 112, and a smoothing capacitor 113, as shown in FIG.
  • the rectifier circuit 111 rectifies the AC voltage of the AC power supply 1 and converts it into a DC voltage.
  • a smoothing capacitor 113 is connected in parallel to the output side of the rectifier circuit 111 via a DC reactor 112 . Smoothing capacitor 113 smoothes the DC voltage input from rectifier circuit 111 through DC reactor 112 .
  • the rectifier circuit 111 is composed of, for example, a full bridge circuit with six rectifying diodes 114 . Specifically, two rectifying diodes 114 are connected in series to form a series body. By preparing three series bodies and connecting the three series bodies in parallel, a full bridge circuit is formed. Note that a switching element such as a transistor may be used in the rectifier circuit 111 instead of the rectifier diode 114 .
  • the output terminal of the rectifier circuit 111 is connected to the positive bus line 151 and the negative bus line 152 .
  • converters include passive converters that perform AC/DC conversion with passive elements such as the rectifying diode 114 and active converters that are configured with switching elements such as IGBTs, MOSFETs, and HEMTs like the inverter 120 .
  • the converter 110 shown in FIG. 1 is a passive converter.
  • converter 110 according to the first embodiment is not limited to a passive converter, and may be an active converter.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example in which converter 110 provided in power converter 100 according to Embodiment 1 is an active converter. In the example of FIG. 8A, one switching element 115 is connected in parallel with the rectifier circuit 111 .
  • FIG. 8A one switching element 115 is connected in parallel with the rectifier circuit 111 .
  • switching elements 116 are connected in parallel to the rectifying diodes 114 of the rectifying circuit 111 .
  • a passive element such as a rectifying diode 114 and a switching element 116 may be used in combination.
  • the elements of the rectifier circuit 111 are used in a bridge-like combination, as shown in FIG. 1 and FIGS. 8(a) and (b).
  • converter 110 in Embodiment 1 is not limited to the configuration of FIG. 1, FIG. 8(a), or FIG. 8(b).
  • the number of phases of converter 110, the combination of elements used, the order of connection, and the like are not limited to the configurations shown in FIGS. 1, 8(a), and 8(b).
  • the control unit 140 is provided outside the power converter 100 . Operation commands such as a speed command and a torque command are input to the control unit 140 from the outside. The control unit 140 generates a control signal based on the operation command and outputs the control signal to the gate drive circuit 130 . Note that the control unit 140 may be provided inside the power converter 100 .
  • the gate drive circuit 130 outputs a pulse signal 10 (see FIG. 3) as a drive switch signal to the semiconductor switch 121 of the inverter 120 .
  • the semiconductor switches 121 perform ON/OFF operations independently of each other.
  • gate drive circuit 130 may drive converter 110 .
  • Gate drive circuit 130 drives converter 110 and/or inverter 120 according to a control signal from control unit 140 .
  • the converter 110, the inverter 120, and the gate drive circuit 130 may be configured within the same module, or may be divided into two or more modules. In that case, for example, the combination of converter 110 and gate drive circuit 130 is arranged in the same module, and inverter 120 is arranged in another module. Alternatively, the combination of inverter 120 and gate drive circuit 130 is placed in the same module and converter 110 is placed in another module. In this way, a plurality of combination patterns are conceivable, but Embodiment 1 is not limited to any one combination.
  • the gate drive circuit 130 is provided with a plurality of gate drive circuits 130u, 130v, and 130w corresponding to the respective phases U, V, and W of the electric motor 2 .
  • FIG. 2 shows only the U-phase gate drive circuit 130u of the gate drive circuit 130 in FIG. 1 for simplification of the drawing. Since the gate drive circuits 130u, 130v, and 130w have the same configuration, only the gate drive circuit 130u will be described here, and the description of the other gate drive circuits 130v and 130w will be omitted.
  • the gate drive circuit 130u includes a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, a bootstrap capacitor 133, a second drive circuit 134H, a first drive circuit 134L, and a control power supply 135, as shown in FIG.
  • a limiting resistor 131 , a bootstrap diode 132 , and a bootstrap capacitor 133 are connected in series between a control power supply 135 and an output terminal 126 to form a power supply section 137 .
  • the power supply unit 137 generates a power supply voltage to be supplied to the second drive circuit 134H.
  • FIG. 2 shows only one phase (U phase) for simplification of the drawing, but when there are a plurality of phases, the power supply unit 137 has one for each phase. Alternatively, one power supply section 137 may be shared by each phase. Also, elements other than these, such as a filter circuit or a protection circuit, may be provided in the gate drive circuit 130u.
  • the control power supply 135 is connected to both ends of the first drive circuit 134L.
  • the control power supply 135 supplies power to the first drive circuit 134L.
  • the limiting resistor 131 has one end connected to the control power supply 135 and the other end connected to the anode of the bootstrap diode 132 .
  • the cathode of the bootstrap diode 132 is connected to the positive electrode of the bootstrap capacitor 133 .
  • the negative electrode of the bootstrap capacitor 133 is connected to the middle point 125u, which is the connection point between the semiconductor switches 121Hu and 121Lu.
  • the bootstrap capacitor 133 is connected across the second drive circuit 134H.
  • a bootstrap capacitor 133 supplies power to the second drive circuit 134H.
  • the low-side semiconductor switch 121L of the inverter 120 is driven by the first drive circuit 134L that receives the control signal from the control section 140.
  • the low-side semiconductor switch 121L When the low-side semiconductor switch 121L is turned on, the following current path occurs and current flows through the low-side semiconductor switch 121 . That is, in the current path, the current flows through the control power supply 135, the limiting resistor 131, the bootstrap diode 132, and the bootstrap capacitor 133 to the low-side semiconductor switch 121L. This charges the bootstrap capacitor 133 .
  • the bootstrap capacitor 133 serves as a floating power supply, enabling the high-side semiconductor switch 121H to be driven.
  • the bootstrap capacitor 133 is charged by switching at least one of the low-side semiconductor switches 121L.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power converter 100 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis indicates gate waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in order from the top.
  • the control unit 140 When the bootstrap capacitor 133 is charged, the control unit 140 outputs a command to intermittently energize the low-side semiconductor switch 121L to the first drive circuit 134L of each of the gate drive circuits 130u, 130v, and 130w.
  • the semiconductor switch 121L In the gate waveform of FIG. 3, the semiconductor switch 121L is on (conducting state) when the pulse signal 10 is on, and the semiconductor switch 121L is off (disconnecting state) when the pulse signal 10 is off.
  • the charging period of the bootstrap capacitor 133 includes at least two periods.
  • a period from time t1 to time t2 is called a second period.
  • the switching pattern of the low-side semiconductor switch 121L differs in each period.
  • the low-side semiconductor switch 121L is driven by a pulse signal with a first pulse width w1. driven by signal 10;
  • the time length T1 of the first period is determined based on the resistance value R of the limiting resistor 131 and the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 . Details will be described below.
  • the low-side semiconductor switches 121Lu, 121Lv, and 121Lw are each intermittently energized (hereinafter referred to as pulse charging). Specifically, as shown in FIG. 3, in the first period, a pulse signal 10 with a pulse width w1 (first pulse width) is output at a constant pulse interval w2 in each phase.
  • a "pulse interval” is sometimes called a carrier period or a switching carrier.
  • the pulse interval w2 is the pulse interval per phase or carrier period during the bootstrap period.
  • the duty Duty of each phase in the first period is given by the following formula (1).
  • the duty Duty is the ratio of the pulse width w1 to the pulse interval w2, that is, the ratio of the energization time to the pulse interval w2.
  • the pulse width w1 is larger than the minimum pulse limit value determined by the performance of the processor that configures the control unit 140 or the constraint of the protection circuit that protects the control power supply 135, and is smaller than the pulse interval w2. That is, the pulse width w1 is determined based on the magnitude of the voltage drop of the control power supply 135 (allowable voltage fluctuation width) allowed in the first period. As a result, it is possible to prevent occurrence of a large voltage drop at which the protection circuit operates.
  • the number of phases of inverter 120 is not limited. Therefore, if the number of phases is p, the pulse signal 10 of each phase is output with a phase shift of 360° divided by the number of phases p (360°/p).
  • the time length T1 of the first period of pulse charging is defined by the time constant ⁇ obtained from the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 and the resistance value R of the limiting resistor 131 shown in FIG.
  • the time constant ⁇ is given by the following formula (2), for example, from the capacitance C, the resistance value R, and the duty Duty of the above formula (1).
  • time length T1 of the first period is set as in the following formula (3).
  • the above formula (3) uses an arbitrary coefficient A for the time constant ⁇ based on the magnitude of the voltage drop of the controlled power supply 135 that is allowed in the second period. You can multiply it.
  • the time length T1 is expressed by the following formula (4) using the above formulas (2) and (3).
  • the coefficient A is an arbitrary value of 1 or more.
  • the voltage of the bootstrap capacitor 133 reaches about 63% of the input voltage from the control power supply 135 at the end of the first period of time length T1.
  • the voltage of the bootstrap capacitor 133 reaches about 95% of the input voltage from the control power supply 135 at the end of the first period.
  • the coefficient A is increased to increase the voltage of the bootstrap capacitor 133 .
  • the difference between the voltage of the bootstrap capacitor 133 and the input voltage during the second period can be reduced, so that the voltage drop during the second period can be suppressed.
  • the coefficient A may be determined based on the magnitude of the voltage drop of the control power supply 135 (permissible voltage fluctuation range) that is permissible during the second period.
  • the coefficient A is desirably an arbitrary value of 2 or more.
  • the value of the coefficient A may be appropriately determined as an arbitrary value according to the purpose. Further, as an example of the value of the coefficient A, in the above description, integers such as 1, 2, 3, . . . Just do it.
  • the period from time t1 to time t2 is the second period.
  • Time t2 is the time when the bootstrap operation ends.
  • the operation shifts to the second period.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase are switched at the same timing, and switching is performed by the pulse signal 10 having the pulse width w3 (second pulse width) to charge the bootstrap capacitor 133. conduct.
  • the pulse width w3 is longer than the pulse interval w2 of the first period and equal to or shorter than the time length T2 of the second period. Therefore, the pulse width w3 is set within the range of the following formula (4).
  • the pulse signal 10 is continuously turned on during the second period.
  • the charging of the bootstrap capacitor 133 is completed.
  • the low-side semiconductor switches 121 connected to the reference potential side performs switching, thereby charging the bootstrap capacitor 133 .
  • the charging period of bootstrap capacitor 133 includes at least a first period and a second period.
  • the low-side semiconductor switch 121 is driven by the pulse signal 10 having the first pulse width w1.
  • the second period the low-side semiconductor switch 121 is driven by the pulse signal 10 having a second pulse width w3 that is larger than the first pulse width w1.
  • the first pulse width w1 is determined based on the allowable voltage drop in the first period in order to prevent a voltage drop at a level at which the protection circuit works.
  • the first pulse width w1 is determined so that the voltage drop in the control power supply 135 can be suppressed in the first period. Furthermore, in Embodiment 1, the time length T1 of the first period is set based on the resistance value R of the limiting resistor 131 and the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 . Therefore, the bootstrap capacitor 133 can be charged while suppressing the voltage drop of the control power supply 135 when the bootstrap capacitor 133 is charged. As described above, according to the first embodiment, by suppressing a drop in the voltage of the control power supply 135 that supplies voltage to the bootstrap capacitor 133, the stress on the power supply unit 137 caused by a sudden voltage change can be reduced. can be suppressed. Moreover, even when a protection circuit for detecting a voltage drop in the control power supply 135 is provided, the voltage drop in the control power supply 135 is suppressed, so that the protection circuit can prevent an abnormal stop.
  • the voltage of the control power supply 135 drops due to the charging current during the initial period of charging when the voltage of the bootstrap capacitor 133 does not rise, ie, the first period. Therefore, in the first embodiment, the value of the pulse width w1, the pulse interval w2, and the time length T1 of the first period are set so that the voltage drop of the control power supply 135 is particularly suppressed in the first period. . Also, after the voltage of the bootstrap capacitor 133 rises to some extent by the pulse charging in the first period, the voltage of the control power supply 135 becomes difficult to drop. Therefore, in the first embodiment, in the second period, the low-side semiconductor switch 121 is driven with the pulse signal 10 having the second pulse width w3 larger than the first pulse width w1. Thereby, shortening of a charge period can be aimed at.
  • a first drive circuit 134L that drives the low-side semiconductor switch 121L, a second drive circuit 134H that drives the high-side semiconductor switch 121H, and a power supply section 137 are provided.
  • the power supply unit 137 includes a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, and a bootstrap capacitor 133, and generates a power supply voltage to be supplied to the second drive circuit 134H.
  • switching is performed with a phase difference obtained by dividing 360° by the number of phases p.
  • switching of each phase is performed at the same timing without providing a phase difference. Therefore, it is difficult to suppress the voltage drop of the control power supply, and the voltage drop of the control voltage is likely to occur.
  • each phase performs switching with a phase difference, so that the voltage drop of the control voltage can be efficiently suppressed.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power converter 100 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis indicates gate waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in order from the top.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is a fixed value.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is variable. That is, in the second embodiment, the low-side semiconductor switch 121L is switched without fixing the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period. Since other configurations and operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted here.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the section of the first carrier cycle in the first period is set to w1-1.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the last (hereinafter referred to as n-th) carrier cycle section in the first period is set to w1-n.
  • the pulse width w1 is changed so as to satisfy the relationship of the following equation (6).
  • the pulse width w1-n is greater than the pulse width w1-1.
  • the pulse width w1 is increased at a preset increase rate for each section of the carrier cycle. Examples of the increasing method include the following methods (1) and (2). However, the methods are not limited to these, and other methods may be used, or (1) and (2) may be combined.
  • the pulse width w1 is increased at a constant rate of increase (linear change) for each section. That is, when the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the k-th carrier period section in the first period is w1-k, (w1-n)>(w1-k)>(w1-1) relationship is established.
  • k is any natural number from 1 to n. Therefore, the pulse width w1 of the pulse signal 10 output during the (k+1)-th carrier period is larger than the pulse width w1 of the pulse signal 10 output during the k-th carrier period by a constant value.
  • the pulse width w1 is all the same at w1-1.
  • k is any natural number from 1 to n.
  • the pulse width w1 is the same w1 ⁇ n from the (k+1)th carrier period section to the nth carrier period section.
  • the pulse width w1 increases linearly, but in (2), the pulse width w1 increases stepwise. The rate of increase may be constant or variable. In addition, although the example which changes in two steps was mentioned here, three or more steps may be sufficient.
  • the switching timing of each phase is the same, and switching is performed with a pulse width w3.
  • the pulse width w3 is set within the range of the following formula (7).
  • w2 is the pulse interval of the first period
  • T2 is the time length of the second period.
  • the pulse signal 10 is continuously turned on during the second period. At time t2 after the second period has passed, the charging of the bootstrap capacitor 133 is completed.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is made variable and gradually increased linearly or stepwise.
  • the voltage of the control power supply 135 drops due to the charging current in the early stage of charging when the voltage of the bootstrap capacitor 133 does not rise. Therefore, in the second embodiment, the pulse width w1 of the pulse signal 10 is gradually increased as the voltage of the bootstrap capacitor 133 increases. The larger the pulse width w1, the faster the charging of the bootstrap capacitor 133 and the shorter the charging time.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 is made too large, the voltage drop of the control power supply 135 cannot be sufficiently suppressed. Therefore, in the second embodiment, a method of gradually increasing the pulse width w1 of the pulse signal 10 as the voltage of the bootstrap capacitor 133 increases is adopted so that the voltage drop of the control power supply 135 does not occur. . Thereby, the charging time of the bootstrap capacitor 133 can be shortened while suppressing the voltage drop of the control power supply 135 .
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing an example of the configuration of the power converter 100 according to Embodiment 3.
  • FIG. 6 is an enlarged view showing a part of the configuration of gate drive circuit 130 and the configuration of inverter 120 in FIG.
  • a voltage detector 136 is added to the configuration of the power converter 100 of the first embodiment.
  • Voltage detector 136 detects the voltage of control power supply 135 .
  • controller 140 determines the on/off timing of semiconductor switch 121 based on the voltage of controlled power supply 135 detected by voltage detector 136 . Since other configurations are the same as those of the first embodiment, they will be briefly described below, and the description of the first embodiment will be referred to for details.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion section 150 having a converter 110 and an inverter 120, and a gate drive circuit 130, as in the first embodiment.
  • Gate drive circuit 130 applies a voltage to the gate of semiconductor switch 121 provided in inverter 120 to drive semiconductor switch 121 . Further, if converter 110 is an active converter using active elements, gate drive circuit 130 may drive converter 110 .
  • the converter 110, the inverter 120, and the gate drive circuit 130 may be configured in the same module, or may be divided into two or more modules. When dividing into two or more modules, the combination of the dividing methods is not limited by the third embodiment.
  • the gate drive circuit 130 drives the converter 110 and/or the inverter 120 according to the control signal from the control section 140 .
  • the power supply section 137 of the gate drive circuit 130u is composed of a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, and a bootstrap capacitor 133.
  • FIG. 6 shows only one phase (U phase), but if there are multiple phases, the power supply section 137 may be provided for each phase, or one power supply section may be provided. 137 may be shared by each phase. Elements other than these, such as a filter circuit and a protection circuit, may also be incorporated in the gate drive circuit and power supply section 137 .
  • the voltage detection section 136 that detects the voltage of the control power supply 135 of the gate drive circuit 130 is provided. Voltage detection section 136 transmits a voltage detection signal to control section 140 .
  • control unit 140 causes the gate drive circuit 130 to output the pulse signal 10 to turn on the low-side semiconductor switch 121L, as in the first and second embodiments.
  • Control unit 140 calculates voltage fluctuation width ⁇ Vreal, which is the actual voltage fluctuation width, based on the voltage detection signal from voltage detection unit 136 during the bootstrap operation.
  • ⁇ Vreal is the difference between the voltage of the controlled power supply 135 before the start of the bootstrap operation and the current voltage of the controlled power supply 135 .
  • control unit 140 holds a preset allowable voltage fluctuation width ⁇ V (first threshold) in memory.
  • Control unit 140 compares voltage fluctuation width ⁇ Vreal with allowable voltage fluctuation width ⁇ V.
  • the control unit 140 determines that a voltage drop has occurred in the control power supply 135, and turns off the semiconductor switch 121 that is currently on. Specifically, the control unit 140 turns off the pulse signal 10 output from the gate drive circuit 130 . When the semiconductor switch 121 is turned off, the voltage of the control power supply 135 is restored. Therefore, when ⁇ Vreal ⁇ V, the control unit 140 outputs the pulse signal 10 to turn on the semiconductor switch 121 again to resume the bootstrap operation. Control unit 140 repeats this operation to charge bootstrap capacitor 133 .
  • ⁇ Vreal is the difference between the voltage of the controlled power supply 135 before the start of the bootstrap operation and the current voltage of the controlled power supply 135, but it is not limited to this. That is, if an equivalent operation can be realized, another method such as setting ⁇ Vreal to the voltage difference before and after turning on one semiconductor switch 121, for example, the U-phase semiconductor switch 121Lu, can be used. good. In that case, the voltage detection unit 136 is arranged with respect to the low-side semiconductor switch 121L.
  • the following control may be performed. That is, if the time from when one semiconductor switch 121 is turned on to when the condition ⁇ Vreal> ⁇ V is satisfied is less than the minimum value of the pulse width w1, the semiconductor switch 121 does not have to be turned off immediately. . With the semiconductor switch 121 turned on, the semiconductor switch 121 may be turned off after waiting until the on time of the semiconductor switch 121 exceeds the minimum value of the pulse width w1.
  • the control unit 140 may determine whether charging is completed based on the power supply voltage detected by the voltage detection unit 136. In this case, the control unit 140 obtains the voltage fluctuation range ⁇ Vreal before and after turning on one semiconductor switch 121 on the low side by the same processing as described above. Control unit 140 determines that charging of bootstrap capacitor 133 is completed when voltage fluctuation width ⁇ Vreal is 0 or equal to or less than a preset second threshold even though low-side semiconductor switch 121 is on. to decide. In this case, control unit 140 waits until time t2, which is the end time of the bootstrap operation, while keeping semiconductor switch 121 turned on.
  • the operation for one phase is described, but when there are a plurality of phases, the semiconductor switch 121 performs switching with a phase difference obtained by dividing 360° by the number of phases p.
  • the voltage detection section 136 that detects the power supply voltage of the control power supply 135 of the gate drive circuit 130 is provided.
  • the controller 140 determines the on/off timing of the semiconductor switch 121 based on the voltage of the controlled power supply 135 detected by the voltage detector 136 . Therefore, in the third embodiment, the first period and the second period shown in the first and second embodiments do not have to be provided. Alternatively, in at least one of the first period and the second period, the control unit 140 may determine the on/off timing of the semiconductor switch 121 based on the voltage of the controlled power supply 135 detected by the voltage detection unit 136. . As described above, in the third embodiment, by providing the voltage detection unit 136, the pulse signal 10 is output according to the voltage drop of the control power supply 135, thereby making the duty Duty variable.
  • the control unit 140 controls the voltage before and after the low-side semiconductor switch 121 is turned on based on the voltage of the control power supply 135 detected by the voltage detection unit 136.
  • a voltage fluctuation width ⁇ Vreal is obtained.
  • the control unit 140 determines that the controlled power supply 135 has recovered to a chargeable state, and turns on the low-side semiconductor switch 121 again.
  • the bootstrap capacitor 133 is charged only while the voltage drop of the control power supply 135 is within the allowable range, stress to the power supply unit 137 due to the voltage drop of the control power supply 135 can be prevented.
  • the control unit 140 controls the voltage before and after the low-side semiconductor switch 121 is turned on based on the voltage of the control power supply 135 detected by the voltage detection unit 136.
  • a voltage fluctuation width ⁇ Vreal is obtained.
  • Control unit 140 determines that charging of bootstrap capacitor 133 is complete when voltage fluctuation width ⁇ Vreal is 0 or equal to or less than the second threshold even though low-side semiconductor switch 121 is on. In this case, control unit 140 waits until time t2 while keeping semiconductor switch 121 in the ON state. As a result, the bootstrap capacitor 133 can be reliably charged, and stress on the power supply unit 137 due to the voltage drop of the control power supply 135 can be prevented.
  • control unit 140 may implement these operations in the form of software using a microcomputer or the like, or may implement the operations in the form of hardware such as analog circuits. Moreover, you may implement
  • the control unit 140 is composed of a processing circuit.
  • the processing circuitry consists of dedicated hardware or a processor.
  • Dedicated hardware is, for example, ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • the processor executes programs stored in memory.
  • the control unit 140 has a memory.
  • Memory is non-volatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), or disk such as magnetic disk, flexible disk, or optical disk. be.
  • the AC power supply 1 was described as an example of the power supply to which the power converter 100 is connected, but the power supply is not limited to this case. That is, the power supply to which the power electronics device 100 is connected may be a DC power supply. In that case, the converter 110 may not be provided in the configuration examples shown in FIGS. 1 and 5 show the case where the alternating current of the alternating current power supply 1 is 3-phase 3-wire, but the alternating current of the alternating current power supply 1 may be single-phase or 3-phase 4-wire. Also good.
  • switching elements such as the semiconductor switch 121 and the switching elements 115 and 116, diodes such as the rectifying diode 114 and the freewheeling diode 122, and other elements are made of wide bandgap semiconductors.
  • wide bandgap semiconductors include silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), and diamond.
  • Switching elements and diodes made of such wide bandgap semiconductors have high withstand voltage and high allowable current density. Therefore, each element such as a switching element and a diode can be miniaturized. Also, by using these miniaturized elements, it is possible to miniaturize the semiconductor module incorporating these elements.
  • Embodiment 4 describes a case where power conversion device 100 according to Embodiment 1 is applied to air conditioner 400 .
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing an example configuration of the air conditioner 400 according to the fourth embodiment.
  • air conditioner 400 includes refrigeration cycle device 300 and blower 401 .
  • a refrigeration cycle device 300 includes a refrigerant compression device 200 , a condenser 301 , an expansion valve 302 and an evaporator 303 .
  • Refrigerant compression device 200 includes compressor 201 and power conversion device 100 .
  • a refrigerant pipe 304 connects between the compressor 201 and the condenser 301 .
  • the refrigerant pipes 304 are connected between the condenser 301 and the expansion valve 302, between the expansion valve 302 and the evaporator 303, and between the evaporator 303 and the compressor 201, respectively.
  • the compressor 201, the condenser 301, the expansion valve 302, and the evaporator 303 constitute a refrigerant circuit in which refrigerant circulates.
  • the compressor 201 sucks the refrigerant from the suction port.
  • the compressor 201 compresses the sucked refrigerant into a high-temperature and high-pressure gas refrigerant and discharges it from the discharge port.
  • the compressor 201 has an electric motor 2 whose speed is controlled by the power converter 100 .
  • Compressor 201 is, for example, an inverter compressor. Compressor 201 can arbitrarily change the operating frequency by inverter 120 of power converter 100 . Therefore, it is possible to change the refrigerant delivery capacity of the compressor 201 per unit time. Refrigerant discharged from the compressor 201 flows into the condenser 301 .
  • the condenser 301 exchanges heat between the refrigerant flowing inside and the air.
  • the condenser 301 condenses the high-temperature, high-pressure refrigerant flowing from the compressor 201 into a high-pressure liquid refrigerant (single-phase).
  • the condenser 301 is, for example, a fin-and-tube heat exchanger.
  • the expansion valve 302 is a decompression device that decompresses and expands the liquid refrigerant flowing out from the condenser 301 .
  • the expansion valve 302 is, for example, an electronic expansion valve. When the expansion valve 302 is an electronic expansion valve, the degree of opening is adjusted based on instructions from a control device (not shown). Expansion valve 302 is provided between condenser 301 and evaporator 303 . The expansion valve 302 reduces the pressure of the liquid refrigerant flowing out of the condenser 301 to convert it into a two-phase refrigerant of low-pressure gas refrigerant and liquid refrigerant.
  • the evaporator 303 exchanges heat between the refrigerant flowing inside and the air.
  • the evaporator 303 evaporates the liquid refrigerant portion of the gas-liquid two-phase refrigerant flowing from the expansion valve 302 into a low-pressure gas refrigerant (single-phase).
  • the evaporator 303 is, for example, a fin-and-tube heat exchanger.
  • blower 401 blows air to at least one of the condenser 301 and the evaporator 303 .
  • the steps of refrigerant evaporation, compression, condensation, and expansion are repeatedly performed.
  • the refrigerant changes from liquid to gas, and further changes from gas to liquid, whereby heat is exchanged between the refrigerant and outside air. Therefore, the air conditioner 400 can be configured by combining the refrigeration cycle device 300 and the blower 401 that circulates the outside air.
  • the air conditioner 400 has been described as an application example of the power conversion device 100, but it goes without saying that the power conversion device 100 can also be used in other devices.
  • the power conversion device 100 can be widely used for air-conditioning cold/heat equipment using an inverter, or equipment for driving a load such as a compressor or an electric motor.

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Abstract

電力変換装置は、少なくとも２つのスイッチング素子が直列に接続された電力変換部と、外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力してスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路とを備え、ゲート駆動回路は、制御電源から電力が供給されて、基準電位側に接続されたスイッチング素子を駆動する第１駆動回路と、電源電位側に接続されたスイッチング素子を駆動する第２駆動回路と、制御電源と出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、第２駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部とを有し、基準電位側に接続されたスイッチング素子がスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサが充電され、ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第１期間と第２期間とを含み、第１期間では、基準電位側に接続されたスイッチング素子が、第１パルス幅のパルス信号で駆動され、第２期間では、基準電位側に接続されたスイッチング素子が、第１パルス幅より大きい第２パルス幅のパルス信号で駆動され、第１期間の第１パルス幅は、第１期間で許容される制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される。

Description

電力変換装置及び空調機
　本開示は、電源からの電力を任意の周波数且つ任意の電圧に変換してモータなどの負荷に供給する電力変換装置及びそれを備えた空調機に関する。
　省エネルギー需要の高まりから、近年の空調機はインバータ方式を採用していることが多い。インバータは、電圧及び周波数を任意に調整して出力することが可能な装置である。空調機にインバータを搭載した場合、圧縮機を駆動するモータの出力を、被空調空間の負荷に応じてインバータで調整することで、被空調空間を冷房し過ぎる、または、被空調空間を暖房し過ぎることを防止し、消費エネルギーを節約することが可能である。
　また、モータなどの負荷に供給する電力の電圧及び周波数の調整は、インバータ基板に搭載されたスイッチングデバイスのオンオフ動作で行われる。オンオフの動作の制御方法としては、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式が一般的である。
　空調機に搭載されるインバータとしては、スイッチングデバイスであるトランジスタと、トランジスタのゲート駆動回路とが一体化したパワーモジュールが用いられていることが多い。
　この場合、パワーモジュールの駆動のために、ゲート駆動回路に電力を供給するための電源が必要となる。インバータでは、高電位側の上アーム（ハイサイド）のトランジスタと、低電位側の下アーム（ローサイド）のトランジスタが直列に接続されている。以下、下アームのトランジスタを駆動する回路をローサイド回路と呼称し、上アームのトランジスタを駆動する回路をハイサイド回路と呼称する。また、上アームのトランジスタと下アームのトランジスタとの接続点を中点と呼称する。
　ローサイド回路は、基準電位がグランドであるため、通常の電源を制御電源として使用することができる。一方、ハイサイド回路は、基準電位が中点の電位であるため、グランドが基準電位である通常の電源を制御電源として使用することができない。
　そこで、ハイサイド回路への電源供給には、フローティング電源方式またはブートストラップ方式が使われる。ブートストラップ方式では、ハイサイド回路の電源入力にブートストラップコンデンサを接続する。そして、下アームのトランジスタをスイッチングすることにより、上アームのゲート駆動回路に向かう電流経路を作って、ブートストラップコンデンサを充電する。充電後、ブートストラップコンデンサに貯められた電荷を電源として、上アームのトランジスタを駆動する。このように、ブートストラップコンデンサを充電することをブートストラップ動作と呼び、充電期間をブートストラップ期間と呼ぶ。
　ブートストラップ方式は、ハイサイド回路の駆動にトランスまたは専用の電源などの高コストな部品を用いずに済む反面、次のような課題がある。すなわち、ブートストラップコンデンサを充電する際に、ローサイド回路の電源回路に瞬時的に大きな電流が流れるため、ローサイド回路の電源回路の内部インピーダンスによって、ローサイド回路の制御電源の電圧降下が起こることがある。
　例えば特許文献１では、一般的にブートストラップコンデンサの初期充電時に、ブートストラップ回路に流れる電流が大きいため、初期充電電流に耐えられるだけの大きな許容電流が要求されることが記載されている。特許文献１では、従来の課題として、当該許容電流を確保するためにブートストラップ回路が大型化してしまうこと、及び、ブートストラップ回路の制限抵抗による電力損失及び発熱が発生してしまうことが挙げられている。
　また、特許文献１では、従来の上記課題の解決方法として、ブートストラップコンデンサへの充電期間として第１期間と第２期間とを設ける方式が提案されている。第１期間では、ローサイド回路が、断続的に充電を行うことで電流を抑制し、第２期間では、連続通電を行って充電を完了させる。
特開２０１１－６７０２９号公報
　特許文献１に記載の方式を採用した場合、上述したブートストラップ回路の大型化、並びに、ブートストラップ回路の制限抵抗による電力損失及び発熱の課題は解決できる。
　しかしながら、特許文献１では、制御電源の電圧降下については何ら考慮がなされていない。そのため、断続通電のパルス幅、デューティ、第１期間の時間長、及び、制御電源の内部インピーダンスの値によっては、制御電源の電圧降下が大きくなり、ローサイド回路の電源回路に大きなストレスがかかる可能性がある。また、特許文献１において、制御電源の電圧降下への対策として、もし仮に、電圧降下を検知する保護回路をローサイド回路に設けた場合を考えると、その場合には、保護回路が働いてしまい、電力変換装置が異常停止してしまう可能性がある。
　本開示は、かかる課題を解決するためになされたものであり、ブートストラップコンデンサの充電時の制御電源の電圧降下を抑えながらブートストラップコンデンサの充電を行うことが可能な電力変換装置、及び、それを備えた空調機を得ることを目的としている。
　本開示に係る電力変換装置は、少なくとも２つのスイッチング素子が直列に接続されて直列体が形成され、前記直列体の一端が電源電位側に接続され、前記直列体の他端が基準電位側に接続され、前記直列体の中点が出力端子に接続された電力変換部と、外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力して前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路とを備え、前記ゲート駆動回路は、制御電源から電力が供給されて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第１駆動回路と、前記電源電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第２駆動回路と、前記制御電源と前記出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、前記第２駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部とを有し、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がスイッチングを行うことで、前記ブートストラップコンデンサが充電され、前記ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第１期間と第２期間とを含み、前記第１期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、第１パルス幅のパルス信号で駆動され、前記第２期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、前記第１パルス幅より大きい第２パルス幅のパルス信号で駆動され、前記第１期間の前記第１パルス幅は、前記第１期間で許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定されるものである。
　本開示に係る空調機は、上記の電力変換装置と、前記電力変換装置の負荷である電動機によって駆動される圧縮機と、前記圧縮機から吐出された冷媒を凝縮する凝縮器と、凝縮された前記冷媒を減圧させる膨張弁と、減圧された前記冷媒を蒸発させる蒸発器とを含む、冷凍サイクル装置と、前記冷凍サイクル装置の前記凝縮器及び前記蒸発器の少なくとも一方に送風を行う送風機とを備えたものである。
　本開示に係る電力変換装置及び空調機によれば、ブートストラップコンデンサの充電時の制御電源の電圧降下を抑えながらブートストラップコンデンサの充電を行うことができる。
実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す構成図である。 図１のゲート駆動回路１３０の構成の一部とインバータ１２０の構成とを示す拡大図である。 実施の形態１に係る電力変換装置１００におけるブートストラップコンデンサ１３３の充電のためのゲート波形を示す模式図である。 実施の形態２に係る電力変換装置１００におけるブートストラップコンデンサ１３３の充電のためのゲート波形を示す模式図である。 実施の形態３に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す構成図である。 図５のゲート駆動回路１３０の構成の一部とインバータ１２０の構成とを示す拡大図である。 実施の形態４に係る空調機４００の構成の一例を示す構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置１００に設けられたコンバータ１１０がアクティブコンバータである場合の例を示した図である。
　以下、本開示に係る電力変換装置及び空調機の実施の形態について図面を参照して説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、本開示は、以下の実施の形態及びその変形例に示す構成のうち、組み合わせ可能な構成のあらゆる組み合わせを含むものである。また、各図において、同一の符号を付したものは、同一の又はこれに相当するものであり、これは明細書の全文において共通している。また、以下の実施の形態及びその変形例では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。なお、各図面では、各構成部材の相対的な寸法関係または形状等が実際のものとは異なる場合がある。
　実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す構成図である。図２は、図１のゲート駆動回路１３０の構成の一部とインバータ１２０の構成とを示す拡大図である。
　図１に示すように、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、コンバータ１１０とインバータ１２０とから構成される電力変換部１５０と、ゲート駆動回路１３０とを備えている。ゲート駆動回路１３０は、外部に設けられた制御部１４０によって制御される。電力変換装置１００には、電源である交流電源１と、負荷である電動機２とが接続されている。交流電源１は、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相を有する三相の商用電源である。電動機２は、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相を有する三相の永久磁石型同期電動機である。なお、電力変換部１５０において、コンバータ１１０は必ずしも設けなくてもよく、必要に応じて設ければよい。以下では、コンバータ１１０が設けられている場合を例に挙げて説明する。
　インバータ１２０は半導体スイッチ１２１で構成される。半導体スイッチ１２１は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等のスイッチング素子である。インバータ１２０は、半導体スイッチ１２１のオンオフを制御することによって、電動機２に流れる電流の経路を制御し、電動機２を駆動する。インバータ１２０では、１相ごとに、少なくとも２つの半導体スイッチ１２１が直列に接続されて直列体が形成されている。また、当該直列体の一端は、電源電位側（高電位側）に接続され、当該直列体の他端は、基準電位側（低電位側）に接続されている。さらに、当該直列体の中点１２５は、電力変換装置１００の出力端子１２６（図２参照）に接続されている。
　図１の例においては、インバータ１２０は、コンバータ１１０の出力端である正側母線１５１及び負側母線１５２に接続されている。インバータ１２０は、コンバータ１１０の整流回路１１１によって整流された直流電圧を交流電圧に変換し、電動機２に出力する。インバータ１２０の働きにより、電動機２に供給する交流電圧の電圧値および周波数を可変にすることができる。なお、ここでは、電力変換装置１００の負荷として、電動機２を例に挙げて説明しているが、電力変換装置１００の負荷は他の機器でもよい。インバータ１２０は、例えば、６つの半導体スイッチ１２１を備えたフルブリッジ回路から構成される。図２を用いて具体的に説明する。正側母線１５１に接続された上アームの半導体スイッチ１２１として、電動機２の各相Ｕ、Ｖ、Ｗに対して、３つの半導体スイッチ１２１Ｈｕ、１２１Ｈｖ、１２１Ｈｗがそれぞれ設けられている。また、負側母線１５２に接続された下アームの半導体スイッチ１２１として、電動機２の各相Ｕ、Ｖ、Ｗに対して、３つの半導体スイッチ１２１Ｌｕ、１２１Ｌｖ、１２１Ｌｗがそれぞれ設けられている。１相ごとに、上アームの半導体スイッチ１２１Ｈｕ、１２１Ｈｖ、１２１Ｈｗと下アームの半導体スイッチ１２１Ｌｕ、１２１Ｌｖ、１２１Ｌｗとはそれぞれ直列に接続されて、直列体を形成している。そして、それらの３つの直列体を並列に接続することにより、フルブリッジ回路が形成される。なお、以下では、上アームの半導体スイッチ１２１Ｈを、ハイサイドの半導体スイッチ１２１Ｈと呼称する。また、下アームの半導体スイッチ１２１Ｌを、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌと呼称する。なお、ここでは、インバータ１２０の相数が３の場合を例に挙げているが、相数は、２以下であってよく、あるいは、４以上であってもよい。
　図１及び図２に示すように、各半導体スイッチ１２１には、還流用ダイオード１２２が逆並列で接続されている。各半導体スイッチ１２１は、ゲート駆動回路１３０が出力する駆動スイッチ信号に従って、互いに独立にオンオフ動作を行う。当該オンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換される。
　コンバータ１１０は、図１に示すように、整流回路１１１と、直流リアクトル１１２と、平滑コンデンサ１１３とを備えている。整流回路１１１は、交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧に変換する。整流回路１１１の出力側には、直流リアクトル１１２を介して、平滑コンデンサ１１３が並列接続されている。平滑コンデンサ１１３は、整流回路１１１から直流リアクトル１１２を介して入力される直流電圧を平滑する。
　整流回路１１１は、例えば、６つの整流用ダイオード１１４を備えたフルブリッジ回路から構成される。具体的に説明すると、２つの整流用ダイオード１１４が直列に接続されて、直列体を形成している。そして、当該直列体を３つ用意して、それらの３つの直列体を並列に接続することにより、フルブリッジ回路が形成される。なお、整流回路１１１には、整流用ダイオード１１４の代わりに、トランジスタなどのスイッチング素子を用いてもよい。整流回路１１１の出力端は、正側母線１５１と負側母線１５２とに接続されている。
　一般に、コンバータには、整流用ダイオード１１４などの受動素子で交流直流変換を行うパッシブコンバータと、インバータ１２０と同様にＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ等のスイッチング素子で構成されるアクティブコンバータとが存在する。図１に示すコンバータ１１０は、パッシブコンバータである。しかしながら、実施の形態１に係るコンバータ１１０は、パッシブコンバータに限定されず、アクティブコンバータであってもよい。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に設けられたコンバータ１１０がアクティブコンバータである場合の例を示した図である。図８（ａ）の例では、整流回路１１１に対して、並列に、１つのスイッチング素子１１５が接続されている。また、図８（ｂ）の例では、整流回路１１１の各整流用ダイオード１１４に対して、並列に、スイッチング素子１１６が接続されている。アクティブコンバータでは、図８（ｂ）に示すように、整流用ダイオード１１４などの受動素子とスイッチング素子１１６とを組み合わせて使用する場合もある。パッシブコンバータ及びアクティブコンバータのいずれのコンバータにおいても、図１、並びに、図８（ａ）及び（ｂ）に示されるように、整流回路１１１の素子はブリッジ状に組み合わせて使用される。なお、実施の形態１におけるコンバータ１１０は、図１、図８（ａ）、または、図８（ｂ）の構成に限定されるものではない。また、コンバータ１１０の相数、並びに、使用される素子の組み合わせ及び接続順序などについても、図１、図８（ａ）、または、図８（ｂ）の構成に限定されるものではない。
　制御部１４０は、電力変換装置１００の外部に設けられている。制御部１４０には、外部から、速度指令及びトルク指令などの運転指令が入力される。制御部１４０は、当該運転指令に基づいて制御信号を生成し、ゲート駆動回路１３０に制御信号を出力する。なお、制御部１４０は、電力変換装置１００の内部に設けられていてもよい。
　ゲート駆動回路１３０は、インバータ１２０の半導体スイッチ１２１に対して、駆動スイッチ信号として、パルス信号１０（図３参照）を出力する。これにより、半導体スイッチ１２１は互いに独立してオンオフ動作を行う。また、コンバータ１１０が能動素子を使ったアクティブコンバータの場合は、ゲート駆動回路１３０が、コンバータ１１０を駆動してもよい。ゲート駆動回路１３０は、制御部１４０からの制御信号に従って、コンバータ１１０またはインバータ１２０、もしくはその両方を駆動する。
　なお、コンバータ１１０、インバータ１２０、及び、ゲート駆動回路１３０は同一モジュール内に構成されてもよいし、２以上のモジュールに分かれて配置されていてもよい。その場合、例えば、コンバータ１１０とゲート駆動回路１３０との組み合わせが同一モジュール内に配置され、インバータ１２０が他のモジュール内に配置される。あるいは、インバータ１２０とゲート駆動回路１３０との組み合わせが同一モジュール内に配置され、コンバータ１１０が他のモジュール内に配置される。このように、複数の組み合わせのパターンが考えられるが、実施の形態１は、いずれか１つの組み合わせに限定されるものではない。
　また、図１に示すように、ゲート駆動回路１３０には、電動機２の各相Ｕ、Ｖ、Ｗに合わせて、複数のゲート駆動回路１３０ｕ、１３０ｖ、１３０ｗが設けられている。図２は、図の簡略化のため、図１のゲート駆動回路１３０のうち、Ｕ相のゲート駆動回路１３０ｕのみを示している。ゲート駆動回路１３０ｕ、１３０ｖ、１３０ｗは同一構成であるため、ここでは、ゲート駆動回路１３０ｕについてのみ説明し、他のゲート駆動回路１３０ｖ、１３０ｗについては説明を省略する。
　ゲート駆動回路１３０ｕは、図２に示すように、制限抵抗１３１、ブートストラップダイオード１３２、ブートストラップコンデンサ１３３、第２駆動回路１３４Ｈ、第１駆動回路１３４Ｌ、及び、制御電源１３５を備えている。制限抵抗１３１、ブートストラップダイオード１３２、及び、ブートストラップコンデンサ１３３は、制御電源１３５と出力端子１２６との間に直列接続され、電源部１３７を構成している。電源部１３７は、第２駆動回路１３４Ｈに供給する電源電圧を生成する。なお、図２は、図の簡略化のため、１相分（Ｕ相分）のみを表しているが、複数の相がある場合は、電源部１３７は、各相に対してそれぞれ１つずつ設けられてもよいし、あるいは、１つの電源部１３７を各相で共用してもよい。また、フィルタ回路または保護回路などのこれら以外の素子がゲート駆動回路１３０ｕに設けられていてもよい。
　制御電源１３５は、第１駆動回路１３４Ｌの両端に接続されている。制御電源１３５は、第１駆動回路１３４Ｌに電力を供給する。
　制限抵抗１３１は、一端が制御電源１３５に接続され、他端がブートストラップダイオード１３２のアノードに接続されている。
　ブートストラップダイオード１３２のカソードは、ブートストラップコンデンサ１３３の正極電極に接続されている。
　ブートストラップコンデンサ１３３の負極電極は、半導体スイッチ１２１Ｈｕと半導体スイッチ１２１Ｌｕとの接続点である中点１２５ｕに接続されている。ブートストラップコンデンサ１３３は、第２駆動回路１３４Ｈの両端に接続されている。ブートストラップコンデンサ１３３は、第２駆動回路１３４Ｈに電力を供給する。
　インバータ１２０のローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌは、制御部１４０の制御信号を受信した第１駆動回路１３４Ｌによって駆動される。ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌがオンすると、次のような電流経路が生じて、ローサイドの半導体スイッチ１２１に電流が流れる。すなわち、当該電流経路においては、電流は、制御電源１３５、制限抵抗１３１、ブートストラップダイオード１３２、ブートストラップコンデンサ１３３を通って、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌに流れる。これにより、ブートストラップコンデンサ１３３が充電される。この状態で、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌがオフすると、ブートストラップコンデンサ１３３がフローティング電源の代わりとなり、ハイサイドの半導体スイッチ１２１Ｈを駆動することが可能となる。このように、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌの少なくとも１つがスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサ１３３が充電される。
　図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００におけるブートストラップコンデンサ１３３の充電のためのゲート波形を示す模式図である。図３において、横軸は時間を示し、縦軸は、上から順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート波形を示す。
　制御部１４０は、ブートストラップコンデンサ１３３の充電時に、ゲート駆動回路１３０ｕ、１３０ｖ、１３０ｗのそれぞれの第１駆動回路１３４Ｌに対して、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌを断続的に通電する指令を出力する。図３のゲート波形において、パルス信号１０がオンの状態のときに半導体スイッチ１２１Ｌがオン（通電状態）で、パルス信号１０がオフの状態は半導体スイッチ１２１Ｌがオフ（遮断状態）である。
　図３に示すように、ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間には、少なくとも２つの期間が含まれる。実施の形態１では、ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間が２つの期間を有する場合を例に挙げて説明し、それらの期間のうち、時刻０から時刻ｔ１までの期間を第１期間と呼称し、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間を第２期間と呼称する。ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌのスイッチングパターンは、各期間において異なる。第１期間では、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌが、第１パルス幅ｗ１のパルス信号で駆動され、第２期間では、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌが、第１パルス幅ｗ１より大きい第２パルス幅ｗ３のパルス信号１０で駆動される。また、第１期間の時間長Ｔ１は、制限抵抗１３１の抵抗値Ｒとブートストラップコンデンサ１３３の容量Ｃとに基づいて決定される。以下に詳細に説明する。
　＜第１期間＞
　第１期間においては、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌｕ、１２１Ｌｖ、１２１Ｌｗが、それぞれ、断続的に通電（以下、パルス充電と呼称）される。具体的には、図３に示すように、第１期間においては、各相において、パルス幅ｗ１（第１パルス幅）のパルス信号１０が、一定のパルス間隔ｗ２で出力される。「パルス間隔」は、キャリア周期、または、スイッチングキャリアとも呼ばれることがある。このように、パルス間隔ｗ２は、１相あたりのパルス間隔またはブートストラップ期間中のキャリア周期である。
　第１期間における各相のデューティＤｕｔｙは下式（１）で与えられる。デューティＤｕｔｙは、パルス間隔ｗ２に対するパルス幅ｗ１の比、すなわち、パルス間隔ｗ２に対する通電時間の比になる。
　Ｄｕｔｙ＝ｗ１／ｗ２　・・・（１）
　パルス幅ｗ１は、制御部１４０を構成するプロセッサの性能または制御電源１３５を保護する保護回路の制約から決まる最小パルス制限値より大きく、且つ、パルス間隔ｗ２より小さい値となる。すなわち、パルス幅ｗ１は、第１期間において許容される制御電源１３５の電圧降下の大きさ（許容電圧変動幅）に基づいて決定される。これにより、保護回路が働くレベルの大きな電圧降下が発生することを防止できる。
　また、インバータ１２０が３相インバータの場合、図３に示すように、各相のパルス信号１０は１２０°ずつ位相をずらして出力される。すなわち、Ｖ相のパルス信号１０は、Ｕ相のパルス信号１０に対して位相差Ｄ１（＝１２０°）だけ遅れて出力される。また、Ｗ相のパルス信号１０は、Ｖ相のパルス信号１０に対して位相差Ｄ１（＝１２０°）だけ遅れて出力される。従って、Ｗ相のパルス信号１０は、Ｕ相のパルス信号１０に対しては、位相差Ｄ１の２倍である位相差Ｄ２（＝２４０°）だけ遅れて出力される。このように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に、パルス信号が位相差Ｄ１だけそれぞれシフトされて出力される。しかしながら、インバータ１２０の相数は限定されるものではない。従って、相数をｐとすると、各相のパルス信号１０は、３６０°を相数ｐで割った分（３６０°÷ｐ）だけ位相をずらして出力される。
　パルス充電を行う第１期間の時間長Ｔ１は、図２に示したブートストラップコンデンサ１３３の容量Ｃと制限抵抗１３１の抵抗値Ｒとから求められる時定数τによって規定される。
　時定数τは、例えば、容量Ｃ、抵抗値Ｒ、および、上式（１）のデューティＤｕｔｙから、下式（２）で与えられる。
　τ＝Ｃ×Ｒ／Ｄｕｔｙ　・・・（２）
　また、第１期間の時間長Ｔ１は、下式（３）のように設定される。
　Ｔ１＞τ　　　・・・（３）
　また、第１期間の時間長Ｔ１を設定する際、上式（３）は、第２期間において許容される制御電源１３５の電圧降下の大きさに基づいて、時定数τに任意の係数Ａを乗じてもよい。この場合、上式（２）と上式（３）とを用いて、時間長Ｔ１は、下式（４）で表される。なお、係数Ａは、１以上の任意の値である。
　Ｔ１＞Ａ×Ｃ×Ｒ／Ｄｕｔｙ　・・・（４）
　Ａ＝１の場合、時間長Ｔ１の第１期間終了時に、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧は、制御電源１３５からの入力電圧の６３％程度に達している。Ａ＝２の場合は、Ａ＝１の場合よりも時間長Ｔ１を長くできるので、第１期間終了時に、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧は、制御電源１３５からの入力電圧の８６％程度に達する。さらに、Ａ＝３にした場合は、第１期間終了時に、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧は、制御電源１３５からの入力電圧の９５％程度に達する。第１期間が終了した後には、第２期間に移行して、ブートストラップコンデンサ１３３の充電を完了させる。ブートストラップコンデンサ１３３の電圧と入力電圧との差が小さいほど、充電電流は小さくなる。そのため、第２期間における電圧降下を小さくしたい場合は、係数Ａを大きくして、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧を高くしておく。これにより、第２期間におけるブートストラップコンデンサ１３３の電圧と入力電圧との差を小さくできるため、第２期間において電圧降下を抑えることができる。このように、係数Ａは、第２期間において許容される制御電源１３５の電圧降下の大きさ（許容電圧変動幅）に基づいて決定されてもよい。その場合、係数Ａは、２以上の任意の値とすることが望ましい。以上のように、係数Ａの値は、目的に応じて、任意の値に適宜決定すればよい。また、係数Ａの値の例として、上記の説明では、１、２、３・・・のように整数の場合を説明したが、その場合に限らず、係数Ａは、１以上の実数であればよい。
　＜第２期間＞
　図３において、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間が第２期間である。時刻ｔ２は、ブートストラップ動作が終了する時刻である。このように、ブートストラップ動作においては、第１期間が経過したら、第２期間に移行する。第２期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のスイッチングのタイミングを同一とし、パルス幅ｗ３（第２パルス幅）のパルス信号１０でスイッチングを行って、ブートストラップコンデンサ１３３の充電を行う。パルス幅ｗ３は、第１期間のパルス間隔ｗ２よりも長く、第２期間の時間長Ｔ２以下である。従って、パルス幅ｗ３は、下式（４）の範囲内とする。
　ｗ２＜ｗ３≦Ｔ２　・・・（５）
　上式（５）から分かるように、パルス幅ｗ３は第２期間の時間長Ｔ２と一致させてもよい。その場合、ｗ３＝Ｔ２となる。ｗ３＝Ｔ２の場合は、第２期間の間は、パルス信号１０が連続してオン状態となる。第２期間が経過した時刻ｔ２で、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が完了する。
　以上のように、実施の形態１においては、基準電位側に接続されたローサイドの半導体スイッチ１２１の少なくとも１つがスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサ１３３が充電される。ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間は少なくとも第１期間と第２期間とを含んでいる。第１期間では、ローサイドの半導体スイッチ１２１が、第１パルス幅ｗ１のパルス信号１０で駆動される。第２期間では、ローサイドの半導体スイッチ１２１が、第１パルス幅ｗ１より大きい第２パルス幅ｗ３のパルス信号１０で駆動される。第１期間においては、第１パルス幅ｗ１が、保護回路が働くレベルの電圧降下の発生を防止するために、第１期間において許容される電圧降下の大きさに基づいて決定されている。
　このように、実施の形態１では、第１期間において、制御電源１３５の電圧降下が抑制できるように、第１パルス幅ｗ１を決定している。さらに、実施の形態１では、第１期間の時間長Ｔ１を、制限抵抗１３１の抵抗値Ｒ、および、ブートストラップコンデンサ１３３の容量Ｃに基づいて設定している。そのため、ブートストラップコンデンサ１３３の充電時の制御電源１３５の電圧降下を抑えながら、ブートストラップコンデンサ１３３の充電を行うことができる。このように、実施の形態１によれば、ブートストラップコンデンサ１３３へ電圧を供給する供給元の制御電源１３５の電圧の低下を抑制することで、急な電圧変化に伴う電源部１３７へのストレスを抑制することができる。また、制御電源１３５の電圧降下を検知する保護回路を設けた場合においても、制御電源１３５の電圧の低下を抑制しているため、保護回路により異常停止することを防止することができる。
　また、充電電流によって制御電源１３５の電圧が低下するのは、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧が上昇していない充電初期の期間、すなわち、第１期間である。従って、実施の形態１では、第１期間において、制御電源１３５の電圧降下が特に抑えられるように、パルス幅ｗ１の値、パルス間隔ｗ２、および、第１期間の時間長Ｔ１を設定している。また、第１期間におけるパルス充電で、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧が或る程度上昇した後は、制御電源１３５の電圧が低下しにくくなる。そのため、実施の形態１では、第２期間において、ローサイドの半導体スイッチ１２１を第１パルス幅ｗ１より大きい第２パルス幅ｗ３のパルス信号１０で駆動する。これにより、充電期間の短縮を図ることができる。
　さらに、実施の形態１では、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌを駆動する第１駆動回路１３４Ｌと、ハイサイドの半導体スイッチ１２１Ｈを駆動する第２駆動回路１３４Ｈと、電源部１３７とが設けられている。電源部１３７は、制限抵抗１３１とブートストラップダイオード１３２とブートストラップコンデンサ１３３とを含み、第２駆動回路１３４Ｈに供給する電源電圧を生成する。また、各相において、３６０°を相数ｐで除した値の位相差をもってスイッチングを行っている。特許文献１では、各相のスイッチングを位相差を設けずに同一のタイミングで行っている。そのため、制御電源の電圧降下も抑えることが難しく、制御電圧の電圧降下が起こりやすい。これに対し、実施の形態１では、第１期間では、各相において、位相差を設けてスイッチングを行っているため、制御電圧の電圧降下を効率良く抑えることができる。
　実施の形態２．
　図４は、実施の形態２に係る電力変換装置１００におけるブートストラップコンデンサ１３３の充電のためのゲート波形を示す模式図である。図４において、横軸は時間を示し、縦軸は、上から順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート波形を示す。
　上記の実施の形態１においては、第１期間におけるパルス信号１０のパルス幅ｗ１は固定値である。これに対して、実施の形態２では、第１期間におけるパルス信号１０のパルス幅ｗ１が可変である。すなわち、実施の形態２では、第１期間において、パルス信号１０のパルス幅ｗ１を固定せずに、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌのスイッチングを行う。他の構成および動作については、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
　実施の形態２においては、図４に示すように、第１期間における１番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号１０のパルス幅ｗ１を、ｗ１－１とする。また、第１期間における最後（以下、ｎ番目とする）のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号１０のパルス幅ｗ１を、ｗ１－ｎとする。このとき、下式（６）の関係となるように、パルス幅ｗ１を変化させる。
　（ｗ１－ｎ）＞（ｗ１－１）　・・・（６）
　すなわち、パルス幅ｗ１－ｎは、パルス幅ｗ１－１より大きい。実施の形態２では、キャリア周期の区間ごとに、パルス幅ｗ１を予め設定した増加率で増加させる。増加方法としては、例えば、以下の方法（１）及び（２）がある。ただし、これらに限定されるものではなく、他の方法でもよく、また、（１）と（２）とを組み合わせてもよい。
　（１）　１番目のキャリア周期の区間から、ｎ番目のキャリア周期の区間までの間、区間ごとに、パルス幅ｗ１を一定の増加率で増加させる（線形変化）。すなわち、第１期間におけるｋ番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号１０のパルス幅ｗ１を、ｗ１－ｋとしたとき、（ｗ１－ｎ）＞（ｗ１－ｋ）＞（ｗ１－１）の関係が成り立つ。ここで、ｋは、１～ｎまでの任意の自然数である。従って、（ｋ＋１）番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号１０のパルス幅ｗ１は、ｋ番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号１０のパルス幅ｗ１よりも、一定値だけ大きい。
　（２）　１番目のキャリア周期の区間から、ｋ番目のキャリア周期の区間までの間、パルス幅ｗ１は、ｗ１－１ですべて同じである。ここで、ｋは、１～ｎまでの任意の自然数である。また、（ｋ＋１）番目のキャリア周期の区間から、ｎ番目のキャリア周期の区間までの間、パルス幅ｗ１は、ｗ１－ｎですべて同じである。上記（１）ではパルス幅ｗ１が線形的に増加したが、（２）では、パルス幅ｗ１が階段式に増加する。増加率は、一定であっても、可変でもよい。なお、ここでは、２段階で変化する例を挙げたが、３段階以上であってもよい。
　実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、第１期間の時間長Ｔ１は、上式（４）によって規定されるが、但し、実施の形態２においては、上式（４）のＤｕｔｙには、第１期間のデューティの平均値を代入する。すなわち、１番目からｎ番目までの各キャリア周期の区間において、上式（１）を用いてＤｕｔｙ＝ｗ１／ｗ２を求め、それらのＤｕｔｙの平均値を求める。
　上記説明は、１相分のパルス幅について示したが、相が複数ある場合は、同一キャリア期間における各相のパルス幅は同一とする。
　時刻ｔ１を越えてブートストラップ動作が終了する時刻ｔ２までの第２期間では、各相のスイッチングのタイミングを同一とし、パルス幅ｗ３でスイッチングを行う。パルス幅ｗ３は、下式（７）の範囲内とする。ここで、ｗ２は、第１期間のパルス間隔であり、Ｔ２は、第２期間の時間長である。
　ｗ２＜ｗ３≦Ｔ２　・・・（７）
　実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、パルス幅ｗ３は第２期間の時間長Ｔ２と一致させてもよい。その場合、ｗ３＝Ｔ２となり、この場合も上式（７）に含まれる。ｗ３＝Ｔ２の場合は、第２期間の間は、パルス信号１０が連続してオン状態となる。第２期間が経過した時刻ｔ２で、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が完了する。
　以上のように、実施の形態２では、基本的に実施の形態１と同じ構成であるため、実施の形態１と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態２では、第１期間のパルス信号１０のパルス幅ｗ１を可変にして、線形的または階段式に、徐々に大きくする。上述したように、充電電流によって制御電源１３５の電圧が低下するのは、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧が上昇していない充電初期である。従って、実施の形態２では、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧の増加に伴って、パルス信号１０のパルス幅ｗ１を徐々に大きくしている。パルス幅ｗ１が大きいほど、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が加速され、充電時間が短くなる。一方で、パルス信号１０のパルス幅ｗ１を大きくし過ぎると、制御電源１３５の電圧降下が十分に抑制されない。そのため、実施の形態２では、制御電源１３５の電圧降下が発生しないように、ブートストラップコンデンサ１３３の電圧の増加に伴って、パルス信号１０のパルス幅ｗ１を徐々に大きくする方法を採用している。これにより、制御電源１３５の電圧降下を抑制しながら、ブートストラップコンデンサ１３３の充電時間の短縮を図ることができる。
　実施の形態３．
　図５は、実施の形態３に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す構成図である。図６は、図５のゲート駆動回路１３０の構成の一部とインバータ１２０の構成とを示す拡大図である。実施の形態３では、実施の形態１の電力変換装置１００の構成に対して、電圧検出部１３６が追加されている。電圧検出部１３６は、制御電源１３５の電圧を検出する。ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した制御電源１３５の電圧に基づいて、半導体スイッチ１２１のオンオフのタイミングを決定する。他の構成については、実施の形態１と同じであるため、以下では、簡単に説明して、詳細については、実施の形態１の説明を参照することとする。
　図５に示すように、電力変換装置１００は、実施の形態１と同様に、コンバータ１１０とインバータ１２０とを有する電力変換部１５０と、ゲート駆動回路１３０とを備える。ゲート駆動回路１３０は、インバータ１２０に設けられた半導体スイッチ１２１のゲートに電圧を印加して、半導体スイッチ１２１を駆動する。また、コンバータ１１０が能動素子を使ったアクティブコンバータの場合は、ゲート駆動回路１３０がコンバータ１１０を駆動してもよい。
　また、コンバータ１１０、インバータ１２０、及び、ゲート駆動回路１３０は、同一モジュール内に構成されてもよいし、２以上のモジュールに分けて配置してもよい。２以上のモジュールに分ける場合、その分け方の組み合わせは、実施の形態３によって限定されるものではない。
　ゲート駆動回路１３０は、制御部１４０からの制御信号によって、コンバータ１１０またはインバータ１２０、もしくはその両方を駆動する。
　図６に示すように、ゲート駆動回路１３０ｕの電源部１３７は、制限抵抗１３１、ブートストラップダイオード１３２、及び、ブートストラップコンデンサ１３３で構成されている。図６は、１相分（Ｕ相分）のみを表しているが、複数の相がある場合は、電源部１３７は、各相に対して設けられてもよいし、あるいは、１つの電源部１３７を各相で共用してもよい。また、フィルタ回路や保護回路など、これら以外の素子がゲート駆動回路及び電源部１３７に組み込まれていてもよい。
　また、実施の形態３では、上述したように、ゲート駆動回路１３０の制御電源１３５の電圧を検出する電圧検出部１３６が設けられている。電圧検出部１３６は、制御部１４０に対して電圧検出信号を送信する。
　制御部１４０は、ブートストラップ動作開始時に、実施の形態１～２と同様に、ゲート駆動回路１３０からパルス信号１０を出力させて、ローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌをオンにする。制御部１４０は、ブートストラップ動作中に、電圧検出部１３６からの電圧検出信号に基づいて、実電圧変動幅である電圧変動幅ΔＶｒｅａｌを算出する。ΔＶｒｅａｌは、ブートストラップ動作開始前の制御電源１３５の電圧と現在の制御電源１３５の電圧との差である。
　また、制御部１４０は、予め設定された許容電圧変動幅ΔＶ（第１閾値）をメモリに保持している。制御部１４０は、電圧変動幅ΔＶｒｅａｌと許容電圧変動幅ΔＶとを比較する。
　比較の結果、ΔＶｒｅａｌ＞ΔＶとなったときに、制御部１４０は、制御電源１３５の電圧降下が発生していると判断して、現在オンの状態の半導体スイッチ１２１をオフにする。具体的には、制御部１４０は、ゲート駆動回路１３０から出力しているパルス信号１０をオフにする。半導体スイッチ１２１がオフになると、制御電源１３５の電圧が回復する。そのため、制御部１４０は、ΔＶｒｅａｌ≦ΔＶとなったときに、パルス信号１０を出力して、半導体スイッチ１２１を再びオンにして、ブートストラップ動作を再開する。制御部１４０は、この動作を繰り返して、ブートストラップコンデンサ１３３を充電する。
　また、上記の説明においては、ΔＶｒｅａｌは、ブートストラップ動作開始前の制御電源１３５の電圧と現在の制御電源１３５の電圧との差としたが、その場合に限定されない。すなわち、同等の動作が実現可能であれば、ΔＶｒｅａｌを、１つの半導体スイッチ１２１、例えば、Ｕ相の半導体スイッチ１２１Ｌｕのオン前とオン後の電圧差にするなど、別の方法を使用してもよい。その場合には、電圧検出部１３６をローサイドの半導体スイッチ１２１Ｌに対して配置する。
　また、パルス幅ｗ１の最小値が定められている場合には、次のような制御にしてもよい。すなわち、１つの半導体スイッチ１２１をオンにした時点から、ΔＶｒｅａｌ＞ΔＶの条件を満たすまでの時間が、パルス幅ｗ１の最小値未満だった場合は、半導体スイッチ１２１をすぐにオフにしなくてもよい。半導体スイッチ１２１をオンにした状態で、半導体スイッチ１２１のオン時間がパルス幅ｗ１の最小値を超えるまで待機し、その後、半導体スイッチ１２１をオフにしてもよい。
　また、ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した電源電圧に基づいて、充電が完了したかを判断するようにしてもよい。その場合、制御部１４０は、上記と同様の処理で、ローサイドの１つの半導体スイッチ１２１のオン前とオン後の電圧変動幅ΔＶｒｅａｌを求める。制御部１４０は、ローサイドの半導体スイッチ１２１がオンの状態にもかかわらず、電圧変動幅ΔＶｒｅａｌが０、または、予め設定された第２閾値以下の場合は、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が完了したと判断する。この場合、制御部１４０は、半導体スイッチ１２１をオンにした状態を保持したまま、ブートストラップ動作の終了時刻である時刻ｔ２まで待機する。
　なお、実施の形態３では、１相分の動作として説明しているが、相が複数ある場合は、半導体スイッチ１２１は、３６０°を相数ｐで除した値の位相差をもってスイッチングを行う。
　以上のように、実施の形態３においては、ゲート駆動回路１３０の制御電源１３５の電源電圧を検出する電圧検出部１３６が設けられている。ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した制御電源１３５の電圧に基づいて、半導体スイッチ１２１のオンオフのタイミングを決定する。従って、実施の形態３では、実施の形態１及び２で示した第１期間および第２期間を設けなくてもよい。あるいは、第１期間及び第２期間の少なくとも一方において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した制御電源１３５の電圧に基づいて、半導体スイッチ１２１のオンオフのタイミングを決定するようにしてもよい。このように、実施の形態３では、電圧検出部１３６を設けたことで、制御電源１３５の電圧降下に応じて、パルス信号１０を出力することで、デューティＤｕｔｙを可変にしている。
　また、実施の形態３では、ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した制御電源１３５の電圧に基づいて、ローサイドの半導体スイッチ１２１のオン前とオン後の電圧変動幅ΔＶｒｅａｌを求める。そして、電圧変動幅ΔＶｒｅａｌが第１閾値より大きくなったときに、ローサイドの半導体スイッチ１２１をオフにする。これにより、制御電源１３５が徐々に回復する。制御部１４０は、電圧変動幅ΔＶｒｅａｌが第１閾値以下になったときに、制御電源１３５が充電可能な状態まで回復したと判断し、ローサイドの半導体スイッチ１２１を再びオンにする。これにより、制御電源１３５の電圧降下が許容範囲の間だけ、ブートストラップコンデンサ１３３の充電を行うため、制御電源１３５の電圧降下による電源部１３７へのストレスを防止することができる。
　また、実施の形態３では、ブートストラップコンデンサ１３３の充電期間において、制御部１４０は、電圧検出部１３６が検出した制御電源１３５の電圧に基づいて、ローサイドの半導体スイッチ１２１のオン前とオン後の電圧変動幅ΔＶｒｅａｌを求める。制御部１４０は、ローサイドの半導体スイッチ１２１がオンの状態であるにもかかわらず、電圧変動幅ΔＶｒｅａｌが０または第２閾値以下の場合は、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が完了したと判断する。この場合、制御部１４０は、半導体スイッチ１２１のオン状態を維持したまま、時刻ｔ２まで待機する。これにより、ブートストラップコンデンサ１３３の充電が確実に行え、且つ、制御電源１３５の電圧降下による電源部１３７へのストレスを防止することができる。
　なお、ここで、上記の実施の形態１～３に係る電力変換装置１００における制御部１４０のハードウェア構成について説明する。制御部１４０は、マイクロコンピュータ等でソフトウェア的にこれらの動作を実現してもよいし、アナログ回路等でハードウェア的に実現してもよい。また、それらを組み合わせて実現してもよい。
　以下、制御部１４０のハードウェア構成について、さらに詳細に説明する。制御部１４０は処理回路から構成される。処理回路は、専用のハードウェア、または、プロセッサから構成される。専用のハードウェアは、例えば、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）またはＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などである。プロセッサは、メモリに記憶されるプログラムを実行する。制御部１４０は、メモリを有している。メモリは、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable ROM）などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、もしくは、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスクなどのディスクである。
　また、上記の実施の形態１～３において、電力変換装置１００が接続される電源として、交流電源１を例に挙げて説明したが、その場合に限定されない。すなわち、電力変換装置１００が接続される電源は、直流電源であってもよい。その場合、図１及び図５に示した構成例において、コンバータ１１０が設けられていなくてもよい。また、図１及び図５は、交流電源１の交流が３相３線の場合を示しているが、交流電源１の交流は単相であってもよく、もしくは、３相４線であっても良い。
　また、上記の実施の形態１～３に係る電力変換装置１００において、コンバータ１１０及びインバータ１２０で用いられる素子が、珪素（Ｓｉ）に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよい。具体的には、半導体スイッチ１２１及びスイッチング素子１１５、１１６などの各スイッチング素子、整流用ダイオード１１４及び還流用ダイオード１２２などの各ダイオード、及び、他の各素子が、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、または、ダイヤモンドなどがある。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード等は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、スイッチング素子及びダイオード等の各素子の小型化が可能である。また、これらの小型化された素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化も可能になる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能になり、また、水冷部の空冷化が可能になるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　更に、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子及びダイオード等の高効率化が可能であり、延いては、半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　なお、スイッチング素子及びダイオード等のすべてがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましい。しかしながら、その場合に限らず、いずれか一つがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。その場合においても、上記の効果を得ることができる。
　実施の形態４．
　実施の形態４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００を空調機４００に適用した場合について説明する。
　図７は、実施の形態４に係る空調機４００の構成の一例を示す構成図である。図７に示すように、空調機４００は、冷凍サイクル装置３００と送風機４０１とを備えている。冷凍サイクル装置３００は、冷媒圧縮装置２００、凝縮器３０１、膨張弁３０２及び蒸発器３０３を備える。冷媒圧縮装置２００は、圧縮機２０１と、電力変換装置１００とを備える。
　図７に示すように、圧縮機２０１と凝縮器３０１との間は、冷媒配管３０４で接続される。同様に、凝縮器３０１と膨張弁３０２との間、膨張弁３０２と蒸発器３０３との間、蒸発器３０３と圧縮機２０１との間も、それぞれ、冷媒配管３０４で接続される。これにより、圧縮機２０１、凝縮器３０１、膨張弁３０２及び蒸発器３０３は、冷媒が循環する冷媒回路を構成している。
　圧縮機２０１は、吸入口から冷媒を吸入する。圧縮機２０１は、吸入した冷媒を圧縮することで、高温高圧のガス冷媒にして、吐出口から吐出する。圧縮機２０１は、電力変換装置１００によって可変速制御される電動機２を有している。圧縮機２０１は、例えばインバータ圧縮機である。圧縮機２０１は、電力変換装置１００のインバータ１２０により、運転周波数を任意に変化させることができる。従って、圧縮機２０１の単位時間あたりの冷媒を送り出す容量を変化させることは可能である。圧縮機２０１から吐出された冷媒は、凝縮器３０１に流入される。
　凝縮器３０１は、内部を流れる冷媒と空気との間で熱交換を行う。凝縮器３０１は、圧縮機２０１から流入された高温高圧の冷媒を凝縮して、高圧の液冷媒（単相）にする。凝縮器３０１は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器である。
　膨張弁３０２は、凝縮器３０１から流出された液冷媒を減圧して膨張させる減圧装置である。膨張弁３０２は、例えば、電子膨張弁で構成されている。膨張弁３０２が電子膨張弁で構成されている場合には、図示しない制御装置などの指示に基づいて開度調整が行われる。膨張弁３０２は、凝縮器３０１と蒸発器３０３との間に設けられている。膨張弁３０２は、凝縮器３０１から流出された液冷媒を減圧して、低圧のガス冷媒と液冷媒との二相状態の冷媒にする。
　蒸発器３０３は、内部を流れる冷媒と空気との間で熱交換を行う。蒸発器３０３は、膨張弁３０２から流入された気液二相状態の冷媒のうち、液冷媒の部分を蒸発させて、低圧のガス冷媒（単相）にする。蒸発器３０３は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器である。
　また、送風機４０１は、凝縮器３０１及び蒸発器３０３の少なくとも一方に、空気を送風する。
　冷凍サイクル装置３００では、冷媒の蒸発、圧縮、凝縮、膨張という工程が繰り返し行われる。冷媒は、液体から気体へ変化し、さらに気体から液体へ変化することにより、冷媒と機外空気との間で熱交換が行われる。したがって、冷凍サイクル装置３００と、機外空気を循環させる送風機４０１とを組み合わせることで、空調機４００を構成することができる。
　なお、上記の説明においては、実施の形態１に係る電力変換装置１００を空調機４００に適用させた例について説明したが、その場合に限らず、実施の形態２または３に係る電力変換装置１００を空調機４００に適用させてもよい。
　上記の実施の形態１～４では、電力変換装置１００の応用例として空調機４００について説明したが、電力変換装置１００は、その他の機器にも利用できることは、言うまでもない。例えば、電力変換装置１００は、インバータを使用する空調冷熱機器、あるいは、圧縮機または電動機等の負荷を駆動する機器に広く利用できる。
　１　交流電源、２　電動機、１０　パルス信号、１００　電力変換装置、１１０　コンバータ、１１１　整流回路、１１２　直流リアクトル、１１３　平滑コンデンサ、１１４　整流用ダイオード、１１５　スイッチング素子、１１６　スイッチング素子、１２０　インバータ、１２１　半導体スイッチ、１２１Ｈ　半導体スイッチ、１２１Ｈｕ　半導体スイッチ、１２１Ｈｖ　半導体スイッチ、１２１Ｈｗ　半導体スイッチ、１２１Ｌ　半導体スイッチ、１２１Ｌｕ　半導体スイッチ、１２１Ｌｖ　半導体スイッチ、１２１Ｌｗ　半導体スイッチ、１２２　還流用ダイオード、１２５　中点、１２５ｕ　中点、１２６　　出力端子、１３０　ゲート駆動回路、１３０ｕ　ゲート駆動回路、１３０ｖ　ゲート駆動回路、１３０ｗ　ゲート駆動回路、１３１　制限抵抗、１３２　ブートストラップダイオード、１３３　ブートストラップコンデンサ、１３４Ｈ　第２駆動回路、１３４Ｌ　第１駆動回路、１３５　制御電源、１３６　電圧検出部、１３７　電源部、１４０　制御部、１５０　電力変換部、１５１　正側母線、１５２　負側母線、２００　冷媒圧縮装置、２０１　圧縮機、３００　冷凍サイクル装置、３０１　凝縮器、３０２　膨張弁、３０３　蒸発器、３０４　冷媒配管、４００　空調機、４０１　送風機、Ａ　係数、Ｃ　容量、Ｄ１　位相差、Ｄ２　位相差、Ｄｕｔｙ　デューティ、Ｒ　抵抗値、Ｔ１　時間長、Ｔ２　時間長、ｐ　相数、ｔ１　時刻、ｔ２　時刻、ｗ１　パルス幅（第１パルス幅）、ｗ２　パルス間隔、ｗ３　パルス幅（第２パルス幅）、ΔＶ　許容電圧変動幅、ΔＶｒｅａｌ　電圧変動幅、τ　時定数。

Claims (12)

  1. 　少なくとも２つのスイッチング素子が直列に接続されて直列体が形成され、前記直列体の一端が電源電位側に接続され、前記直列体の他端が基準電位側に接続され、前記直列体の中点が出力端子に接続された電力変換部と、
    　外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力して前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と
    　を備え、
    　前記ゲート駆動回路は、
    　制御電源から電力が供給されて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第１駆動回路と、
    　前記電源電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第２駆動回路と、
    　前記制御電源と前記出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、前記第２駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部と
    　を有し、
    　前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がスイッチングを行うことで、前記ブートストラップコンデンサが充電され、
    　前記ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第１期間と第２期間とを含み、
    　前記第１期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、第１パルス幅のパルス信号で駆動され、
    　前記第２期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、前記第１パルス幅より大きい第２パルス幅のパルス信号で駆動され、
    　前記第１期間の前記第１パルス幅は、前記第１期間で許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される、
    　電力変換装置。
  2. 　前記電力変換部が、複数の相を有して、各相ごとに前記直列体を有し、
    　前記電力変換部の相数をｐとしたとき、
    　前記第１期間では、前記基準電位側に接続された各相の前記スイッチング素子は、３６０°を相数ｐで除した値の位相差をもってスイッチングを行う、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記基準電位側の前記スイッチング素子のオン時間をキャリア周期で除した値をＤｕｔｙとしたとき、
    　前記第１期間の時間長Ｔ１は、前記第１期間における前記Ｄｕｔｙ、前記ブートストラップコンデンサの容量Ｃ、及び、前記制限抵抗の抵抗値Ｒに対して、下式の関係を満たし、
    　Ｔ１＞Ａ×Ｃ×Ｒ／Ｄｕｔｙ
    　ここで、係数Ａは、１以上の値である、
    　請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記係数Ａは、２以上の値であり、前記第２期間において許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される、
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第２期間の前記第２パルス幅は、前記第１期間の前記パルス信号のキャリア周期より大きい、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１期間の前記パルス信号の前記第１パルス幅は可変であり、
    　前記第１期間が、キャリア周期に基づいてｎ個の区間に分割されているとき、
    　前記第１期間のｎ番目の区間の前記パルス信号の前記第１パルス幅は、前記第１期間の１番目の区間の前記パルス信号の前記第１パルス幅より大きい、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記基準電位側の前記スイッチング素子のオン時間をキャリア周期で除した値をＤｕｔｙとしたとき、
    　前記第１期間における前記Ｄｕｔｙは、前記１番目から前記ｎ番目までの各区間の前記パルス信号の前記第１パルス幅の平均値を用いて求められる、
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記ゲート駆動回路の前記制御電源の電源電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、前記制御部は、前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを決定する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、前記制御部は、
    　前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオン前とオン後の電圧変動幅を求め、
    　前記電圧変動幅が第１閾値より大きくなったときに、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子をオフし、
    　前記電圧変動幅が前記第１閾値以下になったときに、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子をオンする、
    　請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、制御部は、
    　前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオン前とオン後の電圧変動幅を求め、
    　前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がオンの状態のときに、前記電圧変動幅が０または第２閾値以下の場合は、当該スイッチング素子のオン状態を維持する、
    　請求項８または９に記載の電力変換装置。
  11. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、
    　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム、酸化ガリウム、または、ダイヤモンドである、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置の負荷である電動機によって駆動される圧縮機と、前記圧縮機から吐出された冷媒を凝縮する凝縮器と、凝縮された前記冷媒を減圧させる膨張弁と、減圧された前記冷媒を蒸発させる蒸発器とを含む、冷凍サイクル装置と、
    　前記冷凍サイクル装置の前記凝縮器及び前記蒸発器の少なくとも一方に送風を行う送風機と
    　を備えた、空調機。
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