WO2022168222A1 - 電力変換装置及び空調機 - Google Patents

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WO2022168222A1
WO2022168222A1 PCT/JP2021/004076 JP2021004076W WO2022168222A1 WO 2022168222 A1 WO2022168222 A1 WO 2022168222A1 JP 2021004076 W JP2021004076 W JP 2021004076W WO 2022168222 A1 WO2022168222 A1 WO 2022168222A1
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period
power supply
switching element
potential side
voltage
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PCT/JP2021/004076
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健太 湯淺
憲嗣 岩崎
恵和 塚野
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/08Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device that converts power from a power source into an arbitrary frequency and an arbitrary voltage and supplies it to a load such as a motor, and an air conditioner equipped with the same.
  • An inverter is a device that can arbitrarily adjust and output voltage and frequency.
  • the output of the motor that drives the compressor is adjusted by the inverter according to the load of the air-conditioned space, thereby over-cooling or heating the air-conditioned space. It is possible to prevent overshoot and save energy consumption.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) method is generally used as a method of controlling the on/off operation.
  • a power supply is required to supply power to the gate drive circuit in order to drive the power module.
  • a high potential side upper arm (high side) transistor and a low potential side lower arm (low side) transistor are connected in series.
  • the circuit that drives the transistors in the lower arm will be referred to as a low-side circuit
  • the circuit that drives the transistors in the upper arm will be referred to as a high-side circuit.
  • a connection point between the upper arm transistor and the lower arm transistor is called a midpoint.
  • the reference potential of the low-side circuit is the ground
  • a normal power supply can be used as the control power supply.
  • the high-side circuit since the reference potential is the midpoint potential, a normal power supply whose reference potential is the ground cannot be used as the control power supply.
  • a floating power supply method or bootstrap method is used to supply power to the high-side circuit.
  • a bootstrap capacitor is connected to the power supply input of the high-side circuit. Then, by switching the transistor in the lower arm, a current path toward the gate drive circuit in the upper arm is created to charge the bootstrap capacitor. After charging, the charge stored in the bootstrap capacitor is used as a power source to drive the transistor in the upper arm. Charging the bootstrap capacitor in this manner is called a bootstrap operation, and the charging period is called a bootstrap period.
  • the bootstrap method does not require the use of high-cost components such as transformers or dedicated power supplies to drive the high-side circuit, it has the following problems. That is, when the bootstrap capacitor is charged, a large current momentarily flows through the power supply circuit of the low-side circuit, so the internal impedance of the power supply circuit of the low-side circuit may cause a voltage drop in the control power supply of the low-side circuit.
  • Patent Document 1 describes that generally a large current flows through the bootstrap circuit when the bootstrap capacitor is initially charged, so a large allowable current that can withstand the initial charging current is required.
  • conventional problems include that the size of the bootstrap circuit increases in order to secure the allowable current, and power loss and heat generation occur due to the limiting resistance of the bootstrap circuit. ing.
  • Patent Document 1 proposes a method of providing a first period and a second period as a charging period for the bootstrap capacitor as a conventional solution to the above problem.
  • the low-side circuit intermittently performs charging to suppress the current, and in the second period, continuous energization is performed to complete charging.
  • Patent Document 1 no consideration is given to the voltage drop of the control power supply. Therefore, depending on the pulse width of the intermittent energization, the duty, the time length of the first period, and the value of the internal impedance of the control power supply, the voltage drop of the control power supply may increase, and the power supply circuit of the low-side circuit may be heavily stressed. There is Further, in Patent Document 1, if a protection circuit for detecting a voltage drop is provided in the low-side circuit as a countermeasure against the voltage drop in the control power supply, in that case, the protection circuit will work, There is a possibility that the power converter will stop abnormally.
  • the present disclosure has been made in order to solve such problems, and provides a power conversion device capable of charging the bootstrap capacitor while suppressing voltage drop of the control power supply during charging of the bootstrap capacitor, and the same.
  • the purpose is to obtain an air conditioner with
  • At least two switching elements are connected in series to form a series body, one end of the series body is connected to a power supply potential side, and the other end of the series body is connected to a reference potential side. and a gate drive circuit that outputs a pulse signal based on a control signal from a control unit provided outside to drive the switching element.
  • the gate drive circuit is supplied with power from a control power supply to drive the switching element connected to the reference potential side; and the switching element connected to the power supply potential side.
  • the switching element connected to the reference potential side performs switching to charge the bootstrap capacitor, and the charging period of the bootstrap capacitor includes at least a first period and a second period. wherein the switching element connected to the reference potential side is driven by a pulse signal having a first pulse width in the first period, and the switching element connected to the reference potential side is driven in the second period is driven by a pulse signal having a second pulse width larger than the first pulse width, and the first pulse width of the first period is set to the size of the voltage drop of the control power supply allowed in the first period. It is determined based on
  • the air conditioner according to the present disclosure includes the above-described power conversion device, a compressor driven by an electric motor that is a load of the power conversion device, a condenser that condenses refrigerant discharged from the compressor, and a condensed a refrigeration cycle device including an expansion valve that decompresses the refrigerant; an evaporator that evaporates the decompressed refrigerant; and a blower that blows air to at least one of the condenser and the evaporator of the refrigeration cycle device. It is prepared.
  • the power converter and the air conditioner according to the present disclosure it is possible to charge the bootstrap capacitor while suppressing the voltage drop of the control power supply when charging the bootstrap capacitor.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is an enlarged view showing a part of the configuration of a gate drive circuit 130 and the configuration of an inverter 120 in FIG. 1;
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power conversion device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 9 is a schematic diagram showing a gate waveform for charging the bootstrap capacitor 133 in the power conversion device 100 according to Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 3; 6 is an enlarged view showing a part of the configuration of a gate drive circuit 130 and the configuration of an inverter 120 of FIG. 5; FIG. FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of the configuration of an air conditioner 400 according to Embodiment 4; FIG. 3 is a diagram showing an example in which converter 110 provided in power converter 100 according to Embodiment 1 is an active converter;
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of the configuration of a power conversion device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an enlarged view showing a part of the configuration of gate drive circuit 130 and the configuration of inverter 120 in FIG.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion section 150 composed of a converter 110 and an inverter 120, and a gate drive circuit .
  • the gate drive circuit 130 is controlled by an external control section 140 .
  • An AC power supply 1 as a power supply and an electric motor 2 as a load are connected to the power converter 100 .
  • the AC power supply 1 is, for example, a three-phase commercial power supply having U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the electric motor 2 is, for example, a three-phase permanent magnet synchronous motor having U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the converter 110 does not necessarily have to be provided in the power conversion unit 150, and may be provided as necessary. A case where converter 110 is provided will be described below as an example.
  • the inverter 120 is composed of a semiconductor switch 121.
  • the semiconductor switch 121 is, for example, a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor), or a HEMT (High Electron Mobility Transistor).
  • the inverter 120 drives the electric motor 2 by controlling the path of the current flowing through the electric motor 2 by controlling the on/off of the semiconductor switch 121 .
  • at least two semiconductor switches 121 are connected in series for each phase to form a series body. One end of the series body is connected to the power supply potential side (high potential side), and the other end of the series body is connected to the reference potential side (low potential side). Furthermore, the midpoint 125 of the series body is connected to the output terminal 126 (see FIG. 2) of the power converter 100 .
  • the inverter 120 is connected to the positive side bus 151 and the negative side bus 152 that are the output ends of the converter 110 .
  • Inverter 120 converts the DC voltage rectified by rectifier circuit 111 of converter 110 into AC voltage, and outputs the AC voltage to electric motor 2 .
  • the voltage value and frequency of the AC voltage supplied to the electric motor 2 can be made variable.
  • the electric motor 2 is described here as an example of the load of the power conversion device 100, the load of the power conversion device 100 may be another device.
  • the inverter 120 is composed of a full bridge circuit with six semiconductor switches 121, for example. A specific description will be given with reference to FIG.
  • the upper arm semiconductor switches 121 connected to the positive bus 151 three semiconductor switches 121Hu, 121Hv and 121Hw are provided for the phases U, V and W of the electric motor 2, respectively.
  • the semiconductor switches 121 of the lower arm connected to the negative bus 152 three semiconductor switches 121Lu, 121Lv and 121Lw are provided for the phases U, V and W of the electric motor 2, respectively.
  • the upper arm semiconductor switches 121Hu, 121Hv, 121Hw and the lower arm semiconductor switches 121Lu, 121Lv, 121Lw are connected in series to form a series body. A full bridge circuit is formed by connecting these three series bodies in parallel.
  • the upper arm semiconductor switch 121H is referred to as a high-side semiconductor switch 121H.
  • the lower arm semiconductor switch 121L is referred to as a low-side semiconductor switch 121L.
  • the number of phases of inverter 120 is three is taken as an example here, the number of phases may be two or less, or may be four or more.
  • each semiconductor switch 121 is connected in antiparallel with a freewheeling diode 122 .
  • Each semiconductor switch 121 performs an on/off operation independently of each other according to the drive switch signal output by the gate drive circuit 130 .
  • the on/off operation converts a DC voltage into an AC voltage.
  • the converter 110 includes a rectifier circuit 111, a DC reactor 112, and a smoothing capacitor 113, as shown in FIG.
  • the rectifier circuit 111 rectifies the AC voltage of the AC power supply 1 and converts it into a DC voltage.
  • a smoothing capacitor 113 is connected in parallel to the output side of the rectifier circuit 111 via a DC reactor 112 . Smoothing capacitor 113 smoothes the DC voltage input from rectifier circuit 111 through DC reactor 112 .
  • the rectifier circuit 111 is composed of, for example, a full bridge circuit with six rectifying diodes 114 . Specifically, two rectifying diodes 114 are connected in series to form a series body. By preparing three series bodies and connecting the three series bodies in parallel, a full bridge circuit is formed. Note that a switching element such as a transistor may be used in the rectifier circuit 111 instead of the rectifier diode 114 .
  • the output terminal of the rectifier circuit 111 is connected to the positive bus line 151 and the negative bus line 152 .
  • converters include passive converters that perform AC/DC conversion with passive elements such as the rectifying diode 114 and active converters that are configured with switching elements such as IGBTs, MOSFETs, and HEMTs like the inverter 120 .
  • the converter 110 shown in FIG. 1 is a passive converter.
  • converter 110 according to the first embodiment is not limited to a passive converter, and may be an active converter.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example in which converter 110 provided in power converter 100 according to Embodiment 1 is an active converter. In the example of FIG. 8A, one switching element 115 is connected in parallel with the rectifier circuit 111 .
  • FIG. 8A one switching element 115 is connected in parallel with the rectifier circuit 111 .
  • switching elements 116 are connected in parallel to the rectifying diodes 114 of the rectifying circuit 111 .
  • a passive element such as a rectifying diode 114 and a switching element 116 may be used in combination.
  • the elements of the rectifier circuit 111 are used in a bridge-like combination, as shown in FIG. 1 and FIGS. 8(a) and (b).
  • converter 110 in Embodiment 1 is not limited to the configuration of FIG. 1, FIG. 8(a), or FIG. 8(b).
  • the number of phases of converter 110, the combination of elements used, the order of connection, and the like are not limited to the configurations shown in FIGS. 1, 8(a), and 8(b).
  • the control unit 140 is provided outside the power converter 100 . Operation commands such as a speed command and a torque command are input to the control unit 140 from the outside. The control unit 140 generates a control signal based on the operation command and outputs the control signal to the gate drive circuit 130 . Note that the control unit 140 may be provided inside the power converter 100 .
  • the gate drive circuit 130 outputs a pulse signal 10 (see FIG. 3) as a drive switch signal to the semiconductor switch 121 of the inverter 120 .
  • the semiconductor switches 121 perform ON/OFF operations independently of each other.
  • gate drive circuit 130 may drive converter 110 .
  • Gate drive circuit 130 drives converter 110 and/or inverter 120 according to a control signal from control unit 140 .
  • the converter 110, the inverter 120, and the gate drive circuit 130 may be configured within the same module, or may be divided into two or more modules. In that case, for example, the combination of converter 110 and gate drive circuit 130 is arranged in the same module, and inverter 120 is arranged in another module. Alternatively, the combination of inverter 120 and gate drive circuit 130 is placed in the same module and converter 110 is placed in another module. In this way, a plurality of combination patterns are conceivable, but Embodiment 1 is not limited to any one combination.
  • the gate drive circuit 130 is provided with a plurality of gate drive circuits 130u, 130v, and 130w corresponding to the respective phases U, V, and W of the electric motor 2 .
  • FIG. 2 shows only the U-phase gate drive circuit 130u of the gate drive circuit 130 in FIG. 1 for simplification of the drawing. Since the gate drive circuits 130u, 130v, and 130w have the same configuration, only the gate drive circuit 130u will be described here, and the description of the other gate drive circuits 130v and 130w will be omitted.
  • the gate drive circuit 130u includes a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, a bootstrap capacitor 133, a second drive circuit 134H, a first drive circuit 134L, and a control power supply 135, as shown in FIG.
  • a limiting resistor 131 , a bootstrap diode 132 , and a bootstrap capacitor 133 are connected in series between a control power supply 135 and an output terminal 126 to form a power supply section 137 .
  • the power supply unit 137 generates a power supply voltage to be supplied to the second drive circuit 134H.
  • FIG. 2 shows only one phase (U phase) for simplification of the drawing, but when there are a plurality of phases, the power supply unit 137 has one for each phase. Alternatively, one power supply section 137 may be shared by each phase. Also, elements other than these, such as a filter circuit or a protection circuit, may be provided in the gate drive circuit 130u.
  • the control power supply 135 is connected to both ends of the first drive circuit 134L.
  • the control power supply 135 supplies power to the first drive circuit 134L.
  • the limiting resistor 131 has one end connected to the control power supply 135 and the other end connected to the anode of the bootstrap diode 132 .
  • the cathode of the bootstrap diode 132 is connected to the positive electrode of the bootstrap capacitor 133 .
  • the negative electrode of the bootstrap capacitor 133 is connected to the middle point 125u, which is the connection point between the semiconductor switches 121Hu and 121Lu.
  • the bootstrap capacitor 133 is connected across the second drive circuit 134H.
  • a bootstrap capacitor 133 supplies power to the second drive circuit 134H.
  • the low-side semiconductor switch 121L of the inverter 120 is driven by the first drive circuit 134L that receives the control signal from the control section 140.
  • the low-side semiconductor switch 121L When the low-side semiconductor switch 121L is turned on, the following current path occurs and current flows through the low-side semiconductor switch 121 . That is, in the current path, the current flows through the control power supply 135, the limiting resistor 131, the bootstrap diode 132, and the bootstrap capacitor 133 to the low-side semiconductor switch 121L. This charges the bootstrap capacitor 133 .
  • the bootstrap capacitor 133 serves as a floating power supply, enabling the high-side semiconductor switch 121H to be driven.
  • the bootstrap capacitor 133 is charged by switching at least one of the low-side semiconductor switches 121L.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power converter 100 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis indicates gate waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in order from the top.
  • the control unit 140 When the bootstrap capacitor 133 is charged, the control unit 140 outputs a command to intermittently energize the low-side semiconductor switch 121L to the first drive circuit 134L of each of the gate drive circuits 130u, 130v, and 130w.
  • the semiconductor switch 121L In the gate waveform of FIG. 3, the semiconductor switch 121L is on (conducting state) when the pulse signal 10 is on, and the semiconductor switch 121L is off (disconnecting state) when the pulse signal 10 is off.
  • the charging period of the bootstrap capacitor 133 includes at least two periods.
  • a period from time t1 to time t2 is called a second period.
  • the switching pattern of the low-side semiconductor switch 121L differs in each period.
  • the low-side semiconductor switch 121L is driven by a pulse signal with a first pulse width w1. driven by signal 10;
  • the time length T1 of the first period is determined based on the resistance value R of the limiting resistor 131 and the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 . Details will be described below.
  • the low-side semiconductor switches 121Lu, 121Lv, and 121Lw are each intermittently energized (hereinafter referred to as pulse charging). Specifically, as shown in FIG. 3, in the first period, a pulse signal 10 with a pulse width w1 (first pulse width) is output at a constant pulse interval w2 in each phase.
  • a "pulse interval” is sometimes called a carrier period or a switching carrier.
  • the pulse interval w2 is the pulse interval per phase or carrier period during the bootstrap period.
  • the duty Duty of each phase in the first period is given by the following formula (1).
  • the duty Duty is the ratio of the pulse width w1 to the pulse interval w2, that is, the ratio of the energization time to the pulse interval w2.
  • the pulse width w1 is larger than the minimum pulse limit value determined by the performance of the processor that configures the control unit 140 or the constraint of the protection circuit that protects the control power supply 135, and is smaller than the pulse interval w2. That is, the pulse width w1 is determined based on the magnitude of the voltage drop of the control power supply 135 (allowable voltage fluctuation width) allowed in the first period. As a result, it is possible to prevent occurrence of a large voltage drop at which the protection circuit operates.
  • the number of phases of inverter 120 is not limited. Therefore, if the number of phases is p, the pulse signal 10 of each phase is output with a phase shift of 360° divided by the number of phases p (360°/p).
  • the time length T1 of the first period of pulse charging is defined by the time constant ⁇ obtained from the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 and the resistance value R of the limiting resistor 131 shown in FIG.
  • the time constant ⁇ is given by the following formula (2), for example, from the capacitance C, the resistance value R, and the duty Duty of the above formula (1).
  • time length T1 of the first period is set as in the following formula (3).
  • the above formula (3) uses an arbitrary coefficient A for the time constant ⁇ based on the magnitude of the voltage drop of the controlled power supply 135 that is allowed in the second period. You can multiply it.
  • the time length T1 is expressed by the following formula (4) using the above formulas (2) and (3).
  • the coefficient A is an arbitrary value of 1 or more.
  • the voltage of the bootstrap capacitor 133 reaches about 63% of the input voltage from the control power supply 135 at the end of the first period of time length T1.
  • the voltage of the bootstrap capacitor 133 reaches about 95% of the input voltage from the control power supply 135 at the end of the first period.
  • the coefficient A is increased to increase the voltage of the bootstrap capacitor 133 .
  • the difference between the voltage of the bootstrap capacitor 133 and the input voltage during the second period can be reduced, so that the voltage drop during the second period can be suppressed.
  • the coefficient A may be determined based on the magnitude of the voltage drop of the control power supply 135 (permissible voltage fluctuation range) that is permissible during the second period.
  • the coefficient A is desirably an arbitrary value of 2 or more.
  • the value of the coefficient A may be appropriately determined as an arbitrary value according to the purpose. Further, as an example of the value of the coefficient A, in the above description, integers such as 1, 2, 3, . . . Just do it.
  • the period from time t1 to time t2 is the second period.
  • Time t2 is the time when the bootstrap operation ends.
  • the operation shifts to the second period.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase are switched at the same timing, and switching is performed by the pulse signal 10 having the pulse width w3 (second pulse width) to charge the bootstrap capacitor 133. conduct.
  • the pulse width w3 is longer than the pulse interval w2 of the first period and equal to or shorter than the time length T2 of the second period. Therefore, the pulse width w3 is set within the range of the following formula (4).
  • the pulse signal 10 is continuously turned on during the second period.
  • the charging of the bootstrap capacitor 133 is completed.
  • the low-side semiconductor switches 121 connected to the reference potential side performs switching, thereby charging the bootstrap capacitor 133 .
  • the charging period of bootstrap capacitor 133 includes at least a first period and a second period.
  • the low-side semiconductor switch 121 is driven by the pulse signal 10 having the first pulse width w1.
  • the second period the low-side semiconductor switch 121 is driven by the pulse signal 10 having a second pulse width w3 that is larger than the first pulse width w1.
  • the first pulse width w1 is determined based on the allowable voltage drop in the first period in order to prevent a voltage drop at a level at which the protection circuit works.
  • the first pulse width w1 is determined so that the voltage drop in the control power supply 135 can be suppressed in the first period. Furthermore, in Embodiment 1, the time length T1 of the first period is set based on the resistance value R of the limiting resistor 131 and the capacitance C of the bootstrap capacitor 133 . Therefore, the bootstrap capacitor 133 can be charged while suppressing the voltage drop of the control power supply 135 when the bootstrap capacitor 133 is charged. As described above, according to the first embodiment, by suppressing a drop in the voltage of the control power supply 135 that supplies voltage to the bootstrap capacitor 133, the stress on the power supply unit 137 caused by a sudden voltage change can be reduced. can be suppressed. Moreover, even when a protection circuit for detecting a voltage drop in the control power supply 135 is provided, the voltage drop in the control power supply 135 is suppressed, so that the protection circuit can prevent an abnormal stop.
  • the voltage of the control power supply 135 drops due to the charging current during the initial period of charging when the voltage of the bootstrap capacitor 133 does not rise, ie, the first period. Therefore, in the first embodiment, the value of the pulse width w1, the pulse interval w2, and the time length T1 of the first period are set so that the voltage drop of the control power supply 135 is particularly suppressed in the first period. . Also, after the voltage of the bootstrap capacitor 133 rises to some extent by the pulse charging in the first period, the voltage of the control power supply 135 becomes difficult to drop. Therefore, in the first embodiment, in the second period, the low-side semiconductor switch 121 is driven with the pulse signal 10 having the second pulse width w3 larger than the first pulse width w1. Thereby, shortening of a charge period can be aimed at.
  • a first drive circuit 134L that drives the low-side semiconductor switch 121L, a second drive circuit 134H that drives the high-side semiconductor switch 121H, and a power supply section 137 are provided.
  • the power supply unit 137 includes a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, and a bootstrap capacitor 133, and generates a power supply voltage to be supplied to the second drive circuit 134H.
  • switching is performed with a phase difference obtained by dividing 360° by the number of phases p.
  • switching of each phase is performed at the same timing without providing a phase difference. Therefore, it is difficult to suppress the voltage drop of the control power supply, and the voltage drop of the control voltage is likely to occur.
  • each phase performs switching with a phase difference, so that the voltage drop of the control voltage can be efficiently suppressed.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing gate waveforms for charging the bootstrap capacitor 133 in the power converter 100 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis indicates gate waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in order from the top.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is a fixed value.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is variable. That is, in the second embodiment, the low-side semiconductor switch 121L is switched without fixing the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period. Since other configurations and operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted here.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the section of the first carrier cycle in the first period is set to w1-1.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the last (hereinafter referred to as n-th) carrier cycle section in the first period is set to w1-n.
  • the pulse width w1 is changed so as to satisfy the relationship of the following equation (6).
  • the pulse width w1-n is greater than the pulse width w1-1.
  • the pulse width w1 is increased at a preset increase rate for each section of the carrier cycle. Examples of the increasing method include the following methods (1) and (2). However, the methods are not limited to these, and other methods may be used, or (1) and (2) may be combined.
  • the pulse width w1 is increased at a constant rate of increase (linear change) for each section. That is, when the pulse width w1 of the pulse signal 10 output in the k-th carrier period section in the first period is w1-k, (w1-n)>(w1-k)>(w1-1) relationship is established.
  • k is any natural number from 1 to n. Therefore, the pulse width w1 of the pulse signal 10 output during the (k+1)-th carrier period is larger than the pulse width w1 of the pulse signal 10 output during the k-th carrier period by a constant value.
  • the pulse width w1 is all the same at w1-1.
  • k is any natural number from 1 to n.
  • the pulse width w1 is the same w1 ⁇ n from the (k+1)th carrier period section to the nth carrier period section.
  • the pulse width w1 increases linearly, but in (2), the pulse width w1 increases stepwise. The rate of increase may be constant or variable. In addition, although the example which changes in two steps was mentioned here, three or more steps may be sufficient.
  • the switching timing of each phase is the same, and switching is performed with a pulse width w3.
  • the pulse width w3 is set within the range of the following formula (7).
  • w2 is the pulse interval of the first period
  • T2 is the time length of the second period.
  • the pulse signal 10 is continuously turned on during the second period. At time t2 after the second period has passed, the charging of the bootstrap capacitor 133 is completed.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 in the first period is made variable and gradually increased linearly or stepwise.
  • the voltage of the control power supply 135 drops due to the charging current in the early stage of charging when the voltage of the bootstrap capacitor 133 does not rise. Therefore, in the second embodiment, the pulse width w1 of the pulse signal 10 is gradually increased as the voltage of the bootstrap capacitor 133 increases. The larger the pulse width w1, the faster the charging of the bootstrap capacitor 133 and the shorter the charging time.
  • the pulse width w1 of the pulse signal 10 is made too large, the voltage drop of the control power supply 135 cannot be sufficiently suppressed. Therefore, in the second embodiment, a method of gradually increasing the pulse width w1 of the pulse signal 10 as the voltage of the bootstrap capacitor 133 increases is adopted so that the voltage drop of the control power supply 135 does not occur. . Thereby, the charging time of the bootstrap capacitor 133 can be shortened while suppressing the voltage drop of the control power supply 135 .
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing an example of the configuration of the power converter 100 according to Embodiment 3.
  • FIG. 6 is an enlarged view showing a part of the configuration of gate drive circuit 130 and the configuration of inverter 120 in FIG.
  • a voltage detector 136 is added to the configuration of the power converter 100 of the first embodiment.
  • Voltage detector 136 detects the voltage of control power supply 135 .
  • controller 140 determines the on/off timing of semiconductor switch 121 based on the voltage of controlled power supply 135 detected by voltage detector 136 . Since other configurations are the same as those of the first embodiment, they will be briefly described below, and the description of the first embodiment will be referred to for details.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion section 150 having a converter 110 and an inverter 120, and a gate drive circuit 130, as in the first embodiment.
  • Gate drive circuit 130 applies a voltage to the gate of semiconductor switch 121 provided in inverter 120 to drive semiconductor switch 121 . Further, if converter 110 is an active converter using active elements, gate drive circuit 130 may drive converter 110 .
  • the converter 110, the inverter 120, and the gate drive circuit 130 may be configured in the same module, or may be divided into two or more modules. When dividing into two or more modules, the combination of the dividing methods is not limited by the third embodiment.
  • the gate drive circuit 130 drives the converter 110 and/or the inverter 120 according to the control signal from the control section 140 .
  • the power supply section 137 of the gate drive circuit 130u is composed of a limiting resistor 131, a bootstrap diode 132, and a bootstrap capacitor 133.
  • FIG. 6 shows only one phase (U phase), but if there are multiple phases, the power supply section 137 may be provided for each phase, or one power supply section may be provided. 137 may be shared by each phase. Elements other than these, such as a filter circuit and a protection circuit, may also be incorporated in the gate drive circuit and power supply section 137 .
  • the voltage detection section 136 that detects the voltage of the control power supply 135 of the gate drive circuit 130 is provided. Voltage detection section 136 transmits a voltage detection signal to control section 140 .
  • control unit 140 causes the gate drive circuit 130 to output the pulse signal 10 to turn on the low-side semiconductor switch 121L, as in the first and second embodiments.
  • Control unit 140 calculates voltage fluctuation width ⁇ Vreal, which is the actual voltage fluctuation width, based on the voltage detection signal from voltage detection unit 136 during the bootstrap operation.
  • ⁇ Vreal is the difference between the voltage of the controlled power supply 135 before the start of the bootstrap operation and the current voltage of the controlled power supply 135 .
  • control unit 140 holds a preset allowable voltage fluctuation width ⁇ V (first threshold) in memory.
  • Control unit 140 compares voltage fluctuation width ⁇ Vreal with allowable voltage fluctuation width ⁇ V.
  • the control unit 140 determines that a voltage drop has occurred in the control power supply 135, and turns off the semiconductor switch 121 that is currently on. Specifically, the control unit 140 turns off the pulse signal 10 output from the gate drive circuit 130 . When the semiconductor switch 121 is turned off, the voltage of the control power supply 135 is restored. Therefore, when ⁇ Vreal ⁇ V, the control unit 140 outputs the pulse signal 10 to turn on the semiconductor switch 121 again to resume the bootstrap operation. Control unit 140 repeats this operation to charge bootstrap capacitor 133 .
  • ⁇ Vreal is the difference between the voltage of the controlled power supply 135 before the start of the bootstrap operation and the current voltage of the controlled power supply 135, but it is not limited to this. That is, if an equivalent operation can be realized, another method such as setting ⁇ Vreal to the voltage difference before and after turning on one semiconductor switch 121, for example, the U-phase semiconductor switch 121Lu, can be used. good. In that case, the voltage detection unit 136 is arranged with respect to the low-side semiconductor switch 121L.
  • the following control may be performed. That is, if the time from when one semiconductor switch 121 is turned on to when the condition ⁇ Vreal> ⁇ V is satisfied is less than the minimum value of the pulse width w1, the semiconductor switch 121 does not have to be turned off immediately. . With the semiconductor switch 121 turned on, the semiconductor switch 121 may be turned off after waiting until the on time of the semiconductor switch 121 exceeds the minimum value of the pulse width w1.
  • the control unit 140 may determine whether charging is completed based on the power supply voltage detected by the voltage detection unit 136. In this case, the control unit 140 obtains the voltage fluctuation range ⁇ Vreal before and after turning on one semiconductor switch 121 on the low side by the same processing as described above. Control unit 140 determines that charging of bootstrap capacitor 133 is completed when voltage fluctuation width ⁇ Vreal is 0 or equal to or less than a preset second threshold even though low-side semiconductor switch 121 is on. to decide. In this case, control unit 140 waits until time t2, which is the end time of the bootstrap operation, while keeping semiconductor switch 121 turned on.
  • the operation for one phase is described, but when there are a plurality of phases, the semiconductor switch 121 performs switching with a phase difference obtained by dividing 360° by the number of phases p.
  • the voltage detection section 136 that detects the power supply voltage of the control power supply 135 of the gate drive circuit 130 is provided.
  • the controller 140 determines the on/off timing of the semiconductor switch 121 based on the voltage of the controlled power supply 135 detected by the voltage detector 136 . Therefore, in the third embodiment, the first period and the second period shown in the first and second embodiments do not have to be provided. Alternatively, in at least one of the first period and the second period, the control unit 140 may determine the on/off timing of the semiconductor switch 121 based on the voltage of the controlled power supply 135 detected by the voltage detection unit 136. . As described above, in the third embodiment, by providing the voltage detection unit 136, the pulse signal 10 is output according to the voltage drop of the control power supply 135, thereby making the duty Duty variable.
  • the control unit 140 controls the voltage before and after the low-side semiconductor switch 121 is turned on based on the voltage of the control power supply 135 detected by the voltage detection unit 136.
  • a voltage fluctuation width ⁇ Vreal is obtained.
  • the control unit 140 determines that the controlled power supply 135 has recovered to a chargeable state, and turns on the low-side semiconductor switch 121 again.
  • the bootstrap capacitor 133 is charged only while the voltage drop of the control power supply 135 is within the allowable range, stress to the power supply unit 137 due to the voltage drop of the control power supply 135 can be prevented.
  • the control unit 140 controls the voltage before and after the low-side semiconductor switch 121 is turned on based on the voltage of the control power supply 135 detected by the voltage detection unit 136.
  • a voltage fluctuation width ⁇ Vreal is obtained.
  • Control unit 140 determines that charging of bootstrap capacitor 133 is complete when voltage fluctuation width ⁇ Vreal is 0 or equal to or less than the second threshold even though low-side semiconductor switch 121 is on. In this case, control unit 140 waits until time t2 while keeping semiconductor switch 121 in the ON state. As a result, the bootstrap capacitor 133 can be reliably charged, and stress on the power supply unit 137 due to the voltage drop of the control power supply 135 can be prevented.
  • control unit 140 may implement these operations in the form of software using a microcomputer or the like, or may implement the operations in the form of hardware such as analog circuits. Moreover, you may implement
  • the control unit 140 is composed of a processing circuit.
  • the processing circuitry consists of dedicated hardware or a processor.
  • Dedicated hardware is, for example, ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • the processor executes programs stored in memory.
  • the control unit 140 has a memory.
  • Memory is non-volatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), or disk such as magnetic disk, flexible disk, or optical disk. be.
  • the AC power supply 1 was described as an example of the power supply to which the power converter 100 is connected, but the power supply is not limited to this case. That is, the power supply to which the power electronics device 100 is connected may be a DC power supply. In that case, the converter 110 may not be provided in the configuration examples shown in FIGS. 1 and 5 show the case where the alternating current of the alternating current power supply 1 is 3-phase 3-wire, but the alternating current of the alternating current power supply 1 may be single-phase or 3-phase 4-wire. Also good.
  • switching elements such as the semiconductor switch 121 and the switching elements 115 and 116, diodes such as the rectifying diode 114 and the freewheeling diode 122, and other elements are made of wide bandgap semiconductors.
  • wide bandgap semiconductors include silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), and diamond.
  • Switching elements and diodes made of such wide bandgap semiconductors have high withstand voltage and high allowable current density. Therefore, each element such as a switching element and a diode can be miniaturized. Also, by using these miniaturized elements, it is possible to miniaturize the semiconductor module incorporating these elements.
  • Embodiment 4 describes a case where power conversion device 100 according to Embodiment 1 is applied to air conditioner 400 .
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing an example configuration of the air conditioner 400 according to the fourth embodiment.
  • air conditioner 400 includes refrigeration cycle device 300 and blower 401 .
  • a refrigeration cycle device 300 includes a refrigerant compression device 200 , a condenser 301 , an expansion valve 302 and an evaporator 303 .
  • Refrigerant compression device 200 includes compressor 201 and power conversion device 100 .
  • a refrigerant pipe 304 connects between the compressor 201 and the condenser 301 .
  • the refrigerant pipes 304 are connected between the condenser 301 and the expansion valve 302, between the expansion valve 302 and the evaporator 303, and between the evaporator 303 and the compressor 201, respectively.
  • the compressor 201, the condenser 301, the expansion valve 302, and the evaporator 303 constitute a refrigerant circuit in which refrigerant circulates.
  • the compressor 201 sucks the refrigerant from the suction port.
  • the compressor 201 compresses the sucked refrigerant into a high-temperature and high-pressure gas refrigerant and discharges it from the discharge port.
  • the compressor 201 has an electric motor 2 whose speed is controlled by the power converter 100 .
  • Compressor 201 is, for example, an inverter compressor. Compressor 201 can arbitrarily change the operating frequency by inverter 120 of power converter 100 . Therefore, it is possible to change the refrigerant delivery capacity of the compressor 201 per unit time. Refrigerant discharged from the compressor 201 flows into the condenser 301 .
  • the condenser 301 exchanges heat between the refrigerant flowing inside and the air.
  • the condenser 301 condenses the high-temperature, high-pressure refrigerant flowing from the compressor 201 into a high-pressure liquid refrigerant (single-phase).
  • the condenser 301 is, for example, a fin-and-tube heat exchanger.
  • the expansion valve 302 is a decompression device that decompresses and expands the liquid refrigerant flowing out from the condenser 301 .
  • the expansion valve 302 is, for example, an electronic expansion valve. When the expansion valve 302 is an electronic expansion valve, the degree of opening is adjusted based on instructions from a control device (not shown). Expansion valve 302 is provided between condenser 301 and evaporator 303 . The expansion valve 302 reduces the pressure of the liquid refrigerant flowing out of the condenser 301 to convert it into a two-phase refrigerant of low-pressure gas refrigerant and liquid refrigerant.
  • the evaporator 303 exchanges heat between the refrigerant flowing inside and the air.
  • the evaporator 303 evaporates the liquid refrigerant portion of the gas-liquid two-phase refrigerant flowing from the expansion valve 302 into a low-pressure gas refrigerant (single-phase).
  • the evaporator 303 is, for example, a fin-and-tube heat exchanger.
  • blower 401 blows air to at least one of the condenser 301 and the evaporator 303 .
  • the steps of refrigerant evaporation, compression, condensation, and expansion are repeatedly performed.
  • the refrigerant changes from liquid to gas, and further changes from gas to liquid, whereby heat is exchanged between the refrigerant and outside air. Therefore, the air conditioner 400 can be configured by combining the refrigeration cycle device 300 and the blower 401 that circulates the outside air.
  • the air conditioner 400 has been described as an application example of the power conversion device 100, but it goes without saying that the power conversion device 100 can also be used in other devices.
  • the power conversion device 100 can be widely used for air-conditioning cold/heat equipment using an inverter, or equipment for driving a load such as a compressor or an electric motor.

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Abstract

電力変換装置は、少なくとも2つのスイッチング素子が直列に接続された電力変換部と、外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力してスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路とを備え、ゲート駆動回路は、制御電源から電力が供給されて、基準電位側に接続されたスイッチング素子を駆動する第1駆動回路と、電源電位側に接続されたスイッチング素子を駆動する第2駆動回路と、制御電源と出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、第2駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部とを有し、基準電位側に接続されたスイッチング素子がスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサが充電され、ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第1期間と第2期間とを含み、第1期間では、基準電位側に接続されたスイッチング素子が、第1パルス幅のパルス信号で駆動され、第2期間では、基準電位側に接続されたスイッチング素子が、第1パルス幅より大きい第2パルス幅のパルス信号で駆動され、第1期間の第1パルス幅は、第1期間で許容される制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される。

Description

電力変換装置及び空調機
 本開示は、電源からの電力を任意の周波数且つ任意の電圧に変換してモータなどの負荷に供給する電力変換装置及びそれを備えた空調機に関する。
 省エネルギー需要の高まりから、近年の空調機はインバータ方式を採用していることが多い。インバータは、電圧及び周波数を任意に調整して出力することが可能な装置である。空調機にインバータを搭載した場合、圧縮機を駆動するモータの出力を、被空調空間の負荷に応じてインバータで調整することで、被空調空間を冷房し過ぎる、または、被空調空間を暖房し過ぎることを防止し、消費エネルギーを節約することが可能である。
 また、モータなどの負荷に供給する電力の電圧及び周波数の調整は、インバータ基板に搭載されたスイッチングデバイスのオンオフ動作で行われる。オンオフの動作の制御方法としては、PWM(Pulse Width Modulation)方式が一般的である。
 空調機に搭載されるインバータとしては、スイッチングデバイスであるトランジスタと、トランジスタのゲート駆動回路とが一体化したパワーモジュールが用いられていることが多い。
 この場合、パワーモジュールの駆動のために、ゲート駆動回路に電力を供給するための電源が必要となる。インバータでは、高電位側の上アーム(ハイサイド)のトランジスタと、低電位側の下アーム(ローサイド)のトランジスタが直列に接続されている。以下、下アームのトランジスタを駆動する回路をローサイド回路と呼称し、上アームのトランジスタを駆動する回路をハイサイド回路と呼称する。また、上アームのトランジスタと下アームのトランジスタとの接続点を中点と呼称する。
 ローサイド回路は、基準電位がグランドであるため、通常の電源を制御電源として使用することができる。一方、ハイサイド回路は、基準電位が中点の電位であるため、グランドが基準電位である通常の電源を制御電源として使用することができない。
 そこで、ハイサイド回路への電源供給には、フローティング電源方式またはブートストラップ方式が使われる。ブートストラップ方式では、ハイサイド回路の電源入力にブートストラップコンデンサを接続する。そして、下アームのトランジスタをスイッチングすることにより、上アームのゲート駆動回路に向かう電流経路を作って、ブートストラップコンデンサを充電する。充電後、ブートストラップコンデンサに貯められた電荷を電源として、上アームのトランジスタを駆動する。このように、ブートストラップコンデンサを充電することをブートストラップ動作と呼び、充電期間をブートストラップ期間と呼ぶ。
 ブートストラップ方式は、ハイサイド回路の駆動にトランスまたは専用の電源などの高コストな部品を用いずに済む反面、次のような課題がある。すなわち、ブートストラップコンデンサを充電する際に、ローサイド回路の電源回路に瞬時的に大きな電流が流れるため、ローサイド回路の電源回路の内部インピーダンスによって、ローサイド回路の制御電源の電圧降下が起こることがある。
 例えば特許文献1では、一般的にブートストラップコンデンサの初期充電時に、ブートストラップ回路に流れる電流が大きいため、初期充電電流に耐えられるだけの大きな許容電流が要求されることが記載されている。特許文献1では、従来の課題として、当該許容電流を確保するためにブートストラップ回路が大型化してしまうこと、及び、ブートストラップ回路の制限抵抗による電力損失及び発熱が発生してしまうことが挙げられている。
 また、特許文献1では、従来の上記課題の解決方法として、ブートストラップコンデンサへの充電期間として第1期間と第2期間とを設ける方式が提案されている。第1期間では、ローサイド回路が、断続的に充電を行うことで電流を抑制し、第2期間では、連続通電を行って充電を完了させる。
特開2011-67029号公報
 特許文献1に記載の方式を採用した場合、上述したブートストラップ回路の大型化、並びに、ブートストラップ回路の制限抵抗による電力損失及び発熱の課題は解決できる。
 しかしながら、特許文献1では、制御電源の電圧降下については何ら考慮がなされていない。そのため、断続通電のパルス幅、デューティ、第1期間の時間長、及び、制御電源の内部インピーダンスの値によっては、制御電源の電圧降下が大きくなり、ローサイド回路の電源回路に大きなストレスがかかる可能性がある。また、特許文献1において、制御電源の電圧降下への対策として、もし仮に、電圧降下を検知する保護回路をローサイド回路に設けた場合を考えると、その場合には、保護回路が働いてしまい、電力変換装置が異常停止してしまう可能性がある。
 本開示は、かかる課題を解決するためになされたものであり、ブートストラップコンデンサの充電時の制御電源の電圧降下を抑えながらブートストラップコンデンサの充電を行うことが可能な電力変換装置、及び、それを備えた空調機を得ることを目的としている。
 本開示に係る電力変換装置は、少なくとも2つのスイッチング素子が直列に接続されて直列体が形成され、前記直列体の一端が電源電位側に接続され、前記直列体の他端が基準電位側に接続され、前記直列体の中点が出力端子に接続された電力変換部と、外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力して前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路とを備え、前記ゲート駆動回路は、制御電源から電力が供給されて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第1駆動回路と、前記電源電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第2駆動回路と、前記制御電源と前記出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、前記第2駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部とを有し、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がスイッチングを行うことで、前記ブートストラップコンデンサが充電され、前記ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第1期間と第2期間とを含み、前記第1期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、第1パルス幅のパルス信号で駆動され、前記第2期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、前記第1パルス幅より大きい第2パルス幅のパルス信号で駆動され、前記第1期間の前記第1パルス幅は、前記第1期間で許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定されるものである。
 本開示に係る空調機は、上記の電力変換装置と、前記電力変換装置の負荷である電動機によって駆動される圧縮機と、前記圧縮機から吐出された冷媒を凝縮する凝縮器と、凝縮された前記冷媒を減圧させる膨張弁と、減圧された前記冷媒を蒸発させる蒸発器とを含む、冷凍サイクル装置と、前記冷凍サイクル装置の前記凝縮器及び前記蒸発器の少なくとも一方に送風を行う送風機とを備えたものである。
 本開示に係る電力変換装置及び空調機によれば、ブートストラップコンデンサの充電時の制御電源の電圧降下を抑えながらブートストラップコンデンサの充電を行うことができる。
実施の形態1に係る電力変換装置100の構成の一例を示す構成図である。 図1のゲート駆動回路130の構成の一部とインバータ120の構成とを示す拡大図である。 実施の形態1に係る電力変換装置100におけるブートストラップコンデンサ133の充電のためのゲート波形を示す模式図である。 実施の形態2に係る電力変換装置100におけるブートストラップコンデンサ133の充電のためのゲート波形を示す模式図である。 実施の形態3に係る電力変換装置100の構成の一例を示す構成図である。 図5のゲート駆動回路130の構成の一部とインバータ120の構成とを示す拡大図である。 実施の形態4に係る空調機400の構成の一例を示す構成図である。 実施の形態1に係る電力変換装置100に設けられたコンバータ110がアクティブコンバータである場合の例を示した図である。
 以下、本開示に係る電力変換装置及び空調機の実施の形態について図面を参照して説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、本開示は、以下の実施の形態及びその変形例に示す構成のうち、組み合わせ可能な構成のあらゆる組み合わせを含むものである。また、各図において、同一の符号を付したものは、同一の又はこれに相当するものであり、これは明細書の全文において共通している。また、以下の実施の形態及びその変形例では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。なお、各図面では、各構成部材の相対的な寸法関係または形状等が実際のものとは異なる場合がある。
 実施の形態1.
 図1は、実施の形態1に係る電力変換装置100の構成の一例を示す構成図である。図2は、図1のゲート駆動回路130の構成の一部とインバータ120の構成とを示す拡大図である。
 図1に示すように、実施の形態1に係る電力変換装置100は、コンバータ110とインバータ120とから構成される電力変換部150と、ゲート駆動回路130とを備えている。ゲート駆動回路130は、外部に設けられた制御部140によって制御される。電力変換装置100には、電源である交流電源1と、負荷である電動機2とが接続されている。交流電源1は、例えばU相、V相、W相を有する三相の商用電源である。電動機2は、例えばU相、V相、W相を有する三相の永久磁石型同期電動機である。なお、電力変換部150において、コンバータ110は必ずしも設けなくてもよく、必要に応じて設ければよい。以下では、コンバータ110が設けられている場合を例に挙げて説明する。
 インバータ120は半導体スイッチ121で構成される。半導体スイッチ121は、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)、HEMT(High Electron Mobility Transistor)等のスイッチング素子である。インバータ120は、半導体スイッチ121のオンオフを制御することによって、電動機2に流れる電流の経路を制御し、電動機2を駆動する。インバータ120では、1相ごとに、少なくとも2つの半導体スイッチ121が直列に接続されて直列体が形成されている。また、当該直列体の一端は、電源電位側(高電位側)に接続され、当該直列体の他端は、基準電位側(低電位側)に接続されている。さらに、当該直列体の中点125は、電力変換装置100の出力端子126(図2参照)に接続されている。
 図1の例においては、インバータ120は、コンバータ110の出力端である正側母線151及び負側母線152に接続されている。インバータ120は、コンバータ110の整流回路111によって整流された直流電圧を交流電圧に変換し、電動機2に出力する。インバータ120の働きにより、電動機2に供給する交流電圧の電圧値および周波数を可変にすることができる。なお、ここでは、電力変換装置100の負荷として、電動機2を例に挙げて説明しているが、電力変換装置100の負荷は他の機器でもよい。インバータ120は、例えば、6つの半導体スイッチ121を備えたフルブリッジ回路から構成される。図2を用いて具体的に説明する。正側母線151に接続された上アームの半導体スイッチ121として、電動機2の各相U、V、Wに対して、3つの半導体スイッチ121Hu、121Hv、121Hwがそれぞれ設けられている。また、負側母線152に接続された下アームの半導体スイッチ121として、電動機2の各相U、V、Wに対して、3つの半導体スイッチ121Lu、121Lv、121Lwがそれぞれ設けられている。1相ごとに、上アームの半導体スイッチ121Hu、121Hv、121Hwと下アームの半導体スイッチ121Lu、121Lv、121Lwとはそれぞれ直列に接続されて、直列体を形成している。そして、それらの3つの直列体を並列に接続することにより、フルブリッジ回路が形成される。なお、以下では、上アームの半導体スイッチ121Hを、ハイサイドの半導体スイッチ121Hと呼称する。また、下アームの半導体スイッチ121Lを、ローサイドの半導体スイッチ121Lと呼称する。なお、ここでは、インバータ120の相数が3の場合を例に挙げているが、相数は、2以下であってよく、あるいは、4以上であってもよい。
 図1及び図2に示すように、各半導体スイッチ121には、還流用ダイオード122が逆並列で接続されている。各半導体スイッチ121は、ゲート駆動回路130が出力する駆動スイッチ信号に従って、互いに独立にオンオフ動作を行う。当該オンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換される。
 コンバータ110は、図1に示すように、整流回路111と、直流リアクトル112と、平滑コンデンサ113とを備えている。整流回路111は、交流電源1の交流電圧を整流して直流電圧に変換する。整流回路111の出力側には、直流リアクトル112を介して、平滑コンデンサ113が並列接続されている。平滑コンデンサ113は、整流回路111から直流リアクトル112を介して入力される直流電圧を平滑する。
 整流回路111は、例えば、6つの整流用ダイオード114を備えたフルブリッジ回路から構成される。具体的に説明すると、2つの整流用ダイオード114が直列に接続されて、直列体を形成している。そして、当該直列体を3つ用意して、それらの3つの直列体を並列に接続することにより、フルブリッジ回路が形成される。なお、整流回路111には、整流用ダイオード114の代わりに、トランジスタなどのスイッチング素子を用いてもよい。整流回路111の出力端は、正側母線151と負側母線152とに接続されている。
 一般に、コンバータには、整流用ダイオード114などの受動素子で交流直流変換を行うパッシブコンバータと、インバータ120と同様にIGBT、MOSFET、HEMT等のスイッチング素子で構成されるアクティブコンバータとが存在する。図1に示すコンバータ110は、パッシブコンバータである。しかしながら、実施の形態1に係るコンバータ110は、パッシブコンバータに限定されず、アクティブコンバータであってもよい。図8は、実施の形態1に係る電力変換装置100に設けられたコンバータ110がアクティブコンバータである場合の例を示した図である。図8(a)の例では、整流回路111に対して、並列に、1つのスイッチング素子115が接続されている。また、図8(b)の例では、整流回路111の各整流用ダイオード114に対して、並列に、スイッチング素子116が接続されている。アクティブコンバータでは、図8(b)に示すように、整流用ダイオード114などの受動素子とスイッチング素子116とを組み合わせて使用する場合もある。パッシブコンバータ及びアクティブコンバータのいずれのコンバータにおいても、図1、並びに、図8(a)及び(b)に示されるように、整流回路111の素子はブリッジ状に組み合わせて使用される。なお、実施の形態1におけるコンバータ110は、図1、図8(a)、または、図8(b)の構成に限定されるものではない。また、コンバータ110の相数、並びに、使用される素子の組み合わせ及び接続順序などについても、図1、図8(a)、または、図8(b)の構成に限定されるものではない。
 制御部140は、電力変換装置100の外部に設けられている。制御部140には、外部から、速度指令及びトルク指令などの運転指令が入力される。制御部140は、当該運転指令に基づいて制御信号を生成し、ゲート駆動回路130に制御信号を出力する。なお、制御部140は、電力変換装置100の内部に設けられていてもよい。
 ゲート駆動回路130は、インバータ120の半導体スイッチ121に対して、駆動スイッチ信号として、パルス信号10(図3参照)を出力する。これにより、半導体スイッチ121は互いに独立してオンオフ動作を行う。また、コンバータ110が能動素子を使ったアクティブコンバータの場合は、ゲート駆動回路130が、コンバータ110を駆動してもよい。ゲート駆動回路130は、制御部140からの制御信号に従って、コンバータ110またはインバータ120、もしくはその両方を駆動する。
 なお、コンバータ110、インバータ120、及び、ゲート駆動回路130は同一モジュール内に構成されてもよいし、2以上のモジュールに分かれて配置されていてもよい。その場合、例えば、コンバータ110とゲート駆動回路130との組み合わせが同一モジュール内に配置され、インバータ120が他のモジュール内に配置される。あるいは、インバータ120とゲート駆動回路130との組み合わせが同一モジュール内に配置され、コンバータ110が他のモジュール内に配置される。このように、複数の組み合わせのパターンが考えられるが、実施の形態1は、いずれか1つの組み合わせに限定されるものではない。
 また、図1に示すように、ゲート駆動回路130には、電動機2の各相U、V、Wに合わせて、複数のゲート駆動回路130u、130v、130wが設けられている。図2は、図の簡略化のため、図1のゲート駆動回路130のうち、U相のゲート駆動回路130uのみを示している。ゲート駆動回路130u、130v、130wは同一構成であるため、ここでは、ゲート駆動回路130uについてのみ説明し、他のゲート駆動回路130v、130wについては説明を省略する。
 ゲート駆動回路130uは、図2に示すように、制限抵抗131、ブートストラップダイオード132、ブートストラップコンデンサ133、第2駆動回路134H、第1駆動回路134L、及び、制御電源135を備えている。制限抵抗131、ブートストラップダイオード132、及び、ブートストラップコンデンサ133は、制御電源135と出力端子126との間に直列接続され、電源部137を構成している。電源部137は、第2駆動回路134Hに供給する電源電圧を生成する。なお、図2は、図の簡略化のため、1相分(U相分)のみを表しているが、複数の相がある場合は、電源部137は、各相に対してそれぞれ1つずつ設けられてもよいし、あるいは、1つの電源部137を各相で共用してもよい。また、フィルタ回路または保護回路などのこれら以外の素子がゲート駆動回路130uに設けられていてもよい。
 制御電源135は、第1駆動回路134Lの両端に接続されている。制御電源135は、第1駆動回路134Lに電力を供給する。
 制限抵抗131は、一端が制御電源135に接続され、他端がブートストラップダイオード132のアノードに接続されている。
 ブートストラップダイオード132のカソードは、ブートストラップコンデンサ133の正極電極に接続されている。
 ブートストラップコンデンサ133の負極電極は、半導体スイッチ121Huと半導体スイッチ121Luとの接続点である中点125uに接続されている。ブートストラップコンデンサ133は、第2駆動回路134Hの両端に接続されている。ブートストラップコンデンサ133は、第2駆動回路134Hに電力を供給する。
 インバータ120のローサイドの半導体スイッチ121Lは、制御部140の制御信号を受信した第1駆動回路134Lによって駆動される。ローサイドの半導体スイッチ121Lがオンすると、次のような電流経路が生じて、ローサイドの半導体スイッチ121に電流が流れる。すなわち、当該電流経路においては、電流は、制御電源135、制限抵抗131、ブートストラップダイオード132、ブートストラップコンデンサ133を通って、ローサイドの半導体スイッチ121Lに流れる。これにより、ブートストラップコンデンサ133が充電される。この状態で、ローサイドの半導体スイッチ121Lがオフすると、ブートストラップコンデンサ133がフローティング電源の代わりとなり、ハイサイドの半導体スイッチ121Hを駆動することが可能となる。このように、ローサイドの半導体スイッチ121Lの少なくとも1つがスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサ133が充電される。
 図3は、実施の形態1に係る電力変換装置100におけるブートストラップコンデンサ133の充電のためのゲート波形を示す模式図である。図3において、横軸は時間を示し、縦軸は、上から順に、U相、V相、W相のゲート波形を示す。
 制御部140は、ブートストラップコンデンサ133の充電時に、ゲート駆動回路130u、130v、130wのそれぞれの第1駆動回路134Lに対して、ローサイドの半導体スイッチ121Lを断続的に通電する指令を出力する。図3のゲート波形において、パルス信号10がオンの状態のときに半導体スイッチ121Lがオン(通電状態)で、パルス信号10がオフの状態は半導体スイッチ121Lがオフ(遮断状態)である。
 図3に示すように、ブートストラップコンデンサ133の充電期間には、少なくとも2つの期間が含まれる。実施の形態1では、ブートストラップコンデンサ133の充電期間が2つの期間を有する場合を例に挙げて説明し、それらの期間のうち、時刻0から時刻t1までの期間を第1期間と呼称し、時刻t1から時刻t2までの期間を第2期間と呼称する。ローサイドの半導体スイッチ121Lのスイッチングパターンは、各期間において異なる。第1期間では、ローサイドの半導体スイッチ121Lが、第1パルス幅w1のパルス信号で駆動され、第2期間では、ローサイドの半導体スイッチ121Lが、第1パルス幅w1より大きい第2パルス幅w3のパルス信号10で駆動される。また、第1期間の時間長T1は、制限抵抗131の抵抗値Rとブートストラップコンデンサ133の容量Cとに基づいて決定される。以下に詳細に説明する。
 <第1期間>
 第1期間においては、ローサイドの半導体スイッチ121Lu、121Lv、121Lwが、それぞれ、断続的に通電(以下、パルス充電と呼称)される。具体的には、図3に示すように、第1期間においては、各相において、パルス幅w1(第1パルス幅)のパルス信号10が、一定のパルス間隔w2で出力される。「パルス間隔」は、キャリア周期、または、スイッチングキャリアとも呼ばれることがある。このように、パルス間隔w2は、1相あたりのパルス間隔またはブートストラップ期間中のキャリア周期である。
 第1期間における各相のデューティDutyは下式(1)で与えられる。デューティDutyは、パルス間隔w2に対するパルス幅w1の比、すなわち、パルス間隔w2に対する通電時間の比になる。
 Duty=w1/w2 ・・・(1)
 パルス幅w1は、制御部140を構成するプロセッサの性能または制御電源135を保護する保護回路の制約から決まる最小パルス制限値より大きく、且つ、パルス間隔w2より小さい値となる。すなわち、パルス幅w1は、第1期間において許容される制御電源135の電圧降下の大きさ(許容電圧変動幅)に基づいて決定される。これにより、保護回路が働くレベルの大きな電圧降下が発生することを防止できる。
 また、インバータ120が3相インバータの場合、図3に示すように、各相のパルス信号10は120°ずつ位相をずらして出力される。すなわち、V相のパルス信号10は、U相のパルス信号10に対して位相差D1(=120°)だけ遅れて出力される。また、W相のパルス信号10は、V相のパルス信号10に対して位相差D1(=120°)だけ遅れて出力される。従って、W相のパルス信号10は、U相のパルス信号10に対しては、位相差D1の2倍である位相差D2(=240°)だけ遅れて出力される。このように、U相、V相、W相の順に、パルス信号が位相差D1だけそれぞれシフトされて出力される。しかしながら、インバータ120の相数は限定されるものではない。従って、相数をpとすると、各相のパルス信号10は、360°を相数pで割った分(360°÷p)だけ位相をずらして出力される。
 パルス充電を行う第1期間の時間長T1は、図2に示したブートストラップコンデンサ133の容量Cと制限抵抗131の抵抗値Rとから求められる時定数τによって規定される。
 時定数τは、例えば、容量C、抵抗値R、および、上式(1)のデューティDutyから、下式(2)で与えられる。
 τ=C×R/Duty ・・・(2)
 また、第1期間の時間長T1は、下式(3)のように設定される。
 T1>τ   ・・・(3)
 また、第1期間の時間長T1を設定する際、上式(3)は、第2期間において許容される制御電源135の電圧降下の大きさに基づいて、時定数τに任意の係数Aを乗じてもよい。この場合、上式(2)と上式(3)とを用いて、時間長T1は、下式(4)で表される。なお、係数Aは、1以上の任意の値である。
 T1>A×C×R/Duty ・・・(4)
 A=1の場合、時間長T1の第1期間終了時に、ブートストラップコンデンサ133の電圧は、制御電源135からの入力電圧の63%程度に達している。A=2の場合は、A=1の場合よりも時間長T1を長くできるので、第1期間終了時に、ブートストラップコンデンサ133の電圧は、制御電源135からの入力電圧の86%程度に達する。さらに、A=3にした場合は、第1期間終了時に、ブートストラップコンデンサ133の電圧は、制御電源135からの入力電圧の95%程度に達する。第1期間が終了した後には、第2期間に移行して、ブートストラップコンデンサ133の充電を完了させる。ブートストラップコンデンサ133の電圧と入力電圧との差が小さいほど、充電電流は小さくなる。そのため、第2期間における電圧降下を小さくしたい場合は、係数Aを大きくして、ブートストラップコンデンサ133の電圧を高くしておく。これにより、第2期間におけるブートストラップコンデンサ133の電圧と入力電圧との差を小さくできるため、第2期間において電圧降下を抑えることができる。このように、係数Aは、第2期間において許容される制御電源135の電圧降下の大きさ(許容電圧変動幅)に基づいて決定されてもよい。その場合、係数Aは、2以上の任意の値とすることが望ましい。以上のように、係数Aの値は、目的に応じて、任意の値に適宜決定すればよい。また、係数Aの値の例として、上記の説明では、1、2、3・・・のように整数の場合を説明したが、その場合に限らず、係数Aは、1以上の実数であればよい。
 <第2期間>
 図3において、時刻t1から時刻t2までの期間が第2期間である。時刻t2は、ブートストラップ動作が終了する時刻である。このように、ブートストラップ動作においては、第1期間が経過したら、第2期間に移行する。第2期間では、U相、V相、W相の各相のスイッチングのタイミングを同一とし、パルス幅w3(第2パルス幅)のパルス信号10でスイッチングを行って、ブートストラップコンデンサ133の充電を行う。パルス幅w3は、第1期間のパルス間隔w2よりも長く、第2期間の時間長T2以下である。従って、パルス幅w3は、下式(4)の範囲内とする。
 w2<w3≦T2 ・・・(5)
 上式(5)から分かるように、パルス幅w3は第2期間の時間長T2と一致させてもよい。その場合、w3=T2となる。w3=T2の場合は、第2期間の間は、パルス信号10が連続してオン状態となる。第2期間が経過した時刻t2で、ブートストラップコンデンサ133の充電が完了する。
 以上のように、実施の形態1においては、基準電位側に接続されたローサイドの半導体スイッチ121の少なくとも1つがスイッチングを行うことで、ブートストラップコンデンサ133が充電される。ブートストラップコンデンサ133の充電期間は少なくとも第1期間と第2期間とを含んでいる。第1期間では、ローサイドの半導体スイッチ121が、第1パルス幅w1のパルス信号10で駆動される。第2期間では、ローサイドの半導体スイッチ121が、第1パルス幅w1より大きい第2パルス幅w3のパルス信号10で駆動される。第1期間においては、第1パルス幅w1が、保護回路が働くレベルの電圧降下の発生を防止するために、第1期間において許容される電圧降下の大きさに基づいて決定されている。
 このように、実施の形態1では、第1期間において、制御電源135の電圧降下が抑制できるように、第1パルス幅w1を決定している。さらに、実施の形態1では、第1期間の時間長T1を、制限抵抗131の抵抗値R、および、ブートストラップコンデンサ133の容量Cに基づいて設定している。そのため、ブートストラップコンデンサ133の充電時の制御電源135の電圧降下を抑えながら、ブートストラップコンデンサ133の充電を行うことができる。このように、実施の形態1によれば、ブートストラップコンデンサ133へ電圧を供給する供給元の制御電源135の電圧の低下を抑制することで、急な電圧変化に伴う電源部137へのストレスを抑制することができる。また、制御電源135の電圧降下を検知する保護回路を設けた場合においても、制御電源135の電圧の低下を抑制しているため、保護回路により異常停止することを防止することができる。
 また、充電電流によって制御電源135の電圧が低下するのは、ブートストラップコンデンサ133の電圧が上昇していない充電初期の期間、すなわち、第1期間である。従って、実施の形態1では、第1期間において、制御電源135の電圧降下が特に抑えられるように、パルス幅w1の値、パルス間隔w2、および、第1期間の時間長T1を設定している。また、第1期間におけるパルス充電で、ブートストラップコンデンサ133の電圧が或る程度上昇した後は、制御電源135の電圧が低下しにくくなる。そのため、実施の形態1では、第2期間において、ローサイドの半導体スイッチ121を第1パルス幅w1より大きい第2パルス幅w3のパルス信号10で駆動する。これにより、充電期間の短縮を図ることができる。
 さらに、実施の形態1では、ローサイドの半導体スイッチ121Lを駆動する第1駆動回路134Lと、ハイサイドの半導体スイッチ121Hを駆動する第2駆動回路134Hと、電源部137とが設けられている。電源部137は、制限抵抗131とブートストラップダイオード132とブートストラップコンデンサ133とを含み、第2駆動回路134Hに供給する電源電圧を生成する。また、各相において、360°を相数pで除した値の位相差をもってスイッチングを行っている。特許文献1では、各相のスイッチングを位相差を設けずに同一のタイミングで行っている。そのため、制御電源の電圧降下も抑えることが難しく、制御電圧の電圧降下が起こりやすい。これに対し、実施の形態1では、第1期間では、各相において、位相差を設けてスイッチングを行っているため、制御電圧の電圧降下を効率良く抑えることができる。
 実施の形態2.
 図4は、実施の形態2に係る電力変換装置100におけるブートストラップコンデンサ133の充電のためのゲート波形を示す模式図である。図4において、横軸は時間を示し、縦軸は、上から順に、U相、V相、W相のゲート波形を示す。
 上記の実施の形態1においては、第1期間におけるパルス信号10のパルス幅w1は固定値である。これに対して、実施の形態2では、第1期間におけるパルス信号10のパルス幅w1が可変である。すなわち、実施の形態2では、第1期間において、パルス信号10のパルス幅w1を固定せずに、ローサイドの半導体スイッチ121Lのスイッチングを行う。他の構成および動作については、実施の形態1と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
 実施の形態2においては、図4に示すように、第1期間における1番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号10のパルス幅w1を、w1-1とする。また、第1期間における最後(以下、n番目とする)のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号10のパルス幅w1を、w1-nとする。このとき、下式(6)の関係となるように、パルス幅w1を変化させる。
 (w1-n)>(w1-1) ・・・(6)
 すなわち、パルス幅w1-nは、パルス幅w1-1より大きい。実施の形態2では、キャリア周期の区間ごとに、パルス幅w1を予め設定した増加率で増加させる。増加方法としては、例えば、以下の方法(1)及び(2)がある。ただし、これらに限定されるものではなく、他の方法でもよく、また、(1)と(2)とを組み合わせてもよい。
 (1) 1番目のキャリア周期の区間から、n番目のキャリア周期の区間までの間、区間ごとに、パルス幅w1を一定の増加率で増加させる(線形変化)。すなわち、第1期間におけるk番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号10のパルス幅w1を、w1-kとしたとき、(w1-n)>(w1-k)>(w1-1)の関係が成り立つ。ここで、kは、1~nまでの任意の自然数である。従って、(k+1)番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号10のパルス幅w1は、k番目のキャリア周期の区間に出力されたパルス信号10のパルス幅w1よりも、一定値だけ大きい。
 (2) 1番目のキャリア周期の区間から、k番目のキャリア周期の区間までの間、パルス幅w1は、w1-1ですべて同じである。ここで、kは、1~nまでの任意の自然数である。また、(k+1)番目のキャリア周期の区間から、n番目のキャリア周期の区間までの間、パルス幅w1は、w1-nですべて同じである。上記(1)ではパルス幅w1が線形的に増加したが、(2)では、パルス幅w1が階段式に増加する。増加率は、一定であっても、可変でもよい。なお、ここでは、2段階で変化する例を挙げたが、3段階以上であってもよい。
 実施の形態2においても、実施の形態1と同様に、第1期間の時間長T1は、上式(4)によって規定されるが、但し、実施の形態2においては、上式(4)のDutyには、第1期間のデューティの平均値を代入する。すなわち、1番目からn番目までの各キャリア周期の区間において、上式(1)を用いてDuty=w1/w2を求め、それらのDutyの平均値を求める。
 上記説明は、1相分のパルス幅について示したが、相が複数ある場合は、同一キャリア期間における各相のパルス幅は同一とする。
 時刻t1を越えてブートストラップ動作が終了する時刻t2までの第2期間では、各相のスイッチングのタイミングを同一とし、パルス幅w3でスイッチングを行う。パルス幅w3は、下式(7)の範囲内とする。ここで、w2は、第1期間のパルス間隔であり、T2は、第2期間の時間長である。
 w2<w3≦T2 ・・・(7)
 実施の形態2においても、実施の形態1と同様に、パルス幅w3は第2期間の時間長T2と一致させてもよい。その場合、w3=T2となり、この場合も上式(7)に含まれる。w3=T2の場合は、第2期間の間は、パルス信号10が連続してオン状態となる。第2期間が経過した時刻t2で、ブートストラップコンデンサ133の充電が完了する。
 以上のように、実施の形態2では、基本的に実施の形態1と同じ構成であるため、実施の形態1と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態2では、第1期間のパルス信号10のパルス幅w1を可変にして、線形的または階段式に、徐々に大きくする。上述したように、充電電流によって制御電源135の電圧が低下するのは、ブートストラップコンデンサ133の電圧が上昇していない充電初期である。従って、実施の形態2では、ブートストラップコンデンサ133の電圧の増加に伴って、パルス信号10のパルス幅w1を徐々に大きくしている。パルス幅w1が大きいほど、ブートストラップコンデンサ133の充電が加速され、充電時間が短くなる。一方で、パルス信号10のパルス幅w1を大きくし過ぎると、制御電源135の電圧降下が十分に抑制されない。そのため、実施の形態2では、制御電源135の電圧降下が発生しないように、ブートストラップコンデンサ133の電圧の増加に伴って、パルス信号10のパルス幅w1を徐々に大きくする方法を採用している。これにより、制御電源135の電圧降下を抑制しながら、ブートストラップコンデンサ133の充電時間の短縮を図ることができる。
 実施の形態3.
 図5は、実施の形態3に係る電力変換装置100の構成の一例を示す構成図である。図6は、図5のゲート駆動回路130の構成の一部とインバータ120の構成とを示す拡大図である。実施の形態3では、実施の形態1の電力変換装置100の構成に対して、電圧検出部136が追加されている。電圧検出部136は、制御電源135の電圧を検出する。ブートストラップコンデンサ133の充電期間において、制御部140は、電圧検出部136が検出した制御電源135の電圧に基づいて、半導体スイッチ121のオンオフのタイミングを決定する。他の構成については、実施の形態1と同じであるため、以下では、簡単に説明して、詳細については、実施の形態1の説明を参照することとする。
 図5に示すように、電力変換装置100は、実施の形態1と同様に、コンバータ110とインバータ120とを有する電力変換部150と、ゲート駆動回路130とを備える。ゲート駆動回路130は、インバータ120に設けられた半導体スイッチ121のゲートに電圧を印加して、半導体スイッチ121を駆動する。また、コンバータ110が能動素子を使ったアクティブコンバータの場合は、ゲート駆動回路130がコンバータ110を駆動してもよい。
 また、コンバータ110、インバータ120、及び、ゲート駆動回路130は、同一モジュール内に構成されてもよいし、2以上のモジュールに分けて配置してもよい。2以上のモジュールに分ける場合、その分け方の組み合わせは、実施の形態3によって限定されるものではない。
 ゲート駆動回路130は、制御部140からの制御信号によって、コンバータ110またはインバータ120、もしくはその両方を駆動する。
 図6に示すように、ゲート駆動回路130uの電源部137は、制限抵抗131、ブートストラップダイオード132、及び、ブートストラップコンデンサ133で構成されている。図6は、1相分(U相分)のみを表しているが、複数の相がある場合は、電源部137は、各相に対して設けられてもよいし、あるいは、1つの電源部137を各相で共用してもよい。また、フィルタ回路や保護回路など、これら以外の素子がゲート駆動回路及び電源部137に組み込まれていてもよい。
 また、実施の形態3では、上述したように、ゲート駆動回路130の制御電源135の電圧を検出する電圧検出部136が設けられている。電圧検出部136は、制御部140に対して電圧検出信号を送信する。
 制御部140は、ブートストラップ動作開始時に、実施の形態1~2と同様に、ゲート駆動回路130からパルス信号10を出力させて、ローサイドの半導体スイッチ121Lをオンにする。制御部140は、ブートストラップ動作中に、電圧検出部136からの電圧検出信号に基づいて、実電圧変動幅である電圧変動幅ΔVrealを算出する。ΔVrealは、ブートストラップ動作開始前の制御電源135の電圧と現在の制御電源135の電圧との差である。
 また、制御部140は、予め設定された許容電圧変動幅ΔV(第1閾値)をメモリに保持している。制御部140は、電圧変動幅ΔVrealと許容電圧変動幅ΔVとを比較する。
 比較の結果、ΔVreal>ΔVとなったときに、制御部140は、制御電源135の電圧降下が発生していると判断して、現在オンの状態の半導体スイッチ121をオフにする。具体的には、制御部140は、ゲート駆動回路130から出力しているパルス信号10をオフにする。半導体スイッチ121がオフになると、制御電源135の電圧が回復する。そのため、制御部140は、ΔVreal≦ΔVとなったときに、パルス信号10を出力して、半導体スイッチ121を再びオンにして、ブートストラップ動作を再開する。制御部140は、この動作を繰り返して、ブートストラップコンデンサ133を充電する。
 また、上記の説明においては、ΔVrealは、ブートストラップ動作開始前の制御電源135の電圧と現在の制御電源135の電圧との差としたが、その場合に限定されない。すなわち、同等の動作が実現可能であれば、ΔVrealを、1つの半導体スイッチ121、例えば、U相の半導体スイッチ121Luのオン前とオン後の電圧差にするなど、別の方法を使用してもよい。その場合には、電圧検出部136をローサイドの半導体スイッチ121Lに対して配置する。
 また、パルス幅w1の最小値が定められている場合には、次のような制御にしてもよい。すなわち、1つの半導体スイッチ121をオンにした時点から、ΔVreal>ΔVの条件を満たすまでの時間が、パルス幅w1の最小値未満だった場合は、半導体スイッチ121をすぐにオフにしなくてもよい。半導体スイッチ121をオンにした状態で、半導体スイッチ121のオン時間がパルス幅w1の最小値を超えるまで待機し、その後、半導体スイッチ121をオフにしてもよい。
 また、ブートストラップコンデンサ133の充電期間において、制御部140は、電圧検出部136が検出した電源電圧に基づいて、充電が完了したかを判断するようにしてもよい。その場合、制御部140は、上記と同様の処理で、ローサイドの1つの半導体スイッチ121のオン前とオン後の電圧変動幅ΔVrealを求める。制御部140は、ローサイドの半導体スイッチ121がオンの状態にもかかわらず、電圧変動幅ΔVrealが0、または、予め設定された第2閾値以下の場合は、ブートストラップコンデンサ133の充電が完了したと判断する。この場合、制御部140は、半導体スイッチ121をオンにした状態を保持したまま、ブートストラップ動作の終了時刻である時刻t2まで待機する。
 なお、実施の形態3では、1相分の動作として説明しているが、相が複数ある場合は、半導体スイッチ121は、360°を相数pで除した値の位相差をもってスイッチングを行う。
 以上のように、実施の形態3においては、ゲート駆動回路130の制御電源135の電源電圧を検出する電圧検出部136が設けられている。ブートストラップコンデンサ133の充電期間において、制御部140は、電圧検出部136が検出した制御電源135の電圧に基づいて、半導体スイッチ121のオンオフのタイミングを決定する。従って、実施の形態3では、実施の形態1及び2で示した第1期間および第2期間を設けなくてもよい。あるいは、第1期間及び第2期間の少なくとも一方において、制御部140は、電圧検出部136が検出した制御電源135の電圧に基づいて、半導体スイッチ121のオンオフのタイミングを決定するようにしてもよい。このように、実施の形態3では、電圧検出部136を設けたことで、制御電源135の電圧降下に応じて、パルス信号10を出力することで、デューティDutyを可変にしている。
 また、実施の形態3では、ブートストラップコンデンサ133の充電期間において、制御部140は、電圧検出部136が検出した制御電源135の電圧に基づいて、ローサイドの半導体スイッチ121のオン前とオン後の電圧変動幅ΔVrealを求める。そして、電圧変動幅ΔVrealが第1閾値より大きくなったときに、ローサイドの半導体スイッチ121をオフにする。これにより、制御電源135が徐々に回復する。制御部140は、電圧変動幅ΔVrealが第1閾値以下になったときに、制御電源135が充電可能な状態まで回復したと判断し、ローサイドの半導体スイッチ121を再びオンにする。これにより、制御電源135の電圧降下が許容範囲の間だけ、ブートストラップコンデンサ133の充電を行うため、制御電源135の電圧降下による電源部137へのストレスを防止することができる。
 また、実施の形態3では、ブートストラップコンデンサ133の充電期間において、制御部140は、電圧検出部136が検出した制御電源135の電圧に基づいて、ローサイドの半導体スイッチ121のオン前とオン後の電圧変動幅ΔVrealを求める。制御部140は、ローサイドの半導体スイッチ121がオンの状態であるにもかかわらず、電圧変動幅ΔVrealが0または第2閾値以下の場合は、ブートストラップコンデンサ133の充電が完了したと判断する。この場合、制御部140は、半導体スイッチ121のオン状態を維持したまま、時刻t2まで待機する。これにより、ブートストラップコンデンサ133の充電が確実に行え、且つ、制御電源135の電圧降下による電源部137へのストレスを防止することができる。
 なお、ここで、上記の実施の形態1~3に係る電力変換装置100における制御部140のハードウェア構成について説明する。制御部140は、マイクロコンピュータ等でソフトウェア的にこれらの動作を実現してもよいし、アナログ回路等でハードウェア的に実現してもよい。また、それらを組み合わせて実現してもよい。
 以下、制御部140のハードウェア構成について、さらに詳細に説明する。制御部140は処理回路から構成される。処理回路は、専用のハードウェア、または、プロセッサから構成される。専用のハードウェアは、例えば、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)またはFPGA(Field Programmable Gate Array)などである。プロセッサは、メモリに記憶されるプログラムを実行する。制御部140は、メモリを有している。メモリは、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable ROM)などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、もしくは、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスクなどのディスクである。
 また、上記の実施の形態1~3において、電力変換装置100が接続される電源として、交流電源1を例に挙げて説明したが、その場合に限定されない。すなわち、電力変換装置100が接続される電源は、直流電源であってもよい。その場合、図1及び図5に示した構成例において、コンバータ110が設けられていなくてもよい。また、図1及び図5は、交流電源1の交流が3相3線の場合を示しているが、交流電源1の交流は単相であってもよく、もしくは、3相4線であっても良い。
 また、上記の実施の形態1~3に係る電力変換装置100において、コンバータ110及びインバータ120で用いられる素子が、珪素(Si)に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよい。具体的には、半導体スイッチ121及びスイッチング素子115、116などの各スイッチング素子、整流用ダイオード114及び還流用ダイオード122などの各ダイオード、及び、他の各素子が、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化ケイ素(SiC)、窒化ガリウム(GaN)、酸化ガリウム(Ga)、または、ダイヤモンドなどがある。
 このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード等は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、スイッチング素子及びダイオード等の各素子の小型化が可能である。また、これらの小型化された素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化も可能になる。
 また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能になり、また、水冷部の空冷化が可能になるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
 更に、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子及びダイオード等の高効率化が可能であり、延いては、半導体モジュールの高効率化が可能になる。
 なお、スイッチング素子及びダイオード等のすべてがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましい。しかしながら、その場合に限らず、いずれか一つがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。その場合においても、上記の効果を得ることができる。
 実施の形態4.
 実施の形態4は、実施の形態1に係る電力変換装置100を空調機400に適用した場合について説明する。
 図7は、実施の形態4に係る空調機400の構成の一例を示す構成図である。図7に示すように、空調機400は、冷凍サイクル装置300と送風機401とを備えている。冷凍サイクル装置300は、冷媒圧縮装置200、凝縮器301、膨張弁302及び蒸発器303を備える。冷媒圧縮装置200は、圧縮機201と、電力変換装置100とを備える。
 図7に示すように、圧縮機201と凝縮器301との間は、冷媒配管304で接続される。同様に、凝縮器301と膨張弁302との間、膨張弁302と蒸発器303との間、蒸発器303と圧縮機201との間も、それぞれ、冷媒配管304で接続される。これにより、圧縮機201、凝縮器301、膨張弁302及び蒸発器303は、冷媒が循環する冷媒回路を構成している。
 圧縮機201は、吸入口から冷媒を吸入する。圧縮機201は、吸入した冷媒を圧縮することで、高温高圧のガス冷媒にして、吐出口から吐出する。圧縮機201は、電力変換装置100によって可変速制御される電動機2を有している。圧縮機201は、例えばインバータ圧縮機である。圧縮機201は、電力変換装置100のインバータ120により、運転周波数を任意に変化させることができる。従って、圧縮機201の単位時間あたりの冷媒を送り出す容量を変化させることは可能である。圧縮機201から吐出された冷媒は、凝縮器301に流入される。
 凝縮器301は、内部を流れる冷媒と空気との間で熱交換を行う。凝縮器301は、圧縮機201から流入された高温高圧の冷媒を凝縮して、高圧の液冷媒(単相)にする。凝縮器301は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器である。
 膨張弁302は、凝縮器301から流出された液冷媒を減圧して膨張させる減圧装置である。膨張弁302は、例えば、電子膨張弁で構成されている。膨張弁302が電子膨張弁で構成されている場合には、図示しない制御装置などの指示に基づいて開度調整が行われる。膨張弁302は、凝縮器301と蒸発器303との間に設けられている。膨張弁302は、凝縮器301から流出された液冷媒を減圧して、低圧のガス冷媒と液冷媒との二相状態の冷媒にする。
 蒸発器303は、内部を流れる冷媒と空気との間で熱交換を行う。蒸発器303は、膨張弁302から流入された気液二相状態の冷媒のうち、液冷媒の部分を蒸発させて、低圧のガス冷媒(単相)にする。蒸発器303は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器である。
 また、送風機401は、凝縮器301及び蒸発器303の少なくとも一方に、空気を送風する。
 冷凍サイクル装置300では、冷媒の蒸発、圧縮、凝縮、膨張という工程が繰り返し行われる。冷媒は、液体から気体へ変化し、さらに気体から液体へ変化することにより、冷媒と機外空気との間で熱交換が行われる。したがって、冷凍サイクル装置300と、機外空気を循環させる送風機401とを組み合わせることで、空調機400を構成することができる。
 なお、上記の説明においては、実施の形態1に係る電力変換装置100を空調機400に適用させた例について説明したが、その場合に限らず、実施の形態2または3に係る電力変換装置100を空調機400に適用させてもよい。
 上記の実施の形態1~4では、電力変換装置100の応用例として空調機400について説明したが、電力変換装置100は、その他の機器にも利用できることは、言うまでもない。例えば、電力変換装置100は、インバータを使用する空調冷熱機器、あるいは、圧縮機または電動機等の負荷を駆動する機器に広く利用できる。
 1 交流電源、2 電動機、10 パルス信号、100 電力変換装置、110 コンバータ、111 整流回路、112 直流リアクトル、113 平滑コンデンサ、114 整流用ダイオード、115 スイッチング素子、116 スイッチング素子、120 インバータ、121 半導体スイッチ、121H 半導体スイッチ、121Hu 半導体スイッチ、121Hv 半導体スイッチ、121Hw 半導体スイッチ、121L 半導体スイッチ、121Lu 半導体スイッチ、121Lv 半導体スイッチ、121Lw 半導体スイッチ、122 還流用ダイオード、125 中点、125u 中点、126  出力端子、130 ゲート駆動回路、130u ゲート駆動回路、130v ゲート駆動回路、130w ゲート駆動回路、131 制限抵抗、132 ブートストラップダイオード、133 ブートストラップコンデンサ、134H 第2駆動回路、134L 第1駆動回路、135 制御電源、136 電圧検出部、137 電源部、140 制御部、150 電力変換部、151 正側母線、152 負側母線、200 冷媒圧縮装置、201 圧縮機、300 冷凍サイクル装置、301 凝縮器、302 膨張弁、303 蒸発器、304 冷媒配管、400 空調機、401 送風機、A 係数、C 容量、D1 位相差、D2 位相差、Duty デューティ、R 抵抗値、T1 時間長、T2 時間長、p 相数、t1 時刻、t2 時刻、w1 パルス幅(第1パルス幅)、w2 パルス間隔、w3 パルス幅(第2パルス幅)、ΔV 許容電圧変動幅、ΔVreal 電圧変動幅、τ 時定数。

Claims (12)

  1.  少なくとも2つのスイッチング素子が直列に接続されて直列体が形成され、前記直列体の一端が電源電位側に接続され、前記直列体の他端が基準電位側に接続され、前記直列体の中点が出力端子に接続された電力変換部と、
     外部に設けられた制御部からの制御信号に基づくパルス信号を出力して前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と
     を備え、
     前記ゲート駆動回路は、
     制御電源から電力が供給されて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第1駆動回路と、
     前記電源電位側に接続された前記スイッチング素子を駆動する第2駆動回路と、
     前記制御電源と前記出力端子との間に直列接続された制限抵抗とブートストラップダイオードとブートストラップコンデンサとを含み、前記第2駆動回路に供給する電源電圧を生成する電源部と
     を有し、
     前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がスイッチングを行うことで、前記ブートストラップコンデンサが充電され、
     前記ブートストラップコンデンサの充電期間は少なくとも第1期間と第2期間とを含み、
     前記第1期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、第1パルス幅のパルス信号で駆動され、
     前記第2期間では、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子が、前記第1パルス幅より大きい第2パルス幅のパルス信号で駆動され、
     前記第1期間の前記第1パルス幅は、前記第1期間で許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される、
     電力変換装置。
  2.  前記電力変換部が、複数の相を有して、各相ごとに前記直列体を有し、
     前記電力変換部の相数をpとしたとき、
     前記第1期間では、前記基準電位側に接続された各相の前記スイッチング素子は、360°を相数pで除した値の位相差をもってスイッチングを行う、
     請求項1に記載の電力変換装置。
  3.  前記基準電位側の前記スイッチング素子のオン時間をキャリア周期で除した値をDutyとしたとき、
     前記第1期間の時間長T1は、前記第1期間における前記Duty、前記ブートストラップコンデンサの容量C、及び、前記制限抵抗の抵抗値Rに対して、下式の関係を満たし、
     T1>A×C×R/Duty
     ここで、係数Aは、1以上の値である、
     請求項1または2に記載の電力変換装置。
  4.  前記係数Aは、2以上の値であり、前記第2期間において許容される前記制御電源の電圧降下の大きさに基づいて決定される、
     請求項3に記載の電力変換装置。
  5.  前記第2期間の前記第2パルス幅は、前記第1期間の前記パルス信号のキャリア周期より大きい、
     請求項1~4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  6.  前記第1期間の前記パルス信号の前記第1パルス幅は可変であり、
     前記第1期間が、キャリア周期に基づいてn個の区間に分割されているとき、
     前記第1期間のn番目の区間の前記パルス信号の前記第1パルス幅は、前記第1期間の1番目の区間の前記パルス信号の前記第1パルス幅より大きい、
     請求項1~5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  7.  前記基準電位側の前記スイッチング素子のオン時間をキャリア周期で除した値をDutyとしたとき、
     前記第1期間における前記Dutyは、前記1番目から前記n番目までの各区間の前記パルス信号の前記第1パルス幅の平均値を用いて求められる、
     請求項6に記載の電力変換装置。
  8.  前記ゲート駆動回路の前記制御電源の電源電圧を検出する電圧検出部を備え、
     前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、前記制御部は、前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを決定する、
     請求項1~7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  9.  前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、前記制御部は、
     前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオン前とオン後の電圧変動幅を求め、
     前記電圧変動幅が第1閾値より大きくなったときに、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子をオフし、
     前記電圧変動幅が前記第1閾値以下になったときに、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子をオンする、
     請求項8に記載の電力変換装置。
  10.  前記ブートストラップコンデンサの充電期間において、制御部は、
     前記電圧検出部が検出した前記電源電圧に基づいて、前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子のオン前とオン後の電圧変動幅を求め、
     前記基準電位側に接続された前記スイッチング素子がオンの状態のときに、前記電圧変動幅が0または第2閾値以下の場合は、当該スイッチング素子のオン状態を維持する、
     請求項8または9に記載の電力変換装置。
  11.  前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、
     前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム、酸化ガリウム、または、ダイヤモンドである、
     請求項1~10のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  12.  請求項1~11のいずれか1項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置の負荷である電動機によって駆動される圧縮機と、前記圧縮機から吐出された冷媒を凝縮する凝縮器と、凝縮された前記冷媒を減圧させる膨張弁と、減圧された前記冷媒を蒸発させる蒸発器とを含む、冷凍サイクル装置と、
     前記冷凍サイクル装置の前記凝縮器及び前記蒸発器の少なくとも一方に送風を行う送風機と
     を備えた、空調機。
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