CN116848773A - 电力转换装置以及空调机 - Google Patents

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Abstract

电力转换装置具备：电力转换部，将至少两个开关元件串联连接；和栅极驱动电路，基于来自设置于外部的控制部的控制信号输出脉冲信号来驱动开关元件，栅极驱动电路具有：第一驱动电路，从控制电源被供给电力，而驱动与基准电位侧连接的开关元件；第二驱动电路，驱动与电源电位侧连接的开关元件；以及电源部，包括串联连接在控制电源与输出端子之间的限制电阻、自举二极管以及自举电容器，生成向第二驱动电路供给的电源电压，通过使与基准电位侧连接的开关元件进行开关，而对自举电容器进行充电，自举电容器的充电期间至少包含第一期间和第二期间，在第一期间中，与基准电位侧连接的开关元件被具有第一脉冲宽度的脉冲信号驱动，在第二期间中，与基准电位侧连接的开关元件被具有比第一脉冲宽度大的第二脉冲宽度的脉冲信号驱动，第一期间的第一脉冲宽度基于在第一期间中所允许的控制电源的电压降的大小来决定。

Description

电力转换装置以及空调机
技术领域
本公开涉及将来自电源的电力转换为任意的频率且任意的电压并且向马达等负载供给的电力转换装置以及具备该电力转换装置的空调机。
背景技术
由于节能需求的提高，近年大多数空调机采用逆变器方式。逆变器是一种可以任意地调整电压以及频率并进行输出的装置。在空调机搭载了逆变器的情况下，通过利用逆变器根据被空气调节空间的负载来调整驱动压缩机的马达的输出，能够防止对被空气调节空间进行过度制冷或对被空气调节空间进行过度制热，而节约耗能。
另外，向马达等负载供给的电力的电压以及频率的调整，通过搭载于逆变器基板的开关器件的接通断开动作来进行。作为接通断开动作的控制方法，一般为PWM(PulseWidth Modulation)方式。
作为搭载于空调机的逆变器，大多使用作为开关器件的晶体管和晶体管的栅极驱动电路被一体化的功率模块。
在该情况下，为了驱动功率模块，而需要用于向栅极驱动电路供给电力的电源。在逆变器中，高电位侧的上臂(高侧)的晶体管与低电位侧的下臂(低侧)的晶体管串联连接。以下，将驱动下臂的晶体管的电路称为低侧电路，将驱动上臂的晶体管的电路称为高侧电路。另外，将上臂的晶体管与下臂的晶体管的连接点称为中点。
低侧电路由于基准电位为接地，所以能够将通常的电源用作控制电源。另一方面，高侧电路由于基准电位为中点的电位，所以不能将接地为基准电位的通常的电源用作控制电源。
因此，为了向高侧电路供给电源而使用浮动电源方式或自举方式。在自举方式中，将自举电容器与高侧电路的电源输入连接。然后，通过开关下臂的晶体管，来制作朝向上臂的栅极驱动电路的电流路径，从而对自举电容器进行充电。在充电后，将储存于自举电容器的电荷作为电源，驱动上臂的晶体管。这样，将对自举电容器进行充电称为自举动作，将充电期间称为自举期间。
自举方式无需在高侧电路的驱动中使用变压器或专用的电源等高成本部件，但相反存在如下课题。即，在对自举电容器进行充电时，由于在低侧电路的电源电路中瞬时流动大的电流，所以有时因低侧电路的电源电路的内部阻抗而引起低侧电路的控制电源的电压降。
例如，在专利文献1中记载了一般在自举电容器的初期充电时由于在自举电路中流动的电流大因此要求可承受初期充电电流的程度的大的允许电流的内容。在专利文献1中，作为以往的课题，列举了为了确保该允许电流而导致自举电路大型化、以及产生由自举电路的限制电阻引起的电力损耗以及发热的内容。
另外，在专利文献1中，作为以往的上述课题的解决方法，提出了设置第一期间和第二期间来作为向自举电容器的充电期间的方案。在第一期间中，低侧电路通过断续地进行充电来抑制电流，在第二期间中进行连续通电来完成充电。
专利文献1：日本特开2011-67029号公报
在采用专利文献1所记载的方式的情况下，能够解决上述的自举电路的大型化、以及由自举电路的限制电阻引起的电力损耗以及发热的课题。
然而，在专利文献1中，对控制电源的电压降没有进行任何考虑。因此，根据断续通电的脉冲宽度、占空比、第一期间的时间长度、以及控制电源的内部阻抗的值，控制电源的电压降变大，有可能对低侧电路的电源电路施加大的压力。另外，在专利文献1中，作为对控制电源的电压降的对策，如果假设考虑将检测电压降的保护电路设置于低侧电路的情况，则在该情况下，因保护电路进行动作而有可能导致电力转换装置发生异常停止。
发明内容
本公开是为了解决上述课题所做出的，其目的在于，得到一种能够一边抑制自举电容器的充电时的控制电源的电压降一边进行自举电容器的充电的电力转换装置以及具备该电力转换装置的空调机。
本公开所涉及的电力转换装置具备：电力转换部，将至少两个开关元件串联连接而形成串联体，上述串联体的一端与电源电位侧连接，上述串联体的另一端与基准电位侧连接，上述串联体的中点与输出端子连接；和栅极驱动电路，基于来自设置于外部的控制部的控制信号输出脉冲信号来驱动上述开关元件，上述栅极驱动电路具有：第一驱动电路，从控制电源被供给电力，而驱动与上述基准电位侧连接的上述开关元件；第二驱动电路，驱动与上述电源电位侧连接的上述开关元件；以及电源部，包括串联连接在上述控制电源与上述输出端子之间的限制电阻、自举二极管以及自举电容器，生成向上述第二驱动电路供给的电源电压，通过使与上述基准电位侧连接的上述开关元件进行开关，而对上述自举电容器进行充电，上述自举电容器的充电期间至少包含第一期间和第二期间，在上述第一期间中，与上述基准电位侧连接的上述开关元件被具有第一脉冲宽度的脉冲信号驱动，在上述第二期间中，与上述基准电位侧连接的上述开关元件被具有比上述第一脉冲宽度大的第二脉冲宽度的脉冲信号驱动，上述第一期间的上述第一脉冲宽度基于在上述第一期间中所允许的上述控制电源的电压降的大小来决定。
本公开所涉及的空调机具备：制冷循环装置，包括上述的电力转换装置、被作为上述电力转换装置的负载的电动机驱动的压缩机、使从上述压缩机排出的制冷剂冷凝的冷凝器、使冷凝后的上述制冷剂减压的膨胀阀、以及使减压后的上述制冷剂蒸发的蒸发器；和送风机，向上述制冷循环装置的上述冷凝器以及上述蒸发器中的至少一方进行送风。
根据本公开所涉及的电力转换装置以及空调机，能够一边抑制自举电容器的充电时的控制电源的电压降一边进行自举电容器的充电。
附图说明
图1是表示实施方式1所涉及的电力转换装置100的结构的一个例子的结构图。
图2是表示图1的栅极驱动电路130的结构的一部分和逆变器120的结构的放大图。
图3是表示实施方式1所涉及的电力转换装置100中的自举电容器133的充电用的栅极波形的示意图。
图4是表示实施方式2所涉及的电力转换装置100中的自举电容器133的充电用的栅极波形的示意图。
图5是表示实施方式3所涉及的电力转换装置100的结构的一个例子的结构图。
图6是表示图5的栅极驱动电路130的结构的一部分和逆变器120的结构的放大图。
图7是表示实施方式4所涉及的空调机400的结构的一个例子的结构图。
图8的(a)、(b)是表示设置于实施方式1所涉及的电力转换装置100的变换器110为有源变换器的情况的例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开所涉及的电力转换装置以及空调机的实施方式进行说明。本公开并不限定于以下实施方式，能够在不脱离本公开的主旨的范围内进行各种变形。另外，本公开包含以下实施方式及其变形例所示的结构中能够组合的结构的所有的组合。另外，在各附图中，标注相同附图标记的部分相当于相同或与其相当的部分，这些在说明书全文中是通用的。另外，在以下实施方式及其变形例中，将电连接简称为“连接”而进行说明。此外，在各附图中，有时各构成部件的相对尺寸关系或形状等与实际不同。
实施方式1
图1是表示实施方式1所涉及的电力转换装置100的结构的一个例子的结构图。图2是表示图1的栅极驱动电路130的结构的一部分和逆变器120的结构的放大图。
如图1所示，实施方式1所涉及的电力转换装置100具备：由变换器(converter)110和逆变器(inverter)120构成的电力转换部150、和栅极驱动电路130。栅极驱动电路130由设置于外部的控制部140控制。在电力转换装置100连接有作为电源的交流电源1和作为负载的电动机2。交流电源1例如是具有U相、V相、W相的三相商用电源。电动机2例如是具有U相、V相、W相的三相永磁同步电动机。此外，在电力转换部150中，对于变换器110只要根据需要设置即可，并非一定要设置。以下，列举设置有变换器110的情况为例进行说明。
逆变器120由半导体开关121构成。半导体开关121例如为IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、HEMT(High Electron MobilityTransistor：高电子迁移率晶体管)等开关元件。逆变器120通过控制半导体开关121的接通断开，来控制在电动机2中流动的电流的路径，并驱动电动机2。在逆变器120中，每一相均至少由两个半导体开关121串联连接而形成串联体。另外，该串联体的一端与电源电位侧(高电位侧)连接，该串联体的另一端与基准电位侧(低电位侧)连接。并且，该串联体的中点125与电力转换装置100的输出端子126(参照图2)连接。
在图1的例子中，逆变器120与作为变换器110的输出端的正侧母线151以及负侧母线152连接。逆变器120将由变换器110的整流电路111整流后的直流电压转换为交流电压，并输出到电动机2。通过逆变器120的动作，能够改变向电动机2供给的交流电压的电压值以及频率。此外，虽然这里作为电力转换装置100的负载，列举电动机2为例进行了说明，但电力转换装置100的负载也可以为其他设备。逆变器120例如由具备六个半导体开关121的全桥电路构成。使用图2具体地进行说明。作为与正侧母线151连接的上臂的半导体开关121，针对电动机2的各相U、V、W，分别设置有三个半导体开关121Hu、121Hv、121Hw。另外，作为与负侧母线152连接的下臂的半导体开关121，针对电动机2的各相U、V、W，分别设置有三个半导体开关121Lu、121Lv、121Lw。每一相均由上臂的半导体开关121Hu、121Hv、121Hw与下臂的半导体开关121Lu、121Lv、121Lw分别串联连接而形成串联体。然后，通过将这三个串联体并联连接而形成全桥电路。此外，以下，将上臂的半导体开关121H称为高侧的半导体开关121H。另外，将下臂的半导体开关121L称为低侧的半导体开关121L。此外，虽然这里作为例子列举了逆变器120的相数为3的情况，但相数可以为2以下、或者也可以为4以上。
如图1以及图2所示，续流用二极管122以反向并联方式与各半导体开关121连接。各半导体开关121按照栅极驱动电路130所输出的驱动开关信号，相互独立地进行接通断开动作。通过该接通断开动作，直流电压被转换为交流电压。
如图1所示，变换器110具备整流电路111、直流电抗器112以及平滑电容器113。整流电路111将交流电源1的交流电压整流而转换为直流电压。平滑电容器113经由直流电抗器112而与整流电路111的输出侧并联连接。平滑电容器113使从整流电路111经由直流电抗器112输入的直流电压平滑。
整流电路111例如由具备六个整流用二极管114的全桥电路构成。若具体地进行说明，则两个整流用二极管114串联连接而形成串联体。而且，准备三个该串联体，通过将这三个串联体并联连接而形成全桥电路。此外，整流电路111也可以使用晶体管等开关元件，来代替整流用二极管114。整流电路111的输出端连接到正侧母线151和负侧母线152。
一般来说，在变换器中，存在通过整流用二极管114等无源元件进行交流直流转换的无源变换器、和与逆变器120同样地由IGBT、MOSFET、HEMT等开关元件构成的有源变换器。图1所示的变换器110为无源变换器。然而，实施方式1所涉及的变换器110并不限定于无源变换器，也可以为有源变换器。图8的(a)、(b)是表示设置于实施方式1所涉及的电力转换装置100的变换器110为有源变换器的情况的例子的图。在图8的(a)的例子中，一个开关元件115并联连接到整流电路111。另外，在图8的(b)的例子中，开关元件116并联连接到整流电路111的各整流用二极管114。在有源变换器中，如图8的(b)所示，也有时组合使用整流用二极管114等无源元件和开关元件116。在无源变换器以及有源变换器中的任一种变换器中，如图1和图8的(a)以及(b)所示，整流电路111的元件以桥状组合使用。此外，实施方式1中的变换器110不限定于图1、图8的(a)、或图8的(b)的结构。另外，对于变换器110的相数、和所使用的元件的组合以及连接顺序等，也不限定于图1、图8的(a)、或图8的(b)的结构。
控制部140设置于电力转换装置100的外部。速度指令以及转矩指令等运转指令从外部输入到控制部140。控制部140基于该运转指令生成控制信号，并向栅极驱动电路130输出控制信号。此外，控制部140也可以设置于电力转换装置100的内部。
栅极驱动电路130将脉冲信号10(参照图3)作为驱动开关信号，对逆变器120的半导体开关121输出。由此，半导体开关121相互独立地进行接通断开动作。另外，在变换器110为使用了有源元件的有源变换器的情况下，栅极驱动电路130也可以驱动变换器110。栅极驱动电路130按照来自控制部140的控制信号，驱动变换器110或逆变器120、或者这两者。
此外，变换器110、逆变器120以及栅极驱动电路130可以构成在同一模块内，也可以分开配置在两个以上的模块。在该情况下，例如，变换器110与栅极驱动电路130的组合配置于同一模块内，逆变器120配置于其他模块内。或者，逆变器120与栅极驱动电路130的组合配置于同一模块内，变换器110配置于其他模块内。这样，虽然考虑了多个组合的模式，但实施方式1不限定于任一个组合。
另外，如图1所示，在栅极驱动电路130与电动机2的各相U、V、W相应地设置有多个栅极驱动电路130u、130v、130w。图2为了图的简化而仅示出了图1的栅极驱动电路130中的U相的栅极驱动电路130u。由于栅极驱动电路130u、130v、130w为相同的结构，所以这里仅对栅极驱动电路130u进行说明，对其他栅极驱动电路130v、130w省略说明。
如图2所示，栅极驱动电路130u具备限制电阻131、自举二极管132、自举电容器133、第二驱动电路134H、第一驱动电路134L以及控制电源135。限制电阻131、自举二极管132以及自举电容器133串联连接到控制电源135与输出端子126之间而构成电源部137。电源部137生成向第二驱动电路134H供给的电源电压。此外，图2为了图的简化而仅示出了一个相(U相)，但在存在多个相的情况下，电源部137可以针对各相分别设置一个、或者也可以在各相共用一个电源部137。另外，滤波电路或保护电路等上述以外的元件也可以设置于栅极驱动电路130u。
控制电源135与第一驱动电路134L的两端连接。控制电源135向第一驱动电路134L供给电力。
限制电阻131的一端与控制电源135连接，另一端与自举二极管132的阳极连接。
自举二极管132的阴极与自举电容器133的正极电极连接。
自举电容器133的负极电极与中点125u连接，该中点125u是半导体开关121Hu与半导体开关121Lu的连接点。自举电容器133与第二驱动电路134H的两端连接。自举电容器133向第二驱动电路134H供给电力。
逆变器120的低侧的半导体开关121L由接收到控制部140的控制信号的第一驱动电路134L驱动。当低侧的半导体开关121L接通时，产生如下电流路径，而向低侧的半导体开关121流动电流。即，在该电流路径中，电流通过控制电源135、限制电阻131、自举二极管132、自举电容器133，向低侧的半导体开关121L流动。由此，对自举电容器133进行充电。在该状态下，当低侧的半导体开关121L断开时，自举电容器133可以代替浮动电源，来驱动高侧的半导体开关121H。这样，通过低侧的半导体开关121L的至少一个进行开关，从而对自举电容器133进行充电。
图3是表示实施方式1所涉及的电力转换装置100中的自举电容器133的充电用的栅极波形的示意图。在图3中，横轴表示时间，纵轴从上到下依次表示U相、V相、W相的栅极波形。
控制部140在自举电容器133的充电时，对栅极驱动电路130u、130v、130w各自的第一驱动电路134L输出使低侧的半导体开关121L断续地通电的指令。在图3的栅极波形中，在脉冲信号10为接通的状态时半导体开关121L接通(通电状态)，在脉冲信号10为断开的状态下半导体开关121L断开(截断状态)。
如图3所示，自举电容器133的充电期间至少包含两个期间。在实施方式1中，列举自举电容器133的充电期间具有两个期间的情况为例进行说明，在这两个期间中，将从时刻0到时刻t1的期间称为第一期间，将从时刻t1到时刻t2的期间称为第二期间。低侧的半导体开关121L的开关模式在各期间中不同。在第一期间中，低侧的半导体开关121L由具有第一脉冲宽度w1的脉冲信号驱动，在第二期间中，低侧的半导体开关121L由具有比第一脉冲宽度w1大的第二脉冲宽度w3的脉冲信号10驱动。另外，第一期间的时间长度T1基于限制电阻131的电阻值R和自举电容器133的电容C来决定。以下详细地进行说明。
＜第一期间＞
在第一期间中，低侧的半导体开关121Lu、121Lv、121Lw分别断续地被通电(以下，称为脉冲充电)。具体而言，如图3所示，在第一期间中，在各相中，以恒定的脉冲间隔w2输出具有脉冲宽度w1(第一脉冲宽度)的脉冲信号10。“脉冲间隔”有时也称为载波周期(carrierperiod)或开关载波(switching carrier)。这样，脉冲间隔w2是每一相的脉冲间隔或自举期间中的载波周期。
第一期间中的各相的占空比Duty由下式(1)给出。占空比Duty为脉冲宽度w1相对于脉冲间隔w2之比，即，通电时间相对于脉冲间隔w2之比。
Duty＝w1/w2···(1)
脉冲宽度w1是比由构成控制部140的处理器的性能或保护控制电源135的保护电路的制约决定的最小脉冲限制值大且比脉冲间隔w2小的值。即，脉冲宽度w1基于在第一期间中所允许的控制电源135的电压降的大小(允许电压变动幅度)来决定。由此，能够防止产生保护电路进行动作的程度的大的电压降。
另外，在逆变器120为三相逆变器的情况下，如图3所示，各相的脉冲信号10将相位分别错开120°而输出。即，V相的脉冲信号10相对于U相的脉冲信号10延迟相位差D1(＝120°)而输出。另外，W相的脉冲信号10相对于V相的脉冲信号10延迟相位差D1(＝120°)而输出。因此，W相的脉冲信号10相对于U相的脉冲信号10延迟相位差D1的2倍的相位差D2(＝240°)而输出。这样，按U相、V相、W相的顺序，脉冲信号分别移位相位差D1而输出。然而，逆变器120的相数不被限定。因此，若将相数设为p，则各相的脉冲信号10将相位分别错开360°除以相数p而得的值(360°÷p)而输出。
进行脉冲充电的第一期间的时间长度T1由根据图2所示的自举电容器133的电容C和限制电阻131的电阻值R求出的时间常数τ规定。
时间常数τ例如根据电容C、电阻值R以及上式(1)的占空比Duty，由下式(2)给出。
τ＝C×R/Duty···(2)
另外，第一期间的时间长度T1如下式(3)那样设定。
T1＞τ···(3)
另外，在设定第一期间的时间长度T1时，上式(3)也可以基于在第二期间中所允许的控制电源135的电压降的大小，将任意的系数A乘以时间常数τ。在该情况下，使用上式(2)和上式(3)，时间长度T1由下式(4)表示。其中，系数A为1以上的任意的值。
T1＞A×C×R/Duty···(4)
在A＝1的情况下，在时间长度T1的第一期间结束时，自举电容器133的电压达到来自控制电源135的输入电压的63％左右。在A＝2的情况下，能够使时间长度T1比A＝1的情况长，因此，在第一期间结束时，自举电容器133的电压达到来自控制电源135的输入电压的86％左右。并且，在A＝3的情况下，在第一期间结束时，自举电容器133的电压达到来自控制电源135的输入电压的95％左右。在第一期间结束之后，移至第二期间，而完成自举电容器133的充电。自举电容器133的电压与输入电压之差越小，充电电流越小。因此，在想要减小第二期间中的电压降的情况下，增大系数A，而提高自举电容器133的电压。由此，能够减小第二期间中的自举电容器133的电压与输入电压之差，所以能够在第二期间中抑制电压降。这样，系数A也可以基于在第二期间中所允许的控制电源135的电压降的大小(允许电压变动幅度)来决定。在该情况下，系数A优选为2以上的任意的值。如以上那样，系数A的值根据目的而适当地决定为任意的值即可。另外，作为系数A的值的例子，在上述的说明中，说明了如1、2、3···这样为整数的情况，但并不局限于该情况，系数A只要为1以上的实数即可。
＜第二期间＞
在图3中，从时刻t1到时刻t2的期间为第二期间。时刻t2是自举动作结束的时刻。这样，在自举动作中，当经过了第一期间时，移至第二期间。在第二期间中，将U相、V相、W相各相的开关的定时(timing)设为相同，通过具有脉冲宽度w3(第二脉冲宽度)的脉冲信号10进行开关，从而进行自举电容器133的充电。脉冲宽度w3比第一期间的脉冲间隔w2长，且在第二期间的时间长度T2以下。因此，脉冲宽度w3处于下式(4)的范围内。
w2＜w3≤T2···(5)
由上式(5)可知，脉冲宽度w3也可以与第二期间的时间长度T2一致。在该情况下，w3＝T2。在w3＝T2的情况下，在第二期间，脉冲信号10连续而成为接通状态。在经过了第二期间的时刻t2，自举电容器133的充电完成。
如以上那样，在实施方式1中，通过与基准电位侧连接的低侧的半导体开关121的至少一个进行开关，从而对自举电容器133进行充电。自举电容器133的充电期间至少包含第一期间和第二期间。在第一期间中，低侧的半导体开关121由具有第一脉冲宽度w1的脉冲信号10驱动。在第二期间中，低侧的半导体开关121由具有比第一脉冲宽度w1大的第二脉冲宽度w3的脉冲信号10驱动。在第一期间中，基于在第一期间中所允许的电压降的大小来决定第一脉冲宽度w1，以防止保护电路进行动作的程度的电压降的产生。
这样，在实施方式1中，在第一期间中，以能够抑制控制电源135的电压降的方式决定第一脉冲宽度w1。并且，在实施方式1中，基于限制电阻131的电阻值R以及自举电容器133的电容C来设定第一期间的时间长度T1。因此，能够一边抑制自举电容器133的充电时的控制电源135的电压降，一边进行自举电容器133的充电。这样，根据实施方式1，通过抑制向自举电容器133供给电压的供给源即控制电源135的电压的降低，从而能够抑制急剧的电压变化对电源部137带来的压力。另外，即使在设置了检测控制电源135的电压降的保护电路的情况下，由于抑制了控制电源135的电压的降低，所以也能够防止因保护电路而发生异常停止。
另外，控制电源135的电压因充电电流而降低的是自举电容器133的电压未上升的充电初期的期间即第一期间。因此，在实施方式1中，在第一期间中，以特别抑制控制电源135的电压降的方式，设定脉冲宽度w1的值、脉冲间隔w2以及第一期间的时间长度T1。另外，在通过第一期间中的脉冲充电而使自举电容器133的电压上升某种程度之后，控制电源135的电压变得难以降低。因此，在实施方式1中，在第二期间中，由具有比第一脉冲宽度w1大的第二脉冲宽度w3的脉冲信号10驱动低侧的半导体开关121。由此，能够实现充电期间的缩短。
并且，在实施方式1中，设置有驱动低侧的半导体开关121L的第一驱动电路134L、驱动高侧的半导体开关121H的第二驱动电路134H、以及电源部137。电源部137包括限制电阻131、自举二极管132以及自举电容器133，并生成向第二驱动电路134H供给的电源电压。另外，在各相中，以360°除以相数p而得的值的相位差进行开关。在专利文献1中，不设置相位差而以相同的定时进行各相的开关。因此，难以抑制控制电源的电压降，容易引起控制电压的电压降。与此相对，在实施方式1中，在第一期间中，由于在各相中设置相位差而进行开关，因此能够高效地抑制控制电压的电压降。
实施方式2
图4是表示实施方式2所涉及的电力转换装置100中的自举电容器133的充电用的栅极波形的示意图。在图4中，横轴表示时间，纵轴从上到下依次表示U相、V相、W相的栅极波形。
在上述的实施方式1中，第一期间中的脉冲信号10的脉冲宽度w1是固定值。与此相对，在实施方式2中，第一期间中的脉冲信号10的脉冲宽度w1是可变的。即，在实施方式2中，在第一期间中，不固定脉冲信号10的脉冲宽度w1，而进行低侧的半导体开关121L的开关。对于其他结构以及动作，由于与实施方式1相同，所以这里省略其说明。
在实施方式2中，如图4所示，将在第一期间中的第1个载波周期的区间输出的脉冲信号10的脉冲宽度w1设为w1－1。另外，将在第一期间中的最后(以下，设为第n个)的载波周期的区间输出的脉冲信号10的脉冲宽度w1设为w1－n。此时，以成为如下式(6)的关系的方式，改变脉冲宽度w1。
(w1－n)＞(w1－1)···(6)
即，脉冲宽度w1－n大于脉冲宽度w1－1。在实施方式2中，按照每个载波周期的区间，以预先设定的增加率使脉冲宽度w1增加。作为增加方法，例如，存在以下的方法(1)以及(2)。但是，并不限定于这些，也可以为其他方法，另外，也可以组合(1)和(2)。
(1)从第1个载波周期的区间到第n个载波周期的区间之间，按每个区间，以恒定的增加率使脉冲宽度w1增加(线形变化)。即，在将在第一期间中的第k个载波周期的区间输出的脉冲信号10的脉冲宽度w1设为w1－k时，(w1－n)＞(w1－k)＞(w1－1)的关系成立。这里，k为1～n的任意的自然数。因此，在第(k+1)个载波周期的区间输出的脉冲信号10的脉冲宽度w1比在第k个载波周期的区间输出的脉冲信号10的脉冲宽度w1大恒定值。
(2)从第1个载波周期的区间到第k个载波周期的区间之间，脉冲宽度w1以w1－1全部相同。这里，k为1～n的任意的自然数。另外，从第(k+1)个载波周期的区间到第n个载波周期的区间之间，脉冲宽度w1以w1－n全部相同。在上述(1)中，脉冲宽度w1以线形增加，但在(2)中，脉冲宽度w1以阶梯式增加。增加率可以是恒定的，也可以是可变的。此外，虽然这里列举了以两个阶段变化的例子，但也可以以三个以上的阶段变化。
在实施方式2中，也与实施方式1同样，第一期间的时间长度T1由上式(4)规定，但是在实施方式2中，将第一期间的占空比的平均值代入到上式(4)的Duty。即，在从第1个到第n个的各载波周期的区间中，使用上式(1)求出Duty＝w1/w2，并求出这些Duty的平均值。
上述说明对一个相的脉冲宽度进行了示出，但在存在多个相的情况下，同一载波期间中的各相的脉冲宽度相同。
在越过时刻t1到自举动作结束的时刻t2为止的第二期间中，使各相的开关的定时相同，以脉冲宽度w3进行开关。脉冲宽度w3处于下式(7)的范围内。这里，w2为第一期间的脉冲间隔，T2为第二期间的时间长度。
w2＜w3≤T2···(7)
在实施方式2中，也与实施方式1同样，脉冲宽度w3也可以与第二期间的时间长度T2一致。在该情况下，成为w3＝T2，在该情况下也包含在上式(7)中。在w3＝T2的情况下，在第二期间，脉冲信号10连续而成为接通状态。在经过了第二期间的时刻t2，自举电容器133的充电完成。
如以上那样，在实施方式2中，由于基本上是与实施方式1相同的结构，所以可获得与实施方式1同样的效果。并且，在实施方式2中，使第一期间的脉冲信号10的脉冲宽度w1可变，而以线形或阶梯式逐渐增大。如上述那样，控制电源135的电压因充电电流而降低的是自举电容器133的电压未上升的充电初期。因此，在实施方式2中，使脉冲信号10的脉冲宽度w1随着自举电容器133的电压的增加而逐渐增大。脉冲宽度w1越大，自举电容器133的充电速度越快，充电时间越短。另一方面，若过度增大脉冲信号10的脉冲宽度w1，则无法充分抑制控制电源135的电压降。因此，在实施方式2中，采用了使脉冲信号10的脉冲宽度w1随着自举电容器133的电压的增加而逐渐增大的方法，以便不产生控制电源135的电压降。由此，能够抑制控制电源135的电压降，并且实现自举电容器133的充电时间的缩短。
实施方式3
图5是表示实施方式3所涉及的电力转换装置100的结构的一个例子的结构图。图6是表示图5的栅极驱动电路130的结构的一部分和逆变器120的结构的放大图。在实施方式3中，对实施方式1的电力转换装置100的结构追加了电压检测部136。电压检测部136检测控制电源135的电压。在自举电容器133的充电期间，控制部140基于电压检测部136所检测到的控制电源135的电压，决定半导体开关121的接通断开的定时。对于其他结构，由于与实施方式1相同，所以以下简单地进行说明，对于详细情况，参照实施方式1的说明。
如图5所示，电力转换装置100与实施方式1同样地具备：具有变换器110和逆变器120的电力转换部150、和栅极驱动电路130。栅极驱动电路130对设置于逆变器120的半导体开关121的栅极施加电压，来驱动半导体开关121。另外，在变换器110为使用了有源元件的有源变换器的情况下，栅极驱动电路130也可以驱动变换器110。
另外，变换器110、逆变器120以及栅极驱动电路130可以构成在同一模块内，也可以分开配置在两个以上的模块。在分开配置在两个以上的模块的情况下，其划分方法的组合并不受实施方式3限定。
栅极驱动电路130通过来自控制部140的控制信号，驱动变换器110或逆变器120、或者这两者。
如图6所示，栅极驱动电路130u的电源部137由限制电阻131、自举二极管132以及自举电容器133构成。图6仅表示一个相(U相)，但在存在多个相的情况下，电源部137可以针对各相而设置、或者也可以在各相共用一个电源部137。另外，滤波电路、保护电路等除上述以外的元件也可以组装到栅极驱动电路以及电源部137。
另外，在实施方式3中，如上述那样，设置有对栅极驱动电路130的控制电源135的电压进行检测的电压检测部136。电压检测部136对控制部140发送电压检测信号。
控制部140在自举动作开始时，与实施方式1～2同样，从栅极驱动电路130输出脉冲信号10，使低侧的半导体开关121L接通。控制部140在自举动作中，基于来自电压检测部136的电压检测信号，计算作为实际电压变动幅度的电压变动幅度ΔVreal。ΔVreal是自举动作开始前的控制电源135的电压与当前的控制电源135的电压之差。
另外，控制部140将预先设定的允许电压变动幅度ΔV(第一阈值)保存在存储器中。控制部140比较电压变动幅度ΔVreal和允许电压变动幅度ΔV。
比较的结果，在ΔVreal＞ΔV时，控制部140判断为产生了控制电源135的电压降，而使当前接通状态的半导体开关121断开。具体而言，控制部140使从栅极驱动电路130输出的脉冲信号10断开。当半导体开关121变为断开时，控制电源135的电压恢复。因此，控制部140在变为ΔVreal≤ΔV时，输出脉冲信号10，使半导体开关121重新接通，重新开始自举动作。控制部140反复进行该动作，而对自举电容器133进行充电。
另外，在上述的说明中，ΔVreal为自举动作开始前的控制电源135的电压与当前的控制电源135的电压之差，但并不限定于该情况。即，只要能够实现同等的动作，也可以将ΔVreal设为一个半导体开关121例如U相的半导体开关121Lu的接通前与接通后的电压差等使用其它方法。在该情况下，电压检测部136针对于低侧的半导体开关121L而配置。
另外，在确定了脉冲宽度w1的最小值的情况下，也可以进行如下控制。即，在从接通了一个半导体开关121的时刻起到满足ΔVreal＞ΔV的条件为止的时间小于脉冲宽度w1的最小值的情况下，也可以不立即断开半导体开关121。也可以在接通了半导体开关121的状态下待机到半导体开关121的接通时间超过脉冲宽度w1的最小值为止，其后使半导体开关121断开。
另外，在自举电容器133的充电期间，控制部140也可以基于电压检测部136所检测到的电源电压，判定充电是否完成。在该情况下，控制部140通过与上述同样的处理，求出低侧的一个半导体开关121的接通前和接通后的电压变动幅度ΔVreal。控制部140在尽管低侧的半导体开关121处于接通状态但电压变动幅度ΔVreal为0或预先设定的第二阈值以下的情况下，判断为自举电容器133的充电完成。在该情况下，控制部140保持接通了半导体开关121的状态不变地，待机到自举动作的结束时刻亦即时刻t2为止。
此外，在实施方式3中，对一个相量的动作进行了说明，但在存在多个相的情况下，半导体开关121以360°除以相数p而得的值的相位差进行开关。
如以上那样，在实施方式3中，设置有对栅极驱动电路130的控制电源135的电源电压进行检测的电压检测部136。在自举电容器133的充电期间，控制部140基于电压检测部136所检测到的控制电源135的电压，决定半导体开关121的接通断开的定时。因此，在实施方式3中，也可以不设置实施方式1以及2所示的第一期间以及第二期间。或者，也可以在第一期间以及第二期间中的至少一个期间，使控制部140基于电压检测部136所检测到的控制电源135的电压，决定半导体开关121的接通断开的定时。这样，在实施方式3中，通过设置电压检测部136，从而根据控制电源135的电压降来输出脉冲信号10，由此使占空比Duty可变。
另外，在实施方式3中，在自举电容器133的充电期间，控制部140基于电压检测部136所检测到的控制电源135的电压，求出低侧的半导体开关121的接通前和接通后的电压变动幅度ΔVreal。然后，在电压变动幅度ΔVreal变得大于第一阈值时，使低侧的半导体开关121断开。由此，控制电源135逐渐恢复。控制部140在电压变动幅度ΔVreal变为第一阈值以下时，判断为已恢复到控制电源135可充电的状态，使低侧的半导体开关121重新接通。由此，仅在控制电源135的电压降处于允许范围的期间进行自举电容器133的充电，所以能够防止控制电源135的电压降对电源部137带来的压力。
另外，在实施方式3中，在自举电容器133的充电期间，控制部140基于电压检测部136所检测到的控制电源135的电压，求出低侧的半导体开关121的接通前和接通后的电压变动幅度ΔVreal。控制部140在尽管低侧的半导体开关121处于接通的状态但电压变动幅度ΔVreal为0或第二阈值以下的情况下，判断为自举电容器133的充电完成。在该情况下，控制部140维持半导体开关121的接通状态不变地，待机到时刻t2为止。由此，能够可靠地进行自举电容器133的充电，且防止控制电源135的电压降对电源部137带来的压力。
此外，这里，对上述的实施方式1～3所涉及的电力转换装置100中的控制部140的硬件结构进行说明。控制部140可以由微型计算机等以软件的方式实现上述动作，也可以由模拟电路等以硬件的方式实现。另外，也可以组合来实现。
以下，对控制部140的硬件结构更详细地进行说明。控制部140由处理电路构成。处理电路由专用的硬件或处理器构成。专用的硬件例如为ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit：专用集成电路)或FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等。处理器执行存储于存储器的程序。控制部140具有存储器。存储器为RAM(Random Access Memory：随机存储存储器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable ROM：可擦除可编程只读存储器)等非易失性或易失性的半导体存储器、或磁盘、软盘、光盘等盘。
另外，在上述的实施方式1～3中，作为与电力转换装置100连接的电源，列举交流电源1为例进行了说明，但并不限定于该情况。即，与电力转换装置100连接的电源也可以为直流电源。在该情况下，在图1以及图5所示的构成例中，也可以不设置变换器110。另外，图1以及图5示出了交流电源1的交流为三相三线的情况，但交流电源1的交流可以为单相、或者也可以为三相四线。
另外，在上述的实施方式1～3所涉及的电力转换装置100中，在变换器110以及逆变器120中使用的元件也可以由带隙比硅(Si)大的宽带隙半导体构成。具体而言，半导体开关121以及开关元件115、116等各开关元件、整流用二极管114以及续流用二极管122等各二极管、以及其他各元件也可以由宽带隙半导体构成。作为宽带隙半导体，例如有碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、氧化镓(Ga2O3)、或金刚石等。
由这样的宽带隙半导体形成的开关元件以及二极管等的耐电压性高，且允许电流密度也高。因此，能够实现开关元件以及二极管等各元件的小型化。另外，通过使用这些小型化的元件，还能够实现组装了这些元件的半导体模块的小型化。
另外，宽带隙半导体由于耐热性也高，所以能够实现散热器的散热片的小型化，另外，由于能够实现水冷部的风冷化，所以能够实现半导体模块的进一步的小型化。
并且，宽带隙半导体由于电力损耗低，所以能够实现开关元件以及二极管等的高效率化，进而能够实现半导体模块的高效率化。
此外，优选开关元件以及二极管等所有元件由宽带隙半导体形成。然而，并不局限于该情况，也可以为其中任一个由宽带隙半导体形成。在该情况下，也能够获得上述效果。
实施方式4
实施方式4对将实施方式1所涉及的电力转换装置100应用于空调机400的情况进行说明。
图7是表示实施方式4所涉及的空调机400的结构的一个例子的结构图。如图7所示，空调机400具备制冷循环装置300和送风机401。制冷循环装置300具备制冷剂压缩装置200、冷凝器301、膨胀阀302以及蒸发器303。制冷剂压缩装置200具备压缩机201和电力转换装置100。
如图7所示，压缩机201与冷凝器301之间通过制冷剂配管304连接。同样，冷凝器301与膨胀阀302之间、膨胀阀302与蒸发器303之间、蒸发器303与压缩机201之间也分别通过制冷剂配管304连接。由此，压缩机201、冷凝器301、膨胀阀302以及蒸发器303构成供制冷剂循环的制冷剂回路。
压缩机201从吸入口吸入制冷剂。压缩机201通过压缩所吸入的制冷剂，而使其成为高温高压的气体制冷剂，并从排出口排出。压缩机201具有通过电力转换装置100进行可变速控制的电动机2。压缩机201例如为变频压缩机。压缩机201能够通过电力转换装置100的逆变器120，任意改变运转频率。因此，能够改变压缩机201的每单位时间的送出制冷剂的容量。从压缩机201排出的制冷剂流入冷凝器301。
冷凝器301使在内部流动的制冷剂与空气之间进行热交换。冷凝器301对从压缩机201流入的高温高压的制冷剂进行冷凝，而使其成为高压的液体制冷剂(单相)。冷凝器301例如为翅片管型热交换器。
膨胀阀302是对从冷凝器301流出的液体制冷剂进行减压而使其膨胀的减压装置。膨胀阀302例如由电子膨胀阀构成。在膨胀阀302由电子膨胀阀构成的情况下，基于未图示的控制装置等的指示进行开度调整。膨胀阀302设置于冷凝器301与蒸发器303之间。膨胀阀302对从冷凝器301流出的液体制冷剂进行减压，而使其成为低压的气体制冷剂和液体制冷剂的两相状态的制冷剂。
蒸发器303使在内部流动的制冷剂与空气之间进行热交换。蒸发器303使从膨胀阀302流入的气液两相状态的制冷剂中的液体制冷剂部分蒸发，而使其成为低压的气体制冷剂(单相)。蒸发器303例如为翅片管型热交换器。
另外，送风机401向冷凝器301以及蒸发器303中的至少一方吹送空气。
在制冷循环装置300中，反复进行制冷剂的蒸发、压缩、冷凝、膨胀这样的工序。制冷剂从液体向气体变化，进一步从气体向液体变化，由此在制冷剂与机外空气之间进行热交换。因此，能够通过组合制冷循环装置300和使机外空气循环的送风机401，来构成空调机400。
此外，在上述的说明中，对将实施方式1所涉及的电力转换装置100应用于空调机400的例子进行了说明，但并不局限于该情况，也可以将实施方式2或3所涉及的电力转换装置100应用于空调机400。
工业上的可利用性
在上述的实施方式1～4中，作为电力转换装置100的应用例对空调机400进行了说明，但电力转换装置100当然也可以用于其他设备。例如，电力转换装置100可广泛用于使用逆变器的空调冷热设备、或者驱动压缩机或电动机等负载的设备。
附图标记说明
1...交流电源；2...电动机；10...脉冲信号；100...电力转换装置；110...变换器；111...整流电路；112...直流电抗器；113...平滑电容器；114...整流用二极管；115...开关元件；116...开关元件；120...逆变器；121...半导体开关；121H...半导体开关；121Hu...半导体开关；121Hv...半导体开关；121Hw...半导体开关；121L...半导体开关；121Lu...半导体开关；121Lv...半导体开关；121Lw...半导体开关；122...续流用二极管；125...中点；125u...中点；126...输出端子；130...栅极驱动电路；130u...栅极驱动电路；130v...栅极驱动电路；130w...栅极驱动电路；131...限制电阻；132...自举二极管；133...自举电容器；134H...第二驱动电路；134L...第一驱动电路；135...控制电源；136...电压检测部；137...电源部；140...控制部；150...电力转换部；151...正侧母线；152...负侧母线；200...制冷剂压缩装置；201...压缩机；300...制冷循环装置；301...冷凝器；302...膨胀阀；303...蒸发器；304...制冷剂配管；400...空调机；401...送风机；A...系数；C...电容；D1...相位差；D2...相位差；Duty...占空比；R...电阻值；T1...时间长度；T2...时间长度；p...相数；t1...时刻；t2...时刻；w1...脉冲宽度(第一脉冲宽度)；w2...脉冲间隔；w3...脉冲宽度(第二脉冲宽度)；ΔV...允许电压变动幅度；ΔVreal...电压变动幅度；τ...时间常数。

Claims (12)

1.一种电力转换装置，其中，
所述电力转换装置具备：
电力转换部，将至少两个开关元件串联连接而形成串联体，所述串联体的一端与电源电位侧连接，所述串联体的另一端与基准电位侧连接，所述串联体的中点与输出端子连接；和
栅极驱动电路，基于来自设置于外部的控制部的控制信号输出脉冲信号来驱动所述开关元件，
所述栅极驱动电路具有：
第一驱动电路，从控制电源被供给电力，而驱动与所述基准电位侧连接的所述开关元件；
第二驱动电路，驱动与所述电源电位侧连接的所述开关元件；以及
电源部，包括串联连接在所述控制电源与所述输出端子之间的限制电阻、自举二极管以及自举电容器，生成向所述第二驱动电路供给的电源电压，
通过使与所述基准电位侧连接的所述开关元件进行开关，而对所述自举电容器进行充电，
所述自举电容器的充电期间至少包含第一期间和第二期间，
在所述第一期间中，与所述基准电位侧连接的所述开关元件被具有第一脉冲宽度的脉冲信号驱动，
在所述第二期间中，与所述基准电位侧连接的所述开关元件被具有比所述第一脉冲宽度大的第二脉冲宽度的脉冲信号驱动，
所述第一期间的所述第一脉冲宽度基于在所述第一期间中所允许的所述控制电源的电压降的大小来决定。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换部具有多个相，各相均具有所述串联体，
在将所述电力转换部的相数设为p时，
在所述第一期间中，与所述基准电位侧连接的各相的所述开关元件以360°除以相数p而得的值即相位差进行开关。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其中，
在将所述基准电位侧的所述开关元件的接通时间除以载波周期而得的值设为Duty时，
所述第一期间的时间长度T1相对于所述第一期间中的所述Duty、所述自举电容器的电容C以及所述限制电阻的电阻值R，满足下式的关系，
T1＞A×C×R/Duty
这里，系数A为1以上的值。
4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其中，
所述系数A为2以上的值，并且基于在所述第二期间中所允许的所述控制电源的电压降的大小来决定。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第二期间的所述第二脉冲宽度大于所述第一期间的所述脉冲信号的载波周期。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第一期间的所述脉冲信号的所述第一脉冲宽度是可变的，
在基于载波周期而将所述第一期间分割为n个区间时，
所述第一期间的第n个区间的所述脉冲信号的所述第一脉冲宽度，大于所述第一期间的第1个区间的所述脉冲信号的所述第一脉冲宽度。
7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其中，
在将所述基准电位侧的所述开关元件的接通时间除以载波周期而得的值设为Duty时，
所述第一期间中的所述Duty使用从所述第1个到所述第n个为止的各区间的所述脉冲信号的所述第一脉冲宽度的平均值来求出。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的电力转换装置，其中，
具备对所述栅极驱动电路的所述控制电源的电源电压进行检测的电压检测部，
在所述自举电容器的充电期间，所述控制部基于所述电压检测部所检测到的所述电源电压，决定与所述基准电位侧连接的所述开关元件的接通断开的定时。
9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其中，
在所述自举电容器的充电期间，
所述控制部基于所述电压检测部所检测到的所述电源电压，求出与所述基准电位侧连接的所述开关元件的接通前和接通后的电压变动幅度，
在所述电压变动幅度变得大于第一阈值时，断开与所述基准电位侧连接的所述开关元件，
在所述电压变动幅度变为所述第一阈值以下时，接通与所述基准电位侧连接的所述开关元件。
10.根据权利要求8或9所述的电力转换装置，其中，
在所述自举电容器的充电期间，
控制部基于所述电压检测部所检测到的所述电源电压，求出与所述基准电位侧连接的所述开关元件的接通前和接通后的电压变动幅度，
在与所述基准电位侧连接的所述开关元件处于接通的状态时，在所述电压变动幅度为0或第二阈值以下的情况下，维持该开关元件的接通状态。
11.根据权利要求1～10中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述开关元件由宽带隙半导体形成，
所述宽带隙半导体为碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石。
12.一种空调机，其中，
所述空调机具备：
制冷循环装置，包括权利要求1～11中任一项所述的电力转换装置、被作为所述电力转换装置的负载的电动机驱动的压缩机、使从所述压缩机排出的制冷剂冷凝的冷凝器、使冷凝后的所述制冷剂减压的膨胀阀、以及使减压后的所述制冷剂蒸发的蒸发器；和
送风机，向所述制冷循环装置的所述冷凝器以及所述蒸发器中的至少一方进行送风。
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