JP3663874B2 - 電動機の制御装置および電気洗濯機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、家庭用や産業用の動力源として使用される電動機の制御装置およびこの電動機の制御装置を使用する電気洗濯機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、一般に直流ブラシレスモータと呼ばれる電動機の制御装置を図１３に示す。この電動機の制御装置は、固定子１と、この固定子１の内側に回転自在に設けた回転子２から構成されている。固定子１には、珪素鋼板等を積層した鉄心にコイル３、４、５を３相に巻かれており、さらにホールＩＣ６、７、８によって構成した位置検知手段９を有している。回転子２は、永久磁石１０、１１を設けている。
【０００３】
インバータ回路１２は、コイル３に接続されたもので、高電位側スイッチング素子１３、低電位側スイッチング素子１４の直列回路１５を有している。さらにインバータ回路１２は、高電位側駆動回路１６と、低電位側駆動回路１７を有するドライバ１８を有しており、それぞれ高電位側スイッチング素子１３と、低電位側スイッチング素子１４に接続されている。直流電源１９、２０は、それぞれ高電位側駆動回路１６と低電位側駆動回路１７に直流電源を供給している。
【０００４】
インバータ回路２１、インバータ回路２２はいずれもインバータ回路１２と同等の構成となっており、インバータ回路１２と同様に、直流電源２３、２４、２５、２６が接続されている。直流電源２７は、インバータ回路１２、２１、２２に入力されている。
【０００５】
３相分配回路２８は、位置検知手段９からの信号を入力し、論理式によって、ａ〜ｆの論理出力を行うものである。ここで、ａ、ｃ、ｅは、３個のインバータのそれぞれ高電位側スイッチング素子をオンオフさせる信号であり、ｂ、ｄ、ｆは、３個のインバータのそれぞれ低電位側スイッチング素子をオンオフさせる信号である。
【０００６】
ＡＮＤ回路２９、３０、３１は、ＣＭＯＳのロジックＩＣを用いて構成したものであり、ａ、ｃ、ｅの各信号を制御するもので、ＰＷＭ回路３２に接続されている。ＰＷＭ回路３２は、三角波の電圧を出力する発振回路３３と、コンパレータ３４を有している。コンパレータ３４のプラス入力端子には、可変抵抗３５の摺動端子ｇが接続されており、両端子ｈ、ｉは、直流電源３６に接続されている。
【０００７】
以上の構成において、位置検知手段９によって回転子２の回転角を検知し、３相分配回路２８によって、オンさせる高電位側スイッチング素子、低電位側スイッチング素子に対応するａ〜ｆの信号をハイとし、高電位側駆動回路１６と低電位側駆動回路１７は、ハイ出力が入力された場合に、出力を約１５ボルトとして印加することにより、当該のスイッチング素子をオン状態とする。
【０００８】
ここで、直流電源１９、２０、２３、２４、２５、２６は、高電位側駆動回路や低電位側駆動回路を働かせ、また高電位側スイッチング素子もしくは低電位側スイッチング素子の制御端子（この場合にはＩＧＢＴのゲート端子）にゲート駆動パワーを供給する。
【０００９】
コイル３、４、５は、いずれかの高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子によって電流が供給され、その結果、回転子２にはトルクが発生して回転し、動力を取り出すことができる。
【００１０】
ここで、ＰＷＭ回路３２は、直流電源２７の電圧を等価的に１００％以下の任意の値に調整するものであり、可変抵抗３５を操作することにより、ｇ点の電圧が変化し、発振回路３３より出力される三角波の電圧波形との交点により、コンパレータ３４からハイとローが切り換えられる。ｇ点の電圧を高くするとコンパレータ３４から出力される信号の出力のハイの期間の割合が増加し、逆に低くすると減少するという動作がなされる。
【００１１】
ＡＮＤ回路２９、３０、３１は、ＰＷＭ回路３２の出力がハイの期間のみ、３相分配回路２８の出力ａ、ｂ、ｃをそのまま出力し、ロー期間においては、高電位側駆動回路に対して強制的にロー、すなわち高電位側スイッチング素子をオフさせる信号を発生させる。
【００１２】
ここで、発振回路３３の発信周波数は、１５ｋＨｚとしているので、ｇ点の電圧が発振回路３３の出力である三角波のピーク電圧よりも低い場合には、ａ、ｂ、ｃのいずれかハイとなっているものに対して、当該する高電位側スイッチング素子は１５ｋＨｚでオンオフを繰り返すことになる。
【００１３】
ただし、ｇ点の電圧が発振回路３３の出力である三角波のピーク電圧よりも高い場合には、ａ、ｂ、ｃの信号がそのまま高電位側駆動回路に入力されるので、高電位側スイッチング素子は、発振回路３３の発振周波数とは関係なく、オン状態が継続される。
【００１４】
図１４は、図１３に示した電動機の制御装置の高電位側駆動回路１６と低電位側駆動回路１７を中心に詳細に回路構成を示した回路図であり、特に、３相の内の１相のみについて図示するものとし、他の２相について省略している。
【００１５】
図１４においては、直流電源２７は、１００Ｖ、６０Ｈｚの交流電源３７、整流ブリッジ３８、チョークコイル３９、平滑コンデンサ４０によって構成している。また、高電位側駆動回路１６は、発光ダイオードとフォトトランジスタによって構成されたフォトカプラ４１、ＮＰＮトランジスタ４２、４３、ＰＮＰトランジスタ４４、抵抗４５、４６により構成している。低電位側駆動回路１７は、ＮＰＮトランジスタ４７、ＰＮＰトランジスタ４８、抵抗４９、５０によって構成している。
【００１６】
高電位側駆動回路１６は、抵抗５１を介してＡＮＤ回路２９の出力に接続し、また低電位側駆動回路１７はそのままＡＮＤ回路２９の出力に接続している。
【００１７】
スイッチング電源５２は、直流電源１９、２０、２３、２４、２５、２６を供給する具体回路であり、ＮＰＮトランジスタ５３、駆動回路５４、トランス５５、スナバ５６、ダイオード５７、５８、５９、６０、６１、電解式のコンデンサ６２、６３、６４、６５によって構成し、スナバ５６は抵抗６６、コンデンサ６７で構成している。
【００１８】
コンデンサ６２からの出力は直流電源１９として作用し、コンデンサ６５からの出力は直流電源２０、２４、２６として作用するものである。また、ｊ、ｋ、ｌ、ｍの各端子については、接続の図示を省略しているが、これらは他の２相用の高電位側駆動回路の電源、すなわち直流電源２３、２５となるものである。
【００１９】
このように、従来の技術では、低電位側駆動回路のための直流電源については、共通とすることができるが、高電位側駆動回路については、一般に良く使用される高電位側スイッチング素子がＮチャンネルのＩＧＢＴ（ＭＯＳＦＥＴ）、もしくはＮＰＮパワートランジスタ等であることから共通の直流電源で済ませることができず、結果として多数の直流電源が必要となり、一般に良く使用される３相６石の構成では、最低４つの出力が必要であった。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の構成の電動機の制御装置では、直流電源のプラス側に接続されている高電位側スイッチング素子をオンオフさせる高電位側駆動回路のための電源を、低電位側駆動回路や制御手段などと電気的に絶縁している構成であり、また、一般にこの種のインバータ回路は、３相６石のものを用いることから、スイッチング電源などによって最低４つの出力ができる電源を用いていたことから、電源回路が大形かつ重量が大で、コストも高いものとなっていた。
【００２１】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、簡単な構成で、高電位側駆動回路に電源を供給することを可能とし、低コストの電動機の制御装置を実現することを第１の目的としている。
【００２２】
また、この電動機の制御装置を具備し、初期充電モードの期間に、ブートストラップコンデンサに十分な充電を行い、簡単かつ低コストの回路構成で信頼性の高い電気洗濯機を実現することを第２の目的としている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記第１の目的を達成するために、電動機の３相の電機子巻線に対応した３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を有するインバータを第１の直流電源に接続し、このインバータの動作を制御手段により制御する。制御手段は、高電位側スイッチング素子の制御端子に接続した高電位側駆動回路の電源入力端子間にブートストラップコンデンサを接続し、回転子の位置に同期して、高電位側駆動回路と低電位側駆動回路を動作させることにより６個のスイッチング素子をオンオフし、電機子巻線に３相の交流を供給する駆動モードと、高電位側スイッチング素子をオフ状態に保ったまま低電位側スイッチング素子を間欠的にオンオフし、各ブートストラップコンデンサを第２の直流電源からダイオードと充電抵抗を通して充電する初期充電モードを有し、初期充電モードの期間は、ブートストラップコンデンサの静電容量と充電抵抗の積で定まる充電時定数を、初期充電モードでの低電位側スイッチング素子の導通比で除した時間以上とし、起動時には駆動モードに入る前に初期充電モードを行うようにしたものである。
【００２４】
これにより、ブートストラップコンデンサの端子電圧を高電位側スイッチング素子の駆動に必要な値以上に確保し、簡単な構成で、高電位側駆動回路に電源を供給することが可能となり、さらに高電位側駆動回路に必要な電圧を確保し、高電位側スイッチング素子を確実にオンオフさせることができ、信頼性の高い低コストの電動機の制御装置を実現することができる。
【００２５】
また、第２の目的を達成するために、上記電動機の制御装置と、電動機によって回転するパルセータを有し、洗浄の際には、正の回転方向の駆動モードの後、休止期間を設けて逆の回転方向の駆動モードに移り、かつ休止期間中に初期充電モードを設けたものである。
【００２６】
これにより、初期充電モードの期間に、ブートストラップコンデンサに十分な充電が行われると共に、前回の駆動モードによる回転方向での残留回転エネルギーに対してブレーキとしても作用することから、簡単かつ低コストの回路構成で信頼性の高い電気洗濯機を実現することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、第１の直流電源と、３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、前記第１の直流電源の出力に接続され３相の電機子巻線に対応した３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を有するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記高電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した高電位側駆動回路と、前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した低電位側駆動回路と、前記高電位側駆動回路の電源入力端子間にそれぞれ接続されたブートストラップコンデンサと、ダイオードと、充電抵抗と、第２の直流電源とで構成し、前記回転子の位置に同期して、前記高電位側駆動回路と前記低電位側駆動回路を動作させることにより前記６個のスイッチング素子をオンオフし、前記電機子巻線に３相の交流を供給する駆動モードと、前記高電位側スイッチング素子をオフ状態に保ったまま前記３個の低電位側スイッチング素子を間欠的にオンオフし、前記各ブートストラップコンデンサを前記第２の直流電源から前記ダイオードと充電抵抗を通して充電する初期充電モードを有し、前記初期充電モードの期間は、前記ブートストラップコンデンサの静電容量と前記充電抵抗の積で定まる充電時定数を、前記初期充電モードでの前記低電位側スイッチング素子の導通比で除した時間以上とし、起動時には前記駆動モードに入る前に前記初期充電モードを行うようにしたものであり、簡単な構成で、高電位側駆動回路に電源を供給することが可能となり、さらに高電位側駆動回路に必要な電圧を確保し、高電位側スイッチング素子を確実にオンオフさせることができ、信頼性の高い低コストの電動機の制御装置を実現することができる。
【００２８】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、初期充電モードと駆動モードへの移行の際に、３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を一旦すべてオフさせるようにしたものであり、初期充電モードから駆動モードに移行する際に、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を通じて第１の直流電源が短絡されて大電流が流れて破壊するのを防ぐことができ、信頼性の高い電動機の制御装置を実現することができる。
【００２９】
請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転するパルセータを備え、洗浄の際には、正の回転方向の駆動モードの後、休止期間を設けて逆の回転方向の駆動モードに移り、かつ前記休止期間中に初期充電モードを設けたものであり、初期充電モードの期間に、ブートストラップコンデンサに十分な充電が行われると共に、前回の駆動モードによる回転方向での残留回転エネルギーに対してブレーキとしても作用することから、簡単かつ低コストの回路構成で信頼性の高い電気洗濯機を実現することが可能となる。
【００３０】
請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転する脱水槽を有し、起動の際に初期充電モードを設けたものであり、簡単かつ低コストの回路構成で、信頼性の高い電気洗濯機を実現することが可能となる。
【００３１】
請求項５に記載の発明は、上記請求項３または４に記載の発明において、初期充電モードでの低電位側スイッチング素子の間欠オン期間は、ブートストラップコンデンサの静電容量と充電抵抗の積で定まる充電時定数以下としたものであり、比較的簡単かつ低コストの回路構成で、ブートストラップコンデンサに対して高電位側駆動回路を動作させるのに必要な電圧を充電することができ、かつ第２の直流電源に必要な電流定格値を低く抑えることができる。
【００３２】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
（実施例１）
図１に示すように、第１の直流電源７０は、例えば１００Ｖ６０Ｈｚの商用の交流電源を全波整流し、この第１の直流電源７０と、電動機７３と、インバータ７４と、制御手段７５を有し、電動機７３は３相の電機子巻線７６、７７、７８と永久磁石７１、７２を有する回転子７９を備え、インバータ７４は第１の直流電源７０の出力に接続している。
【００３４】
制御手段７５は、３相に対応した３個の高電位側スイッチング素子８０、８１、８２のそれぞれの制御端子、すなわちゲートとエミッタ端子間に接続した高電位側駆動回路８６、８７、８８と、３個の低電位側スイッチング素子８３、８４、８５のそれぞれの制御端子に接続した低電位側駆動回路８９、９０、９１を有している。さらに、高電位側駆動回路８６、８７、８８の電源入力端子間には、それぞれ２２μＦのブートストラップコンデンサ９２、９３、９４と、ダイオード９５を接続している。
【００３５】
その上、１００Ωの抵抗値を持った充電抵抗１１０、１１１、１１２と、１５Ｖの第２の直流電源９６を有し、制御手段７５は、回転子７９の位置を常にホールＩＣ９７、９８、９９により構成した位置検知手段１００で検知することにより、回転子７９に同期して、高電位側駆動回路８６、８７、８８と低電位側駆動回路８９、９０、９１を動作させ、計６個のスイッチング素子をオンオフすることにより、電機子巻線７６、７７、７８に３相の交流を供給する駆動モードを有している。
【００３６】
ＣＭＯＳのロジックＩＣで構成したＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３は、マイクロコンピュータ１０４に接続されており、マイクロコンピュータ１０４には、位置検知手段１００からの信号が入力され、その組み合わせおよび回転方向によって、出力を行うと同時にＰＷＭ信号も出力する。
【００３７】
ＰＷＭ信号は、１５．５ｋＨｚでハイとローの論理を交互に出力すると共に、そのハイの期間の比率を加減するものとなっており、これはマイクロコンピュータ１０４内部にハードウエアで構成された、発振回路やカウンタやマグニチュードコンパレータ等の論理回路により、ＣＰＵからの値に応じて、自動的にＰＷＭ信号が出力される構成となっている。
【００３８】
ＰＷＭ信号は、ＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３に入力させて論理積が高電位側駆動回路８６、８７、８８に出力されるものとなっており、これによって駆動モードにおいて、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２を所定の導通比でオンオフするものとなっていて、等価的に第１の直流電源７０の出力電圧値を低減させた状態と、ほぼ同様の運転ができるものとなっている。
【００３９】
また、本装置は、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２をオフ状態に保ったままで、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５を同じタイミングで間欠的にオンオフし、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４を第２の直流電源９６からダイオード９５を通して充電する初期充電モードも有している。そして、制御手段７５は、起動時においては、駆動モードに入る前に初期充電モードで運転を行うものである。
【００４０】
本実施例では、制御手段７５は、初期充電モードから駆動モードへ移行する際に、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２と低電位側スイッチング素子８３、８４、８５を、１０ミリ秒間にわたり、一旦すべてオフさせる構成となっている。
【００４１】
また、本実施例においては、高電位側駆動回路８６、８７、８８により高電位側スイッチング素子８０、８１、８２を所定の導通比でオンオフさせ、制動トルクを発生させるブレーキモードも有している。
【００４２】
制御手段７５は、ブレーキモードにおいては、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５はオフに保ったまま、マイクロコンピュータ１０４のＰＷＭ信号のハイの期間の比率を加減することにより、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２を回転子７９の位置に同期した期間内について、８５％の導通比でオンオフするものとなっている。また、その他の期間はオフとするものとなっている。
【００４３】
加えて、制御手段７５は、駆動モードからブレーキモードへの移行の際にも、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２と、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５を、１０ミリ秒間にわたり、一旦すべてオフさせる構成となっている。
【００４４】
以上の構成において動作を説明する。図２は、本実施例において、ブートストラップコンデンサ９２が充電される等価回路を示している。ただし、３相分の回路は同様に構成されているので、他のブートストラップコンデンサ９３、９４についても同様の動作となる。
【００４５】
図２においては、１５Ｖの直流電圧を出力する第２の直流電源９６から、充電抵抗１１０、ダイオード９５を通して、ブートストラップコンデンサ９２に充電電流が供給され、低電位側スイッチング素子８３を通して、第２の直流電源９６に戻るという回路が構成される。
【００４６】
高電位側駆動回路８６は、ブートストラップコンデンサ９２から電源が供給され、低電位側スイッチング素子８３がオフの期間中は、ブートストラップコンデンサ９２の蓄積電荷が高電位側駆動回路８６に供給されて動作する。
【００４７】
図２に示す等価回路で、低電位側スイッチング素子８３がオンとなる期間は、初期充電モードにおいては、マイクロコンピュータ１０４から低電位側駆動回路８９にオン信号が出力され、低電位側スイッチング素子８３のＩＧＢＴ部分がオンした場合となるが、駆動モードおよびブレーキモードにおいては、上記以外にも高電位側スイッチング素子８０がオン状態からオフ状態に移った場合に、電機子巻線７６に流れていた電流が回路のインダクタンスにより、流れ続けようとする作用が発生し、低電位側スイッチング素子８３のダイオード部分を通して循環電流が生ずるという現象が見られ、この期間についても、図２のスイッチで示す低電位側スイッチング素子８３は、オンしている状態となり、したがってブートストラップコンデンサ９２は、充電されることになる。
【００４８】
なお、その他の条件として、高電位側スイッチング素子８０と低電位側スイッチング素子８３が共にオフの状態であっても、それ以外のスイッチング素子のオンオフ状態によっては、高電位側スイッチング素子８０のエミッタ電位が引き下げられて、ブートストラップコンデンサ９２が充電されることも起こるものであることを発明者らは確認しており、このような作用により、比較的簡単な構成でありながら、高電位側駆動回路８６、８７、８８に対して、必要な電源電圧を確保することが可能となり、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２をオンオフすることができる。
【００４９】
図３は、駆動モードにおいて、正の方向に力行運転を行う場合における、各部の電圧波形図を示している。
【００５０】
図３において、（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、位置検知手段１００を構成するホールＩＣ９７、９８、９９からの出力電圧波形を示したものである。なお、本実施例では、ホールＩＣ９７、９９については、対向する永久磁石の表面がＳ極である場合にはハイの出力を、Ｎ極である場合にはローを出力するように構成している。また、ホールＩＣ９８については、対向する永久磁石の表面がＮ極である場合にはハイの出力を、Ｓ極である場合にはローを出力するように構成している。（ｄ）〜（ｉ）は、マイクロコンピュータ１０４からの出力電圧波形Ｖ１〜Ｖ６を示している。
【００５１】
なお、本実施例においては、ホールＩＣ９７、９８、９９を用いた位置検知手段１００によって回転子７９に同期した制御をおこなっているが、特にホールＩＣによって磁気的に位置検知を行うものに限定するものではなく、例えば各電機子巻線に発生する誘導起電力を検出して、その出力にローパスフィルタを介して、その出力の零点を検知することにより、ホールＩＣを用いた位置検知手段と同様の位置検知を行うものを使用してもよい。
【００５２】
図３に見られるように、電気角で６０度回転する度に、ホールＩＣ９７、９８、９９からの出力論理の組み合わせは、１ビットずつ変化して、それがマイクロコンピュータ１０４へと入力されることにより、正の方向に駆動するという情報がマイクロコンピュータ１０４で処理された結果として、Ｖ１〜Ｖ６が出力されている。
【００５３】
同時に、マイクロコンピュータ１０４からは、ＰＷＭ信号も出力されているため、ＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３によって、ハイの期間に変調がかかった信号が高電位側駆動回路８６、８７、８８に出力される。
【００５４】
したがって、等価的に第１の直流電源７０の電圧値に、ＰＷＭ信号のハイの期間の比率を乗じた値が印加されたものとして電機子巻線７６、７７、７８に３相の電流が供給され、よって、永久磁石７１、７２との間のフレミングの左手の法則に従った作用、反作用の力が発生し、これにより、回転子７９にトルクを発生されるものとなり、回転の動力を機械的な負荷に供給することができる。
【００５５】
図４は、同様に駆動モードにおいて、逆の方向、すなわち図３とは反対の回転方向で動力を出力する力行運転を行う場合での、各部の電圧波形を示したものである。
【００５６】
この場合にも、マイクロコンピュータ１０４が逆の方向の駆動を行うという情報で、ホールＩＣ９７、９８、９９の信号を処理することにより、（ｄ）〜（ｉ）に示す出力波形が得られる。
【００５７】
なお、本実施例において、マイクロコンピュータ１０４は、位置検知手段１００からの信号が変化すると同時に、Ｖ１〜Ｖ６を切り換えているという簡単な制御方法により、ほぼ直流電動機に近い特性を実現しているものであるが、必要とあらば進角制御を行い、位置検知手段１００からの信号に対して所定の電気角に相当する期間だけ進相となるようなタイミングで、Ｖ１〜Ｖ６を出力するような構成としてもよい。
【００５８】
その場合には、進相する電気角により、電動機７３の負荷角にほぼ等しい電気角の電圧波形の３相電圧が各電機子巻線に供給されることから、永久磁石による磁束と電機子電流との位相角がほぼ９０度となり、電機子電流が有効にトルクとなる。
【００５９】
これによれば、必要なトルクを得るために流れる電機子電流が低減でき、各スイッチング素子の電流定格を低減できるほか、電動機７３の効率も向上することが可能となり、また電動機７３内部の磁気回路に通る磁束の値についても、抑えることができるので、小形、軽量の設計も可能となる。
【００６０】
図５は、本実施例の初期充電モードの前後における、本実施例の各部波形を示したもので、図５においては（ａ）〜（ｃ）は、それぞれＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３からの出力を示しており、（ｄ）〜（ｆ）は、マイクロコンピュータ１０４の出力Ｖ４〜Ｖ６を示している。
【００６１】
本実施例においては、まず６個のスイッチング素子がすべてオフとなる「オールオフ」期間を設け、その後初期充電モードの動作を行わせている。
【００６２】
初期充電モードにおいては、低電位側駆動回路８９、９０、９１に対して、１ミリ秒間オン、１ミリ秒間オフというパルスをマイクロコンピュータ１０４のスキャンタイマを使用し、プログラムを工夫することにより、ソフトウエアによって作り出して出力している。
【００６３】
ハードウエアによるＰＷＭ信号に比較して、ソフトウエアによるパルス出力は、自由度が制限されるものとなるが、１ミリ秒単位でデューティレシオ（導通比）が５０％のような制御であれば、比較的容易に実現することができる。本実施例では、初期充電モードは９パルスの期間出力し、９パルスのハイ期間の間に８回各１ミリ秒のロー期間が存在するため、合計で約１７ミリ秒としている。
【００６４】
一般に、抵抗を通してコンデンサを充電する場合、コンデンサの静電容量と抵抗器の抵抗値の積で定まる時定数よりも長い時間かけて充電することにより、接続されている直流電源の電圧にほぼ近い電圧値まで充電が行われるものとなるが、本実施例のように、低電位側スイッチング素子のオンオフがなされ、間欠的に充電が行われる場合には、正味の充電される時間がデューティ、すなわち低電位側スイッチング素子の導通比を乗じた時間値となることから、直流電源の電圧とほぼ近い電圧値まで充電するためには、ほぼ上記の時定数を上記の導通比で除しただけの時間が作用するものである。
【００６５】
よって、上記の時定数を導通比で除した時間だけ初期充電モードを設けたならば、ブートストラップコンデンサの初期電荷が零の場合、ほぼ第２の直流電源９６の電圧に（１−１／ｅ）を乗じた電圧まで充電されることになる。なお、ここでｅは自然対数の底であり、２．７１８…となるので、６３％まで充電がなされることになる。
【００６６】
本実施例においては、充電抵抗１１０、１１１、１１２の抵抗値１００Ωとブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の静電容量の積で決まる時定数２．２ミリ秒に対して、時定数を前記の導通比で除した値は４．４ミリ秒となるが、初期充電モードの期間を１７ミリ秒設けている。
【００６７】
これは、４．４ミリ秒に対して３．８倍の時間に相当することから、ブートストラップコンデンサの初期電荷が零の場合であっても第２の直流電源９６の電圧に対して、約９８％に相当する電圧まで充電が行われるものとなっており、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４充電が、ほぼ第２の直流電源９６の電圧に等しい値となるまで進行させることができるという効果を上げている。
【００６８】
また、本実施例においては、初期充電モードにおいて、低電位側スイッチング素子の間欠オン期間、すなわちスキャンタイマの時限を１ミリ秒という値としており、これは充電抵抗１１０、１１１、１１２の抵抗値１００Ωと、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の静電容量２２μＦとの積によって定まる時定数である２．２粍秒に対して小さい値としている。
【００６９】
これは、本願請求項７で示している条件としているもので、上記の範囲に定数を選定することによって、本実施例では、特にブートストラップコンデンサ９２の充電に際して、第２の直流電源の負担が小さくてすむものとなり、すなわち初期充電モードにおいて低電位側スイッチング素子に対して間欠的なオンオフを行わず、例えば上記の時定数よりも長い１０ミリ秒間程度の所定の期間にわたり、定常的なオン期間を設けて、ブートストラップコンデンサが充電抵抗から充電される場合と比較して、第２の直流電源の負担が著しく低減することが可能となるという効果を得ている。
【００７０】
ちなみに、本実施例では、１ミリ秒としている間欠のオン期間長を、本願の請求項７に反して上記時定数２．２ミリ秒よりも長い期間、例えば５ミリ秒とした場合にあっては、たとえ間欠オンオフとするも、充電はほぼ１回目の低電位側スイッチング素子のオン期間中に完了してしまい、その期間中に第２の直流電源に多大な負担がかかることから、間欠オンオフとする意味がなくなってしまうものである。
【００７１】
なお、本実施例では、３相に対応して３個の充電抵抗１１０、１１１、１１２を設けているが、必ずしも３個設ける必要はなく、例えば第２の直流電源９６と直列になるように１個のみ設け、そこからダイオード９５を接続するようにしてもよく、その場合にも３相に対応する３個のブートストラップコンデンサのトータルの静電容量と充電抵抗値の積によって定まる時定数に対して、上記のような関係が成り立つように時間を定めることにより、各ブートストラップコンデンサは、十分な充電がなされる。
【００７２】
図５では、初期充電モードの後、さらにすべてのスイッチング素子をオフとするオールオフの期間を１０ミリ秒間設け、その後、正の方向の駆動を行う駆動モードに入る状態で動作させている。
【００７３】
したがって、初期充電モードで十分にブートストラップコンデンサ９２、９３、９４が充電され、その後のオールオフ期間で一旦すべてのスイッチング素子をオフ状態とさせることにより、上下に接続された高電位側スイッチング素子８０、８１、８２と低電位側スイッチング素子８３、８４、８５の同時オンによる短絡電流の発生を防止している。
【００７４】
すなわち、本実施例で使用しているＩＧＢＴに限らず、一般にスイッチング素子には、ゲート信号（ベース信号）に対するスイッチング動作の遅れ時間が存在し、しかも普通のバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどの場合には、オンからオフに移る時間が、オフからオンに移る時間に対して長くなるという特性を有していることから、上下に接続された２個のスイッチング素子の内、例えば低電位側スイッチング素子にオフの信号を出力し、同時に高電位側スイッチング素子にオンの信号を出力した場合などには、一時的に両スイッチング素子が共にオン状態となり、電源を短絡して大きな電流が流れるという現象が発生し、ひどい場合には、スイッチング素子を破壊させることもあるが、本実施例では、６個のスイッチング素子に対して１０ミリ秒間オフの信号を与えていることから、このような短絡電流が流れることはなく、したがって信頼性の高い電動機の制御装置を実現することができる。
【００７５】
なお、このオールオフ期間には、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４は、高電位側駆動回路８６、８７、８８によって電源電流が消費されるため、電圧が低下する傾向があるが、本実施例では、このオールオフ期間の長さを１０ミリ秒としたことにより、２２μＦの電解コンデンサで各ブートストラップコンデンサを構成しながらも、０．５ｍＡを高電位側駆動回路に供給した状態で、０．２３Ｖの低下に抑えており、したがって、駆動モードの初期に十分な電源を供給することができる。
【００７６】
図６は、正の方向に回転している状態でのブレーキモードにおける動作波形を示したもので、（ａ）〜（ｃ）はホールＩＣ９７、９８、９９の出力電圧、（ｄ）〜（ｆ）は、それぞれＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３の出力、（ｇ）〜（ｉ）は、マイクロコンピュータ１０４の出力Ｖ４〜Ｖ６の電圧波形を示している。
【００７７】
図６に見られるように、この動作モードにおいては、Ｖ４〜Ｖ６はすべてローであり、よって低電位側スイッチング素子８３、８４、８５はすべてオフとなる。また、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２については、ホールＩＣからの信号との論理構成においては、ちょうど図４に示した逆の方向に駆動する駆動モードと同等の期間に導通期間を設けると共に、ＰＷＭを８５％となっている。
【００７８】
これにより、回転子７９の回転によって発生する電機子巻線７６、７７、７８の誘導起電力は、ちょうど高電位側スイッチング素子８０、８１、８２によって構成される１石形の昇圧コンバータと同様に動作し、各電機子巻線７６、７７、７８には、逆の方向へのトルクが発生するように電流が流れる。
【００７９】
よって、負荷からの機械パワーならびに回転子７９自身の回転の運動エネルギーは、電気エネルギーに変換されて、電機子巻線７６、７７、７８に流れ、この回路が持つ電気抵抗などによって消費されることによる制動動作が行われる。
【００８０】
ただし、回転子７９の慣性が大きい場合や、機械パワーが大きい場合などには、第１の直流電源７０に対して、逆に充電される方向の電流が発生することもあるので、必要とあらば、第１の直流電源７０と並列に、抵抗器などの回生電流吸収回路などを設けて、第１の直流電源７０に過電圧が印加されるのを防止する構成としてもよい。
【００８１】
しかし、抵抗器などを常時第１の直流電源７０に並列接続していては、ブレーキモード以外の場合にも、電力の消費がおこることから、例えば第１の直流電源７０の電圧を検知し、その電圧値が第１の所定値以上に上昇した場合に、回生電流が発生したものと判断して、抵抗器を接続し、放電により検知電圧が、第１の所定値よりも低い第２の所定値にまで低下した場合に、抵抗器を開放するように制御を行う方法も可能となる。
【００８２】
また、ブレーキモードにおいて、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５についても、逆の方向の駆動モードと同様のオンオフを行わせてもよく、例えば正の方向に回転している状態において、ブレーキをかけると、図４に示しているような逆回転の指令で駆動しているのと同様の状態となる。
【００８３】
この場合には、前述のブレーキモードと比較して、特に低速の回転速度においても、大きな制動トルクが得られるという利点が生ずるが、その代わりに特に低速で高トルクの制動を行おうとした場合には、第１の直流電源７０からの電力供給が必要となる場合が存在し、電力の消費が大となるという欠点を有するものとなる。
【００８４】
また、本実施例では、電動機７３の構成を永久磁石を有し、インバータ７４によって駆動する一般に直流ブラシレスモータと呼ばれる組み合わせとすることにより、初期充電モードおよびブレーキモードでブレーキトルクが有効に動作することができるが、電動機の構成をこれに限定したものではなく、本発明のすべて請求項において、他の構成の電動機、例えば誘導電動機、スイッチドリラクタンス電動機、シンクロナスリラクタンス電動機、ヒステリシス電動機などであってもよく、それらの種類の電動機を使用したものにあっても、初期充電モードでブートストラップコンデンサに電圧が充電されるという動作は同様に行われるものである。
【００８５】
（実施例２）
図７に示すように、水受け槽１２３は、ポリプロピレン樹脂で構成し、多数の小穴を有する洗濯兼脱水槽（脱水槽）１２４を回転自在に設け、サスペンション１２２により吊り下げている。洗濯兼脱水槽１２４の内底部にパルセータ１２５を回転自在に設けている。給水弁１２０は洗濯兼脱水槽１２４内に給水し、排水弁１２１は洗濯兼脱水槽１２４内の水を排水するものである。
【００８６】
メカケース１２６は、洗濯兼脱水槽１２４およびパルセータ１２５に回転の動力を伝達するもので、メカケース１２６の下部に電動機の制御装置１２７を備えている。電動機の制御装置１２７は、図１に示した構成のものを使用しており、電動機７３、インバータ７４、制御手段７５、第１の直流電源７０によって構成しており、本実施例では第１の直流電源７０は、１００Ｖ、５０または６０Ｈｚの商用交流電源１２８と、整流平滑回路１２９によって構成しているものを使用している。
【００８７】
このように交流電源を平滑して直流として使用することにより、日本国内の様に地域によって電源の周波数が異なるような場合にあっても、同一の構成で両方の電源の周波数において、同等の性能が確保できる電気洗濯機を構成することが可能となるというサイクルフリーという効果もある。
【００８８】
本実施例においては、整流平滑回路１２９は、４本のダイオードをブリッジ状に組み合わせた全波整流回路と、その出力に接続したチョークコイルおよび電解式のコンデンサにより実現した１０００μＦの静電容量をもつ平滑コンデンサによって構成しているが、特にこのような構成に限定されるものではなく、例えば２個の平滑コンデンサを直列に接続し、交流電源１２８の極性の正と負の期間にその片方ずつを充電する方式の倍電圧（倍圧）整流回路などを使用しても良い。
【００８９】
整流平滑回路を倍電圧方式とした場合には、各スイッチング素子に流れる電流値が約１／２となることから、各スイッチング素子での電力損失を低減することが可能となる。一方、倍電圧の整流平滑方式を取る場合、電動機は、各電機子巻線の巻き数をほぼ２倍とする必要があり、銅量をほぼ一定とした場合には、使用するエナメル線の断面積が５０％程度となる径のものを使用することになる。
【００９０】
インバータ７４、高電位側駆動回路８６、８７、８８、低電位側駆動回路８９、９０、９１は、本実施例においては、トランスファーモールドパッケージ（ＤＩＰ）と呼ばれる１つの部品にまとめられたＩＰＭ（インテグレーテッドパワーモジュール）を用いて構成し、これに放熱用のアルミ板で構成したヒートシンクをビス止めしている。
【００９１】
このＩＰＭは、過電流保護機能を内蔵しているため、例えば洗濯物などが洗濯中にパルセータ１２５と洗濯兼脱水槽１２４の間に挟まったりした場合などにも、過電流を検知して速やかに停止することにより、各スイッチング素子の破壊や、電動機７３の焼損などを防止することができる。
【００９２】
ただし、特にこのような部品で構成することにこだわるものではなく、例えばＩＧＢＴが６個入ったパワーモジュールを使用してもよく、またディスクリートのＩＧＢＴ素子を６個用いて構成したものとしてもよく、またＩＧＢＴ以外のパワーデバイス、例えばパワーＭＯＳ形ＦＥＴ、ＮＰＮ形のバイポーラ式トランジスタなどを用いたものであってもよい。
【００９３】
本実施例では、ＩＧＢＴを内蔵したＩＰＭを用いていることから、ゲートの駆動に必要な電力が小であり、よってブートストラップコンデンサの静電容量が小であっても、十分なスイッチング素子駆動が可能となる。
【００９４】
また、本実施例においては、図１に示したマイクロコンピュータ１０４に、８ビット並列処理ができるものを使用し、かつ内部のＲＯＭ（リードオンリーメモリ）には、全自動の電気洗濯機として動作するのに必要な洗濯、脱水等のシーケンスについても、すべてプログラムされているもので構成している。
【００９５】
なお、本実施例においては、インバータ７４、制御手段７５、整流平滑回路１２９は、いずれもプリント基板に組み上げられた後、電気洗濯機として使用される多湿の環境に対応できるよう、ポッティング樹脂で防湿構成を取っている構成としている。
【００９６】
メカケース１２６は、内部に遊星ギアを持ち、パルセータ１２５を回転駆動する際には、太陽歯車を電動機７３の軸によって駆動し、遊星ギアの回転をパルセータ１２５に伝達する構成により、１／６の減速を機構的に行い、脱水時においてはメカケース１２６が機構的に短絡した状態に切り替わる機構を有していることから、洗濯兼脱水槽１２４が直接、すなわち機構的な減速なしに電動機７３の出力軸に接続されるものとなっている。
【００９７】
上記構成において動作を説明すると、洗濯兼脱水槽１２４内に洗濯したい衣類等と洗剤を使用者が投入した状態で起動すると、給水弁１２０が開放され、水道水がタンク１２３に流入され、洗濯兼脱水槽１２４内の水位が上昇する。本実施例においては、この状態で洗濯兼脱水槽１２４の駆動が行われる。
【００９８】
すると、衣類は洗濯兼脱水槽１２４の内側に遠心力によって張り付いた状態となり、タンク１２３内の水は、トルネード（竜巻）状態となって、中心部の水位が低下し、同時にタンク１２３外側の水位が上昇し、タンク１２３の上部から再び洗濯兼脱水槽１２４内に落ちるという循環経路で布と、洗濯兼脱水槽１２４周囲の穴を通過して流れる水流が発生するという現象が起こるようになる。
【００９９】
ここで、布を通過する洗浄液は、特に遠心力により洗濯兼脱水槽１２４の外側に向いた力が強力に作用することから、通過洗浄の効果が非常に大きく、またその効果は洗濯兼脱水槽１２４の回転速度が大きいほど大となり、また洗濯兼脱水槽１２４周囲の穴の数（開口率）が大きいとやはり大となることを、発明者らは実験により確認している。
【０１００】
この状態においては、規定の水量に達する前であることから、洗剤量に比して水量が少なく、濃い洗浄液が布を通過する状態が実現され、洗剤の溶解が急速に進むと同時に、既に洗浄動作が開始されるものとなり、よって良好な洗浄が可能となる。
【０１０１】
本実施例においては、トルネード状態での洗浄を２５秒間行った後、メカケース１２６は、電動機７３を１／６に機械的に減速してパルセータ１２５に伝達する状態となり、静止した洗濯兼脱水槽１２４の中でパルセータ１２５の回転による洗濯動作が行われる。
【０１０２】
洗いが終了すると、排水弁１２１が開かれ、汚れた洗浄液が排水され、その後洗濯兼脱水槽１２４がメカケース１２６を経て電動機の制御装置１２７の作用で駆動されることから、さらに洗浄液を脱水する。その後、すすぎが行われるが、このときにも上記の洗いの行程と同様の動作により、パルセータ１２５および洗濯兼脱水槽１２４がメカケース１２６をへて電動機７３から回転駆動される。
【０１０３】
本実施例においては、特に遊星ギアという機械的な減速機構を有するメカケース１２６を使用し、パルセータ１２５を回転させる場合には、電動機７３の出力軸を１／６に減速してパルセータ１２５を駆動する構成としていることから、パルセータ１２５により撹拌する際には、電動機７３から供給されるトルクの６倍ものトルクが、水と布に作用させることができる。
【０１０４】
したがって、特にパルセータ１２５による洗浄が強力に行われ、そのため例えば布量に対して水量が小というような低浴比の洗浄を行っても、布に大きなひねり力が作用し、十分な洗浄性能が得られる。
【０１０５】
また、本実施例では、電動機７３をメカケース１２６の下部に直接取り付ける構成をとっていることから、例えばベルトを介して動力を伝達する構成のものに比べるとベルトのスリップなどによる機械パワーの損失がなく、またベルトに大きなテンション（張力）がかかることにより、例えばベルト切れなどの故障が発生することもなくすることができることから、信頼性の高い電気洗濯機を実現することが可能となる。
【０１０６】
ただし、必ずしもこのような構成とすることが必要というものではなく、ベルトを介して動力の伝達を行う構成としてもよく、また機構減速機能を有するメカケース１２６についても必ず使用しなければならないというものではなく、例えばパルセータを駆動する場合も洗濯兼脱水槽１２４を駆動する場合にも、機構的な減速なしに、直接電動機の出力軸から動力を伝える方法をとってもよい。
【０１０７】
最後の脱水の行程では、洗濯兼脱水槽１２４が回転され、遠心脱水動作が行われる。以上のような動作により、洗濯、脱水が行われるものである。
【０１０８】
図８は、本実施例の電動機７３の構成を示したものである。図８では、固定子１３０と回転子１３１によって構成されており、固定子１３０は珪素鋼板を積層して構成した鉄心１３２のティース（歯）部分に巻線１３３ａ〜ｌを設けて構成しており、さらにホールＩＣ９７、９８、９９を設けている。
【０１０９】
本実施例では、ホールＩＣ９７、９８、９９は、いずれも対向する永久磁石の表面がＳ極である場合にはハイの出力を、Ｎ極である場合にはローを出力するように構成している。
【０１１０】
回転子１３１は、磁路の一部であるバックヨークとして動作する鉄板をプレスして形成したカップ状の鉄心１３５と鉄心１３５の表面に接着したパラレル配向のフェライト磁石を使用した永久磁石１３４ａ〜ｈ、出力軸１３６を有している。
【０１１１】
本実施例においては、永久磁石１３４ａ、１３４ｃ、１３４ｅ、１３４ｇについては、外側にＮ極がくるように着磁がなされており、永久磁石１３４ｂ、１３４ｄ、１３４ｆ、１３４ｈについては、外側にＳ極がくるように着磁がなされている。
【０１１２】
なお、必要であれば、遠心力により永久磁石１３４ａ〜ｈが飛び散ることを防ぐために、例えば熱収縮性のある樹脂チューブなどを回転子７９に付加してもよく、また非磁性ステンレスの管を最外部に設け、堅牢な構成を実現したものであってもよい。
【０１１３】
また、本実施例においては、固定子１３０を外側に、回転子１３１を内側に配したインナーロータ構成としているが、特にこのような構成にこだわるものではなく、反対に回転子を固定子の外側に設けたアウターロータ構成としてもよい。
【０１１４】
また、本実施例においては、固定子１３０と回転子１３１とのギャップは均一になるように、各永久磁石の表面と裏面はは同心円筒の一部となる形状としているが、これを磁極の端部でギャップが大となるように各永久磁石の形状を変え、コギングを小とすると、運転中の騒音が低減できるものとなり、電気洗濯機として例えば早朝や深夜などにも洗濯ができるという高品位なものが得られる。
【０１１５】
図９は、巻線１３３ａ〜ｌの結線を示したものであり、図９に示すように、４つずつの巻線を直列に接続することにより、電機子巻線７６、７７、７８が構成されている。図９において、各巻線の黒丸印は極性を示すものであり、各巻線の黒丸印がついている方から電流を流した場合に、各ティースの内側（回転子側）の面にＮ極が発生するように巻いて設けられている。
【０１１６】
以上のようにして、本実施例の電動機７３は、８極１２スロットの構成としているが、特にこの構成に限定されるものではなく、他の極数、スロット数であってもよい。
【０１１７】
図１０は、本実施例の電気洗濯機でパルセータ１２５を回転させる状態における動作を時間を横軸として示したものである。このモードにおいては、洗浄性能をあげるために、電動機の制御装置１２７は、右回転と左回転をそれぞれ２秒間行い、これを交互に繰り返すという動作を行い、かつその間には０．６秒間の休止時間を設けている。
【０１１８】
本実施例においては、上記休止時間中に、ブレーキモードと初期充電モードを設けていて、それらの時間は、ブレーキモードについては、直前の駆動モードの終了後、１００ミリ秒後から３００ミリ秒間設けており、この間に布と水が持つ慣性に蓄えられた運動エネルギーを吸収させている。
【０１１９】
なお、駆動モードからブレーキモードに移る間には、１００ミリ秒間のオールオフ期間を設けており、この期間においては、スイッチング素子は６個とも一旦オフの状態としているため、上下のスイッチング素子、すなわち同じ相の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の同時導通により第１の直流電源７０が短絡されて大電流が通ずることを防ぐことができ、これによるスイッチング素子の破壊などの故障を防ぐことによって装置の信頼性を確保することができる。
【０１２０】
ただし、これらのオールオフ期間は、特に１００ミリ秒という値にこだわるものではなく、上下のスイッチング素子の同時導通が起こらない範囲で、例えば１０マイクロ秒などという値としてもよい。
【０１２１】
本実施例においては、このブレーキモードでは、基本的に図６に示したように、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２を位置検知手段１００からの信号に従ってＰＷＭ信号との論理積でオンオフさせる方法を取っているが、特に当ブレーキモード期間３００ミリ秒の初期においては、マイクロコンピュータ１０４内にハードウエアで備えているＰＷＭ信号発生の機能を活用することにより、オン期間の比率を１０％から徐々に増加させる方法を取ることにより、ブレーキトルクの大きさが急に大きくなるという状態を避けているので、ブレーキモードの開始と同時にメカケース１２６内の遊星ギアのバックラッシュによる騒音を低減することが可能となる。
【０１２２】
ただし、特にそのようにすることがどうしても必要というものではなく、オン期間の比率（導通比）を例えば８５％というような一定の値としてもよい。
【０１２３】
ブレーキモードの最初から、一定のデューティ値で、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２のオンオフを行ったとしても、過渡的に極端な大電流が流れることによる永久磁石の減磁や、スイッチング素子の破壊などは発生することがないことは発明者らの実験により確認できた。
【０１２４】
本実施例では、３００ミリ秒間のブレーキモードの後、再びオールオフ期間を約８０ミリ秒間のオールオフ期間を設け、その後に、図５に示したような初期充電モードを１７ミリ秒間設けている。
【０１２５】
したがって、ブレーキモードから初期充電モードへ移行する際についても、上下のスイッチング素子、すなわち同じ相の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の同時導通により第１の直流電源７０が短絡されて大電流が通ずることを防ぐことができ、これによるスイッチング素子の破壊などの故障を防ぐことによって装置の信頼性を確保することができる。
【０１２６】
初期充電モードの終了から１０ミリ秒間は、図５と同様に、再びオールオフ期間を設け、上下のスイッチング素子、すなわち同じ相の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の同時導通により第１の直流電源７０が短絡されて大電流が通ずることを防いでいるが、この期間の長さについても、特に１０ミリ秒という値にこだわるものではなく、上下のスイッチング素子の同時導通が起こらない範囲で、例えば１０マイクロ秒などという値としてもよく、また６個のスイッチング素子をすべてオフとする代わりに、次の駆動モードの最初の状態において、オンする必要のあるスイッチング素子を継続してオンさせておく方法もあり、その場合にあっても上下のスイッチング素子が同時にオンされなければ、短絡電流によるトラブルを避けることが可能となる。
【０１２７】
図１０に示すような、左右の回転が繰り返して１０分間行われることにより、パルセータ１２５と布との摩擦、あるいは布同士の摩擦が強力になされて、良好な洗浄が可能となる。なお、最初の駆動モードの前にも初期充電モードを設け、その後１０ミリ秒間のオールオフ期間を設け、この期間には６個のスイッチング素子をすべて一旦オフ状態としている。
【０１２８】
また、脱水時においても、洗浄と同様に起動時には直前に初期充電モードを設け、その後１０ミリ秒間のオールオフ期間を設け、この期間には６個のスイッチング素子をすべて一旦オフ状態としている。
【０１２９】
脱水の起動時においては、特に洗濯兼脱水槽１２４に水を含んだ布が入っていることから、慣性モーメントが約０．８ｋｇ平方メートルという大きな値となっているので、制御手段７５のマイクロコンピュータ１０４は、ＰＷＭ信号のハイの期間の比率、すなわち高電位側スイッチング素子８０、８１、８２の導通比を徐々に増加させていくことにより、各スイッチング素子への過電流を防止し、また電動機７３を構成する永久磁石の減磁を防止しながら速度を上げる。
【０１３０】
この場合、負荷の慣性モーメント後は、布の量や質などによって変化するので、必要とあらば、電動機７３の電機子巻線７６、７７、７８の例えば１つの電流を検知する電流検知手段を設けて、この電流値がほぼ一定となるように、ＰＷＭ信号のデューティ値をフィードバック制御するようにしてもよい。
【０１３１】
そのようなフィードバック制御を行った場合には、装置の入力パワーの上限も制限される効果が発生し、よって整流平滑回路１２９の構成要素の例えばチョークコイル、平滑コンデンサ、整流ダイオードブリッジ回路などの電流定格、および放熱構成についても削減できる方向となり、低コストの装置の実現が可能となり、また商用電源系統への負担も軽減できる。
【０１３２】
脱水動作の起動時においては、上記のように速度の立ち上がりが緩やかになることから、電気角６０度に相当する機械角１５度の期間（本実施例では８極としている）、１相の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子が共にオフの状態が継続するが、ＰＷＭ信号のデューティレシオが約３０％以下という値をとっていることから、電機子巻線７６、７７、７８からの回り込みで、当該相のブートストラップコンデンサへの充電電流は十分に供給され、次回の高電位側スイッチング素子のオン動作が確実になされることは、発明者らの実験により確認されている。
【０１３３】
また、脱水が終了した場合にも、駆動モードの終了から、やはり１００ミリ秒のオールオフ期間の後に、ブレーキモードを実施し、布を含む洗濯兼脱水槽１２４の回転運動エネルギーを吸収することができる。
【０１３４】
ただし、機械的なブレーキを使用してもよく、例えば排水弁１２１と連動して排水弁１２１が閉じている状態において、洗濯兼脱水槽１２４の回転が抑えられるようなベルト式の機械的ブレーキをメカケース１２６の内部に設けていてもよい。
【０１３５】
ブレーキモードにおいて、吸収する機械エネルギーが大きい場合には、第１の直流電源７０に電気エネルギーが逆流する現象が発生することがあり、必要に応じて、回生電力を吸収するための抵抗器などを、第１の直流電源７０に並列接続することもできるが、これは実施例１で述べた通りである。
【０１３６】
なお、ブートストラップコンデンサの充電は、低電位側スイッチング素子のオン期間には行われるが、ＰＷＭ信号のデューティを１００％とする場合には、低速の場合には、電圧の確保が困難となる。
【０１３７】
しかしながら、本実施例では、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の静電容量を２２μＦ、充電抵抗１１０、１１１、１１２の抵抗値を１００Ωとしていることから、１９０ｒｐｍ以上であれば、ＰＷＭ信号のデューティ値１００％でも問題なく電圧確保がなされる。
【０１３８】
なお、本実施例においては、位置検知手段１００からの信号によって検知できる回転の速度が、１９０ｒｐｍ以下の場合においては、ＰＷＭ信号のデューティ値が最大でも８５％に制限されるようにしている。
【０１３９】
これにより、低速域においては、高電位側スイッチング素子のオフ期間中に、低電位側スイッチング素子内のダイオード部分が導通状態となり、図２に示したような充電回路が形成されることにより、十分なブートストラップコンデンサの電圧確保が可能となる。
【０１４０】
なお、低速の状態では、電機子巻線７６、７７、７８に発生する誘導起電力の値が小さくなっていることから、ＰＷＭ信号のデューティ値を大きくした場合には、各スイッチング素子ならびに電機子巻線の電流が過大となり、スイッチング素子の破壊故障や回転子７９を構成する永久磁石の減磁という不良が発生することになることから、これらが起こらない範囲で、上記デューティ値の最大値の制限条件よりもさらにデューティ値を低く制限する必要がある場合には、自動的にブートストラップコンデンサの電圧の確保は実現されるものとなる。
【０１４１】
本実施例では、回転子７９に永久磁石を持つ電動機７３を使用し、これをインバータ７４から駆動する方式としていることから、コンデンサランの誘導電動機を使用する場合に比べて、起動トルクが大きくとることができ、パルセータ１２５による強力な洗濯動作が可能となる他、約６０ｋｇｃｍという高トルクが必要となるトルネードによる洗浄も実現することができる。
【０１４２】
なお、本実施例では、メカケース１２６の下部に同軸で電動機７３が接続されていることから、ベルトを用いて動力を伝達する方式と比較して、プーリとベルトのスリップによる機械パワーの損失がなく、また電動機７３の重量が、水受け槽１２３の中心に来ることから、水受け槽１２３をサスペンション１２２で吊設する場合の重量バランスが良好となり、またボールベアリングなどの構成要素についても、メカケース１２６内の軸受け機構により共用することが可能となり、よって装置を軽量に実現することができる。
【０１４３】
また、本実施例では電動機の制御装置１２７の無負荷速度を１３５０ｒｐｍとしている。
【０１４４】
図１１は、本実施例のブレーキモードにおけるブレーキトルクを速度との関係で示したグラフであり、特にデューティレシオ、すなわち高電位側スイッチング素子の導通比が５０％よりも小である範囲においては、ブレーキとして働く負のトルク（ブレーキトルク）の値は、極めて小さい値となってしまい、ブレーキとしての効果がほとんどないことがわかる。
【０１４５】
したがって、本実施例の電動機の制御装置およびそれを使用した電気洗濯機では、上記導通比率を８５％とすることにより、十分なブレーキトルクが得られる。
【０１４６】
また、ブレーキモードにおいて、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２の導通比を１００％としてしまうと、回転子７９の速度が低い条件においては、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の充電がなされる期間が少なくとも電気角１２０度の間、完全になくなることから、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２のオンができないことも起こり得るが、本実施例の様に導通比を８５％とした場合には、残りの期間に相当する約１５％の期間（ＰＷＭの周波数１５．５ｋＨｚでは、一回当たり約９．６マイクロ秒間）の充電期間が発生することから、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４に充電がなされ、高電位側スイッチング素子８０、８１、８２を確実にオンオフさせることが可能となる。
【０１４７】
本実施例では、マイクロコンピュータ１０４内にハードウエアで、自動的にＰＷＭ信号が発生する構成を用いていることから、このような高電位側スイッチング素子８０、８１、８２の導通比を細かく変化させることも可能となり、よってブレーキトルクの調整や、ブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の電圧確保が実現できるものとなっている。
【０１４８】
図１０において、駆動モードの後、オールオフ期間後に、ブレーキモードが３００ミリ秒間続くが、それでもパルセータ１２５およびその負荷である水や布により慣性が大きい条件においては、回転がある程度残った状態となるが、後述の初期充電モードにおけるブレーキ効果により、再度ブレーキがかかるものとなる。
【０１４９】
図１２は、初期充電モードにおけるブレーキトルクを示したものであり、実線は、本実施例の初期充電モードで使用している１ミリ秒間オン、１ミリ秒間オフの動作を繰り返した場合におけるブレーキトルクを示したものである。
【０１５０】
初期充電モードにおいても、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５のオンオフを間欠的に行うことにより、ブレーキモードで残った運動エネルギーをさらに吸収するという効果もあり、それによって、次の駆動モードで反対の回転方向で、回転が開始させる際の機構的なショックを軽減し、同時に電流値を抑えるという効果も得ているものとなっている。
【０１５１】
参考として、図１２の破線は、３相短絡した状態におけるブレーキトルクを示したものであり、これは例えば低電位側スイッチング素子８３、８４、８５を共にオンした場合におけるブレーキトルクを速度との関係で示したものであって、その場合低速域のブレーキトルクは大きくなるが、約２００ｒｐｍでピークとなり、３５０ｒｐｍ以上では、本実施例と比較してブレーキトルクが小となる傾向が見られ、一般に初期充電モードにおける低電位側スイッチング素子の導通比が大きくなる条件ほど、破線の特性に近くなるものとなる。
【０１５２】
本実施例では、初期充電モードにおいて、低電位側スイッチング素子８３、８４、８５の導通比を５０％としたことにより、１５ボルトの直流電圧を持つ第２の直流電源９６からブートストラップコンデンサ９２、９３、９４を充電する際に、特に初期電荷零の条件で過渡的に大電流が流れて、第２の直流電源９６の負担が大きくなるのを防ぐことが可能となり、第２の直流電源９６の出力電流の定格を低減して、低コストで十分な信頼性を持った装置の実現を可能としている。
【０１５３】
ただし、初期充電モードにおける低電位側スイッチング素子８３、８４、８５の導通比については、５０％に限定するものではなく、間欠的にオンオフするものであれば、他の導通比としてもよい。
【０１５４】
その場合、５０％よりも大とすると、ブレーキトルクが特に低速域において大となり、しっかりと停止させることが可能となるが、一方、第２の直流電源９６からの充電電流は大となり、第２の直流電源９６の負担は大きくなり、初期充電モードの期間は短縮することができる。
【０１５５】
また、５０％よりも小とした場合は、ブレーキトルクのピークは高速域に移り、特に低速でのブレーキトルクは小となるものとなり、第２の直流電源９６からの充電電流については小となり、第２の直流電源９６の負担は小となり、初期充電モードの期間は長く必要となる。したがって、低電位側スイッチング素子の導通比については、必要なブレーキトルク、第２の直流電源からの電流定格、および初期充電モードの時間などの要素から決定するものとなる。
【０１５６】
本実施例では、初期充電モードにおける導通比は、５０％の一定値としているが、可能で有ればこれを変化させ、例えば最初は２０％程度とし、最終は１００％などとしても良く、その場合には、初期充電モードの最初においては、低いブートストラップコンデンサの電圧条件に対しても、充電電流がさらに抑えられ、第２の直流電源９６の負担を非常に軽くすることができ、かつブレーキトルクも小ではあるが作用するため、ギア等のバックラッシュによる騒音なども低減することができ、その後導通比を増加させることにより、ブレーキ効果を上げると共に、ブートストラップコンデンサの充電を進めることができるものとなり、トータルの初期充電モードの期間内での十分な充電が可能となる。
【０１５７】
このように、本実施例では、充電抵抗１１０、１１１、１１２とブートストラップコンデンサ９２、９３、９４の時定数を２．２ミリ秒という値とし、初期充電モードにおける低電位側スイッチング素子の導通比を５０％としており、時定数を導通比で除した値が４．４ミリ秒となる条件であり、初期充電モードの期間を、時定数を導通比で除した値と等しくした場合には、ブートストラップコンデンサの初期電荷が零という条件において、充電後の電圧は第２の直流電源９６の出力電圧の約６３％となるので、少なくともその時間以上が必要となる。
【０１５８】
本実施例においては、この値の３．８倍に相当する１７ミリ秒の期間を初期充電モードの期間としていることから、ブートストラップコンデンサの初期電荷が零の場合にあっても、第２の直流電源９６の電圧に対して約９８％まで電圧が確保できるように十分な充電がなされる。
【０１５９】
ただし、パルセータの反転時限によっては、２回目以降の駆動モードの開始時点において、ブートストラップコンデンサの初期電荷がある程度保証できる場合もあり、その場合には、２回目以降の初期充電モードについては、例えば６ミリ秒程度とするなどの構成としてもよい。
【０１６０】
本実施例で使用した１７ミリ秒という初期充電モードの時間は、パルセータの反転時限の休止時間に対して十分小さい時間であるため、速やかに充電が完了し、またこの時の導通比によって第２の直流電源の負担も軽減し、かつ駆動モードとブレーキモードにおいては、高電位側スイッチング素子をＰＷＭ制御し、高電位側スイッチング素子のオフ期間および低電位側スイッチング素子のオン期間に速やかにブートストラップコンデンサの充電ができることから、かなりの低速度でもＰＷＭのデューティの上限の制限が、必要トルクの確保に対して問題とならない値以上を実現することができるという優れた効果を上げることができる。
【０１６１】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、第１の直流電源と、３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、前記第１の直流電源の出力に接続され３相の電機子巻線に対応した３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を有するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記高電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した高電位側駆動回路と、前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した低電位側駆動回路と、前記高電位側駆動回路の電源入力端子間にそれぞれ接続されたブートストラップコンデンサと、ダイオードと、充電抵抗と、第２の直流電源とで構成し、前記回転子の位置に同期して、前記高電位側駆動回路と前記低電位側駆動回路を動作させることにより前記６個のスイッチング素子をオンオフし、前記電機子巻線に３相の交流を供給する駆動モードと、前記高電位側スイッチング素子をオフ状態に保ったまま前記３個の低電位側スイッチング素子を間欠的にオンオフし、前記各ブートストラップコンデンサを前記第２の直流電源から前記ダイオードと充電抵抗を通して充電する初期充電モードを有し、前記初期充電モードの期間は、前記ブートストラップコンデンサの静電容量と前記充電抵抗の積で定まる充電時定数を、前記初期充電モードでの前記低電位側スイッチング素子の導通比で除した時間以上とし、起動時には前記駆動モードに入る前に前記初期充電モードを行うようにしたから、簡単な構成で、高電位側駆動回路に電源を供給することが可能となり、さらに高電位側駆動回路に必要な電圧を確保し、高電位側スイッチング素子を確実にオンオフさせることができ、信頼性の高い低コストの電動機の制御装置を実現することができる。
【０１６２】
また、請求項２に記載の発明によれば、制御手段は、初期充電モードと駆動モードへの移行の際に、３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を一旦すべてオフさせるようにしたから、初期充電モードから駆動モードに移行する際に、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を通じて第１の直流電源が短絡されて大電流が流れて破壊するのを防ぐことができ、信頼性の高い電動機の制御装置を実現することができる。
【０１６３】
また、請求項３に記載の発明によれば、請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転するパルセータを備え、洗浄の際には、正の回転方向の駆動モードの後、休止期間を設けて逆の回転方向の駆動モードに移り、かつ前記休止期間中に初期充電モードを設けたから、初期充電モードの期間に、ブートストラップコンデンサに十分な充電が行われると共に、前回の駆動モードによる回転方向での残留回転エネルギーに対してブレーキとしても作用することから、簡単かつ低コストの回路構成で信頼性の高い電気洗濯機を実現することが可能となる。
【０１６４】
また、請求項４に記載の発明によれば、請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転する脱水槽を有し、起動の際に初期充電モードを設けたから、初期充電モードの期間に前記ブートストラップコンデンサに十分な充電が行われ、簡単かつ低コストの回路構成で信頼性の高い電気洗濯機を実現することが可能となる。
【０１６５】
また、請求項５に記載の発明によれば、初期充電モードでの低電位側スイッチング素子の間欠オン期間は、ブートストラップコンデンサの静電容量と充電抵抗の積で定まる充電時定数以下としたから、比較的簡単かつ低コストの回路構成で、ブートストラップコンデンサに対して高電位側駆動回路を動作させるのに必要な電圧を充電することができ、かつ第２の直流電源に必要な電流定格値を低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の電動機の制御装置の回路図
【図２】 同電動機の制御装置のブートストラップコンデンサの充電時の等価回路図
【図３】 同電動機の制御装置の正の回転駆動における要部電圧波形図
【図４】 同電動機の制御装置の負の回転駆動における要部電圧波形図
【図５】 同電動機の制御装置の充電モードにおける要部電圧波形図
【図６】 同電動機の制御装置のブレーキモードにおける要部電圧波形図
【図７】 本発明の第２の実施例の電気洗濯機のシステム構成図
【図８】 同電気洗濯機の電動機の一部切欠した上面図
【図９】 同電気洗濯機の電動機の電機子巻線の結線図
【図１０】 同電気洗濯機のパルセータ駆動時の動作モード説明図
【図１１】 同電気洗濯機のブレーキモードにおけるブレーキトルクの特性図
【図１２】 同電気洗濯機の初期充電モードにおけるブレーキトルクの特性図
【図１３】 従来の電動機の制御装置の回路図
【図１４】 同電動機の制御装置の要部詳細回路図
【符号の説明】
７０ 第１の直流電源
７３ 電動機
７４ インバータ
７５ 制御手段
７６、７７、７８ 電機子巻線
７９ 回転子
８０、８１、８２ 高電位側スイッチング素子
８３、８４、８５ 低電位側スイッチング素子
８６、８７、８８ 高電位側駆動回路
８９、９０、９１ 低電位側駆動回路
９２、９３、９４ ブートストラップコンデンサ
９５、９６、９７ ダイオード
９６ 第２の直流電源

Claims (5)

1. 第１の直流電源と、３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、前記第１の直流電源の出力に接続され３相の電機子巻線に対応した３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を有するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記高電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した高電位側駆動回路と、前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの制御端子に接続した低電位側駆動回路と、前記高電位側駆動回路の電源入力端子間にそれぞれ接続されたブートストラップコンデンサと、ダイオードと、充電抵抗と、第２の直流電源とで構成し、前記回転子の位置に同期して、前記高電位側駆動回路と前記低電位側駆動回路を動作させることにより前記６個のスイッチング素子をオンオフし、前記電機子巻線に３相の交流を供給する駆動モードと、前記高電位側スイッチング素子をオフ状態に保ったまま前記３個の低電位側スイッチング素子を間欠的にオンオフし、前記各ブートストラップコンデンサを前記第２の直流電源から前記ダイオードと充電抵抗を通して充電する初期充電モードを有し、前記初期充電モードの期間は、前記ブートストラップコンデンサの静電容量と前記充電抵抗の積で定まる充電時定数を、前記初期充電モードでの前記低電位側スイッチング素子の導通比で除した時間以上とし、起動時には前記駆動モードに入る前に前記初期充電モードを行うようにした電動機の制御装置。
2. 制御手段は、初期充電モードと駆動モードへの移行の際に、３個の高電位側スイッチング素子と３個の低電位側スイッチング素子を一旦すべてオフさせるようにした請求項１記載の電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転するパルセータを備え、洗浄の際には、正の回転方向の駆動モードの後、休止期間を設けて逆の回転方向の駆動モードに移り、かつ前記休止期間中に初期充電モードを設けた電気洗濯機。
4. 請求項１または２に記載の電動機の制御装置と、電動機によって回転する脱水槽を有し、起動の際に初期充電モードを設けた電気洗濯機。
5. 初期充電モードでの低電位側スイッチング素子の間欠オン期間は、ブートストラップコンデンサの静電容量と充電抵抗の積で定まる充電時定数以下とした請求項３または４に記載の電気洗濯機。

Images